KR20070085629A

KR20070085629A - 비트 도메인 내의 반복 재배치에 의해 모호성을 감소시키는방법 및 송신기 구조

Info

Publication number: KR20070085629A
Application number: KR1020077012411A
Authority: KR
Inventors: 에들러 본 엘브바트 알렉산더 골리츠체크; 크리스티안 벤게르테르; 이사무 요시이
Original assignee: 마츠시타 덴끼 산교 가부시키가이샤
Priority date: 2004-11-03
Filing date: 2005-07-20
Publication date: 2007-08-27
Also published as: US20120140846A1; US20090034655A1; JP2008519511A; EP1817861B1; CN101053195A; BRPI0516879A; EP1655877A1; JP4714743B2; RU2007120636A; DE602005009574D1; WO2006048059A1; US8139690B2; EP1817861A1; CN101053195B; MX2007005386A; US8391403B2; ATE407491T1

Abstract

채널 추정을 위해 평가된 수신 심볼의 인식 시에 모호성을 감소시킴으로써 디지털 통신 시스템에서 채널 추정의 신뢰도를 향상시키는 방법이 제공된다. 제 1 다수 비트는 주어진 이진수의 변조 상태로의 그레이 맵핑에 따라 변조 상태로 맵핑되고 전송된다. 다수 비트는 적어도 1회 재전송되며, 비트들의 서브세트의 비트는 반전된 다수 비트에 포함되고, 동일한 그레이 맵핑에 따라 추가 변조 상태로 맵핑된다. 반전될 비트는 제 1 다수 비트 내의 비트 값의 모든 조합에 대해 복소 평면에서 제 1 및 추가 변조 상태의 복소 값을 나타내는 벡터를 합산함으로써 획득가능한 다수의 상이한 벡터 합 결과의 수가 상기 그레이 맵핑 내의 상이한 변조 상태의 수보다 적도록 결정된다.

Description

비트 도메인 내의 반복 재배치에 의해 모호성을 감소시키는 방법 및 송신기 구조{METHOD AND TRANSMITTER STRUCTURE REDUCING AMBIGUITY BY REPETITION REARRANGEMENT IN THE BIT DOMAIN}

본 발명은 디지털 통신 시스템에 관한 것이다. 보다 구체적으로, 본 발명은 이동 통신 시스템 또는 위성 통신에서와 같이 시변 채널 또는 주파수 가변 채널을 통해 데이터가 전송되는 통신 시스템에 적용할 수 있다.

장거리 또는 무선 링크를 통한 전송에 대해, 디지털 데이터는 하나 이상의 캐리어 상으로 변조된다. 진폭 편이 방식(Amplitude Shift Keying: ASK), 위상 편이 방식(Phase Shift Keying: PSK), 및 구상 진폭 변조(Quadrature Amplitude Modulation: QAM)와 같은 진폭 및 위상의 혼합 변조 방식 등의 다양한 변조 방식이 종래 기술에 알려져 있다. 언급된 모든 변조 유형에서, 예컨대 전압 또는 필드 세기에 관한 변조 신호는

로 표현될 수 있다.

비트 시퀀스 또는 데이터 워드는 복소 값 A로 표현되는데, 여기서

은 변조 신호의 순간 진폭(momentary amplitude)을 표현하고,

는 변조 신호의 순간 위상(momentary phase)을 표현한다. 비트 시퀀스 값과 복소 값 사이의 할당은 맵핑(mapping)이라고 호칭된다.

실제 전송 채널이 위상의 편이 및 감쇠에 의해 변조 신호를 왜곡시키고, 또한 신호에 잡음을 부가하기 때문에, 복조 이후의 수신 신호에는 에러가 발생한다. 에러에 관한 확률은 일반적으로 데이터 레이트의 증가, 즉 변조 상태의 개수 증가 및 심볼 지속시간(symbol duration)의 감소에 따라 증가한다. 이러한 에러를 극복하기 위해서, 데이터에 리던던시(redundancy)가 추가되어 에러 심볼을 인식하고 보정하게 할 수 있다. 하이브리드 자동 재전송 요구(hybrid automatic repeat request: HARQ) 및 증분 리던던시(incremental redundancy)와 같이, 수정불가능 에러가 발생한 데이터의 전송만을 반복하는 방법과 같은 더욱 경제적인 방안이 주어진다.

EP 1 293 059 B1에는 모든 비트의 평균 신뢰도를 향상시키기 위해 디지털 변조 심볼을 재배치하는 방법이 개시되어 있다. 이 방법은 비트를 심볼로 맵핑시키는 규칙을 변화시킴으로써 달성 가능하다. 이 특허는 ARQ 시스템 내의 재전송 심볼에 대한 재배치에 초점을 두고 있다.

EP 1 313 250 A1 및 EP 1 313 251 A1에는 비트를 심볼로 맵핑시키는 동일한 규칙을 이용하되, 맵핑 이전에 비트를 조작하는 대신 인터리빙 및/또는 논리적 비트 반전 동작에 의해 EP 1 293 059 B1에 개시된 효과를 달성할 수 있는 메커니즘이 개시되어 있다. 이들 방법도 ARQ 시스템으로 한정된다.

WO 2004 036 817 및 WO 2004 063 818에는 최초 심볼 및 반복 심볼이 상이한 다양성 브랜치를 통해 또는 ARQ 시스템의 조합을 통해 전송되는 시스템에 대한 신뢰도 평균화 효과를 달성하는 방법이 개시되어 있다.

위에서 인용한 특허 공개문헌의 방법 및 메커니즘은 "콘스텔레이션 재배치(Constellation Rearrangement)" 또는 간단히 "CoRe"라고 지칭될 것이다.

유선 통신 시스템과 무선 통신 시스템 사이의 주요한 차이점은 정보가 전송되는 물리적 채널의 동작이다. 무선 또는 이동 채널은 본래 특성상 시간 및/또는 주파수 전체에 걸쳐서 가변적이다. 최신 이동 통신 시스템에서의 양호한 성능을 위해, 수신기 내에서 데이터 심볼의 복조는 일반적으로 채널 계수에 의해 측정되는 채널의 정확한 추정을 요구하는데, 이러한 채널 계수는 채널의 출력(power), 위상 또는 이들 양쪽의 속성 모두에 관한 지식을 포함한다. 이것을 용이하게 하기 위해, 일반적으로, 몇몇 종류의 파일럿 심볼이 사전 결정된 명백한 진폭 및/또는 위상 값을 갖는 데이터 심볼 스트림 내로 삽입되어, 채널 계수를 결정하는 데 사용될 수 있다. 그 후, 이 정보는 적응적 필터링(adaptive filtering)과 같은 보정량 측정(correction measurement)에 사용된다.

"결정 피드백 복조(Decision-Feedback Demodulation)"는 제 1의 대략적 채널 추정이 데이터 심볼을 복조하는 데 사용되는(또는 어떤 것도 전혀 사용되지 않는) 반복 프로세스이다. 복조 후, 또한 바람직하게는 디코딩 후, 획득된 정보는 데이터 심볼로부터 비롯되는 추정 향상을 위해 채널 추정기로 역 전송된다. 이 프로세 스는 지연을 야기하고 각각의 반복 단계에서 다량의 계산을 요구할 뿐 아니라, 피드백 루프로 인해 제 1의 대략적 채널 추정의 품질에 상당히 의존한다는 점이 명백하다. 이러한 절차는 예컨대 Lutz H. J. Lampe와 Robert Schober의 "Iterative Decision-Feedback Differential Demodulation of Bit-Interleaved Coded MDPSK for Flat Rayleigh Fading Channels"로부터 알려져 있다.

일반적으로, 데이터 심볼 자체는 채널 추정에 정확하게 이용될 수 없는데, 이는 진폭 및/또는 위상이 복조에 대해 선험적으로 알려져 있지 않기 때문이다. 수신기는, 채널 추정이 가능하기 전에, 수신된 신호에 기초하여, 전송된 심볼에 대해 결론을 내려야 한다. 심볼의 인식에 오류가 있을 수 있기 때문에, 모호성(ambiguity)이 채널 추정에 도입된다. 이 동작은 도 1로부터 알 수 있으며, 상이한 디지털 변조 방식에 수반되는 모호성의 개수를 나타낸 표 1에 상세히 게재된다.

표 1로부터, 반복적 결정 피드백 복조 방식의 성능이 변조 방식에 수반되는 모호성의 개수에 더욱 상당히 의존할 것임은 용이하게 이해될 것이다. 전송된 심볼에 관한 잘못된 가정은 잘못된 채널 추정 결과를 가져온다. 특히, 다수의 변조 상태를 갖는 변조 방식에는, 피할 수 없는 잡음으로 인해 에러 심볼의 확률이 높다. 이어서, 잘못된 채널 추정은 잘못된 보정을 야기하며, 결과적으로 수신된 심볼에 더 많은 에러를 야기한다. 따라서, 관련 분야에서는 향상된 신뢰도의 채널 추정이 요구된다.

전술한 종래 기술은 맵핑을 재배치시키거나 맵핑 이전의 비트 연산에 의해서 하나의 디지털 심볼로 맵핑된 비트의 평균 비트 신뢰도를 평균화하는 양상만을 설명한다. 이것은 시변/주파수 변화 채널이 매우 정확하게 알려져 있는 경우에는 양호한 효과를 갖지만, 코히어런트 시간/주파수가 데이터 패킷에 비해 상대적으로 작은 경우에는 수신기에서 시변/주파수 가변 채널의 지식을 향상시킬 수단을 제공하지 않는다.

그레이 맵핑(Gray Mapping) 또는 그레이 코딩(Gray Coding)은 디지털 변조가 사용될 때 통신 시스템에서 폭넓게 사용되는 항목이며, 그에 따라 본원에서 그 설명은 매우 기본적이다. 그레이 맵핑은 제 1 심볼의 비트 시퀀스와 복소 신호 평면에서 가장 인접한 제 2 심볼의 비트 시퀀스에 대한 XOR 이진 연산이 1의 해밍 가중치(Hamming weight)를 갖는다는 사실, 즉 XOR의 결과가 매번 정확하게 비트 값 1을 포함하는 이진 워드가 된다는 사실을 특징으로 한다. 다시 말해, 그레이 맵핑에서, 가장 근접한 심볼에 할당된 비트 시퀀스는 (임의의) 1 비트의 값만큼 상이하다.

1차원 배치의 경우에 "자연 이진 코드"로부터 그레이 코드로 변환하는 하나의 알고리즘이 있다.

- B[n:0]을 일반적인 이진 표현(예를 들어, 십진수 13에 대한 이진수 1101)에서의 비트 어레이(the array of bits)라고 하자.

- G[n:0]을 그레이 코드에서의 비트 어레이라고 하자.

- G[n]=B[n]

- i=0에서 i=n-1까지, G[i]=B[i+1] XOR B[i]

다른 귀납적 생성 방법은 다음과 같다.

n 비트에 대한 그레이 코드는 이진수 0을 n-1개 비트에 대한 그레이 코드로 사전 결정하고, 이진수 1을 n-1 비트에 대한 반영 그레이 코드(즉, 역 순서로 나열된 그레이 코드)로 사전 결정함으로써 귀납적으로 생성될 수 있다. 이것은 도 26에서 1 내지 4비트에 도시되어 있다.

이진수를 구상 진폭 변조(QAM)의 변조 상태로 맵핑하는 것과 같은 2차원 배치에서, 숫자로 구성된 비트가 상이한 차원과 관련된 위치를 특성화시키는 상이한 서브세트로 분리될 수 있을 때, 그레이 맵핑은 전술한 방법을 각각의 서브세트에 개별적으로 적용함으로써 획득될 수 있다. 보편적으로, 그 결과는 그레이 원리가 콘스텔레이션 포인트(constellation point)의 가장 근접한 이웃(들)에 대해서만 2차원 배치 내에 유지되게 한다.

따라서, 본 발명의 목적은 디지털 전송 시스템에서 채널 추정의 신뢰도를 향상시키는 방법을 제공하는 데 있다.

본 발명의 다른 목적은 채널 추정의 신뢰도를 향상시킬 수 있는 디지털 통신 시스템용 송신기를 제공하는 데 있다.

본 발명의 일 양상에 있어서, 디지털 통신 시스템에서 신호를 전송하는 방법은, (가) 비트 시퀀스의 변조 상태로의 그레이 맵핑(Gray mapping)에 따라 제 1 다수 비트를 제 1 변조 상태로 맵핑하는 제 1 맵핑 단계(302)와, (나) 상기 제 1 변조 상태에 따라 캐리어를 변조함으로써 상기 제 1 다수 비트를 전송하는 전송 단계(303)와, (다) 상기 제 1 다수 비트의 하나의 서브세트의 비트를 반전시키고 상기 서브세트 내에 포함되지 않는 비트를 변화하지 않은 상태로 유지시킴으로써 적어도 하나의 추가 다수 비트를 각각 획득하는 적어도 하나의 반전 단계(305)와, (라) 비트 시퀀스의 변조 상태로의 상기 그레이 맵핑에 따라 상기 적어도 하나의 추가 다수 비트를 적어도 하나의 추가 변조 상태로 맵핑하는 적어도 하나의 추가 맵핑 단계(306)와, (마) 상기 적어도 하나의 추가 변조 상태에 따라 캐리어를 변조시킴으로써 상기 제 1 다수 비트를 재전송하는 적어도 하나의 재전송 단계(307)를 포함하되, 단계 (다)에서, 각각의 반전 단계는, 상기 제 1 다수 비트 내의 비트 값의 모든 조합에 대해, 복소 평면에서 상기 제 1 및 추가 변조 상태의 복소 값을 나타내는 벡터를 합산함으로써 획득가능한 상이한 벡터 합 결과(206, 207)의 개수가, 이진수의 변조 상태로의 상기 그레이 맵핑 내에서 상이한 변조 상태의 개수보다 적도록 상기 제 1 다수 비트의 상기 서브세트 내에 포함된 모든 비트를 반전시킨다.

본 발명의 다른 양상에 있어서, 컴퓨터 판독가능 저장 매체는, 디지털 통신 시스템의 송신기의 프로세서에서 실행될 때, 상기 송신기가 위에서 정의된 양상에 따른 방법을 수행하게 하는 프로그램 명령을 저장한다.

본 발명의 또 다른 양상에 있어서, 디지털 통신 시스템용 송신기(2101)는 제 1 다수 비트를 수신하고, 상기 수신된 제 1 다수 비트를 적어도 1회 반복하는 리피터(2106)와, 상기 제 1 다수 비트의 각각의 반복된 인스턴스마다, 반전용 비트의 서브세트를 결정하는 반전 비트 결정 유닛(2108)과, 상기 인스턴스마다 결정된 상기 서브세트 내에 포함되는 상기 반복된 인스턴스의 모든 비트를 반전시켜, 상기 반전 비트 및 상기 제 1 다수 비트의 모든 비반전 비트를 포함하는 적어도 하나의 추가 다수 비트를 획득하는 비트 반전기(2109)와, 그레이 맵핑(Gray mapping)에 따라 상기 제 1 및 추가 다수 비트를 제 1 및 추가 변조 상태로 맵핑시키는 맵핑기(2111)와, 변조 상태에 따라 캐리어를 변조하는 변조기(2113)를 포함하되, 상기 반전 비트 결정 유닛은 상기 제 1 다수 비트 내의 비트 값의 모든 조합에 대해 복소 평면에서 상기 제 1 및 추가 변조 상태의 복소 값을 나타내는 벡터를 합산함으로써 획득가능한 상이한 벡터 합 결과의 개수가, 이진수의 변조 상태로의 상기 그레이 맵핑 내에서 상이한 변조 상태의 개수보다 적도록 반전용의 상기 제 1 다수 비트의 상기 적어도 하나의 서브세트를 결정하도록 구성된다.

본 발명의 또 다른 양상에 따르면, 디지털 무선 통신 시스템의 기지국(2200)은 이전의 양상에서 정의된 바와 같은 송신기(2101)를 포함한다.

본 발명의 또 다른 양상에 따르면, 디지털 무선 통신 시스템의 이동국(2300)은 이전의 양상에서 정의된 바와 같은 송신기(2101)를 포함한다.

첨부한 도면은 본 발명의 원리를 설명할 목적으로 명세서에 수록되어 그 일부를 형성한다. 도면은 본 발명이 제작되고 사용될 수 있는 예시적이고 설명적인 일례로만 본 발명을 제한하는 것으로 이해되어서는 안 된다. 첨부한 도면에 예시된 바와 같이, 추가적인 특징 및 이점은 본 발명에 대한 다음의 보다 구체적인 설명으로부터 명백해질 것이다.

도 1은 복소 신호 평면에서 디지털 변조 맵핑에 대한 일례를 설명하는 도면,

도 2는 16-QAM에서 최초의 4-비트 시퀀스 및 대응하는 4-비트 시퀀스의 예를 나타낸 도면,

도 3은 디지털 전송 채널 속성의 추정 시에 신뢰도를 향상시키는 방법의 단계를 예시한 도면,

도 4는 PSK를 이용한 재전송을 위해 반전될 비트를 결정하는 단계를 나타낸 도면,

도 5는 8-PSK를 이용한 비트 반전에 따른 재전송에 대한 예를 예시한 도면,

도 6은 ASK를 이용한 재전송을 위해 반전될 비트를 결정하는 단계를 나타낸 도면,

도 7은 8-ASK를 이용한 비트 반전에 따른 재전송에 대한 예를 예시한 도면,

도 8은 혼합된 ASK/PSK를 이용한 재전송을 위해 반전될 비트를 결정하는 단계를 나타낸 도면,

도 9는 4-ASK/4-PSK를 이용한 비트 반전에 따른 재전송에 대한 예를 예시한 도면,

도 10은 도 9에 예시한 변조 방식의 4-ASK 부분을 설명하는 도면,

도 11은 도 9에 예시한 변조 방식의 4-PSK 부분을 설명하는 도면,

도 12는 정방형 QAM을 이용한 재전송을 위해 반전될 비트를 결정하는 단계를 도시한 도면,

도 13은 16-QAM을 이용한 비트 반전에 따른 재전송에 대한 예를 예시한 도면,

도 14는 도 13에 예시한 변조 방식의 동위상 부분을 도시한 도면,

도 15는 도 13에 예시한 변조 방식의 직교 위상 부분을 도시한 도면,

도 16 내지 도 19는 비균일 정방형 QAM의 예를 나타낸 도면,

도 20은 파일럿 및 데이터 심볼에 대한 1차원 프레임 구조의 예를 도시한 도면,

도 21은 송신기 체인의 예를 나타낸 도면,

도 22는 기지국의 예시적인 구조를 나타낸 도면,

도 23은 이동국의 예시적인 구조를 나타낸 도면,

도 24는 최초 4-ASK/4-PSK에 대한 QPSK-등가 모호성 상황이 되는 차선 조합 및 반전 경우를 도시한 도면,

도 25는 최초 16-정방형-QAM에 대한 QPSK-등가 모호성 상황이 되는 차선 조합 및 반전 경우를 도시한 도면,

도 26은 종래 기술의 알고리즘을 이용하여 1 내지 4 비트의 그레이 코딩 비트 시퀀스를 생성하는 예를 나타낸 도면.

일례로서, 도 2 및 도 13에서 알 수 있는 바와 같이, 16-QAM 변조 방식을 이용하는 전송을 가정하자. 표 1에 따르면, 이러한 데이터 심볼은 4 비트를 전달한다. 본원에서 전술한 방법에서, 이들 4 비트는 다음의 방법을 이용하여 2회 전송된다.

1. 최초 시퀀스(4 비트)에 대한 16-QAM 그레이 맵핑(Gray mapping)

2. 대응 시퀀스(4 비트)에 대한 동일한 16-QAM 그레이 맵핑

이것은 일례로서 최초 비트 시퀀스 1010 및 대응 시퀀스 1100이 강조된 도 2에도 예시되어 있다. 4 비트의 각 시퀀스는 16-QAM의 변조 상태로 맵핑된다. 적용된 맵핑이 그레이 맵핑이므로, 가장 인접한 이웃은 항상 단 하나의 비트 값만이 상이하다. 예를 들어, 변조 상태(201)는 비트 시퀀스 "0000"에 할당된다. 4개의 가장 가까운 이웃(202 내지 205)은 "0001", "0010", "0100" 및 "1000"에 할당된다.

4 비트의 각 시퀀스는 아래에서 설명되는 비트 반전에 의해 획득되는 추가 비트 시퀀스와 관련된다. 제 1 비트 시퀀스로부터 생성된 제 1 심볼을 추가 비트 시퀀스로부터 생성된 추가 심볼과 조합한 결과, 모호성(ambiguities)의 개수는, BPSK 변조의 콘스텔레이션(constellation)과 유사하게, 1개의 진폭 레벨과 2개의 위상 레벨을 갖는 2개의 벡터 합 결과(206, 207)로 감소한다.

도 3의 순서도는 전송 채널 추정 시에 모호성을 감소시키는 데 필수적인 단계를 예시한다.

단계(301)에서, 제 1 시퀀스 또는 다수의 비트가 수신된다. 하나의 시퀀스 내에 포함되는 비트의 수는 적용된 변조 방식에서 상이한 변조 상태의 개수에 의존한다. 예를 들어, 64-QAM의 경우, 각 시퀀스는 Id 64=6비트를 포함한다. 8-PSK의 경우, 각각의 다수 비트는 Id 8=3비트를 포함한다.

단계(302)에서, 제 1 다수 비트는 비트 시퀀스를 변조 상태로 맵핑시키는 사전 정의된 그레이 맵핑에 따른 변조 상태로 맵핑된다. 단계(303)에서, 제 1 비트 시퀀스는 그레이 맵핑에서 비트 시퀀스에 할당된 변조 상태에 따라서 캐리어를 변조시킴으로써 전송된다.

각각의 재전송을 위해서, 비트 시퀀스에 포함된 비트의 서브세트는 단계(304)에서 반전용으로 결정된다. 결정 단계(304)는, 예를 들어, 결정 알고리즘을 실행시키거나, 호출 개체(peer entity)로부터 데이터를 수신하거나, 단지 메모리로부터 데이터를 판독함으로써 수행될 수 있다. 단계(305)에서, 추가의 다수 비트는, 단계(301)로부터 제 1 다수의 비트를 취하고, 단계(304)에서 결정된 반전 규칙 중 하나에 따라서 그들 비트를 반전시킴으로써 획득된다. 이 추가 비트 시퀀스는 단계(302)에서 사용된 동일한 그레이 맵핑에 따라 단계(306)에서 변조 상태로 맵핑된다. 단계(307)에서, 제 1 시퀀스는 단계(305)에서 획득된 추가 시퀀스를 전 송함으로써, 즉 단계(306)에서 획득된 변조 상태에 따라 캐리어를 변조시킴으로써 재전송된다.

단계(308)는 이행될 동일한 제 1 비트 시퀀스의 추가 재전송이 존재하는지를 질의한다. 추가 재전송이 존재하는 경우, 박스(304)로 복귀한다. 그렇지 않은 경우, 방법은 종료되고, 제 1 비트 시퀀스의 전송 및 재전송이 이행된다.

전술한 바와 같이, 결정 단계(304)에서, 추가 비트 시퀀스를 획득하도록 하나의 반전 규칙이 선택된다. 이 반전 규칙은 반전되어야 하는 비트의 서브세트로서 표현될 수 있다. 선택된 맵핑 방법에 따라서, 모호성을 희망하는 목표 레벨로 감소시키는 데 필요한 하나 또는 여러 개의 반전 규칙이 존재할 수 있다. 결정 단계(304)는 각각의 재전송을 위해, 바람직하게는 각각의 반전 규칙이 주어진 제 1 다수 비트마다 한번씩 결정되도록, 규칙 중 하나를 선택해야 한다. 다음에는, 단계(304)에서 선택되어야 하는 반전 규칙의 결정이 상이한 변조 방식을 참조하여 보다 상세히 설명될 것이다.

그레이 맵핑을 이용하는 PSK 변조에 대해서는, 도 4에 도시한 다음의 알고리즘이 적용될 수 있다.

- n을 하나의 PSK 심볼로 맵핑된 비트의 개수라고 하자(단계(401)).

- n 비트 중에서, 반전 후보용의 n-1개의 비트를 선택한다(단계(402)).

- 반전 규칙(들): 선택된 n-1개 비트 중 1개 내지 모든 n-1개 비트를 이용하여 가능한 모든 조합을 획득함으로써 반전될 비트를 결정한다(단계(403)).

- 위에서 발견된 조합으로부터 비트(들)를 반전시킴으로써 최초 비트 시퀀스 로부터 n-1개의 대응 비트 시퀀스를 획득한다.

도 5에 도시한 콘스텔레이션에 대한 일례가 설명된다.

- 8-PSK를 이용하여, 3 비트가 하나의 심볼로 맵핑된다(⇒ n=3).

- 제 1 및 제 3 비트가 반전 후보로 선택된다.

- 반전 규칙: 제 1 비트만, 제 3 비트만, 또는 제 1 비트와 제 3 비트 모두를 반전시킨다.

- 그레이 코딩 시의 최초 비트 시퀀스: 000, 001, 011, 010, 110, 111, 101, 100

- 제 1 비트를 반전시킨 대응 시퀀스: 100, 101, 111, 110, 010, 011, 001, 000

- 제 3 비트를 반전시킨 대응 시퀀스: 001, 000, 010, 011, 111, 110, 100, 101

- 제 1 비트와 제 3 비트를 반전시킨 대응 시퀀스: 101, 100, 110, 111, 011, 010, 000, 001

변조 상태(501)는 비트 시퀀스 "000"에 할당된다. 반전 규칙을 적용함으로써, 비트 시퀀스 "100", "001" 및 "101"이 획득되며, 변조 상태(502-504)는 이들에 할당된다. 심볼은 이들 변조 상태에 대한 캐리어의 복소 값을 표현하는 벡터(505-508)를 합산함으로써 조합된다. 그 결과는 상위 반평면(upper half plane)으로 맵핑된 모든 비트 시퀀스에 대한 포인트(509), 및 하위 반평면(lower half plane)으로 맵핑된 모든 비트 시퀀스에 대한 포인트(510)이다. 따라서, 그 결과는 1개의 진폭 값과 2개의 상이한 위상 값만을 가질 수 있다.

적어도 부분적으로 PSK(예를 들어, 위에서 약술한 바와 같은 n-PSK, n-ASK/m-PSK, n-QAM)를 수반하는 모든 방식, 즉 정보의 적어도 일부분이 정보 심볼의 위상에 포함되는 모든 방식의 경우, 모호성의 개수는 1개의 진폭 레벨과 2개의 위상 레벨로 감소될 수 있다. 하나의 위상 레벨로의 감소는 제안된 방법에 의해서는 가능하지 않으며, 실제로는 심볼의 코히어런트 조합이 복소 평면의 원점이 되는 경우에만 달성될 수 있어서, 채널 내의 진폭 또는 위상 변화의 추정을 허용하지 않을 것이다. 당업자라면 그러한 결과가 채널 추정에 아무 소용이 없다는 것을 이해할 수 있는 바와 같이, 이것이 모호성의 하나의 레벨을 표기하는지 아니면 모호성의 무한 레벨을 표기하는지의 여부는 학구적인 논의이다.

심볼의 전송 출력이 도 7에 도시한 바와 같은 그레이 코딩에 따라 올림차순 또는 내림차순 중 어느 하나로 분류되는 ASK 변조에 대해서는, 도 6에 도시한 다음의 알고리즘이 적용될 수 있다.

- n을 하나의 ASK 심볼로 맵핑된 비트의 개수라고 하자(단계(601)).

- 반전 규칙: 최저 전송 출력을 갖는 정확히 0.5*2ⁿ=2^n-1개의 심볼에 대해 동일한 비트 값을 전달하는 그 하나의 비트를 정확히 반전시킨다.

- 최초 비트 시퀀스에 반전 규칙을 적용함으로써 대응 시퀀스를 획득한다.

당업자라면, 이와는 달리, 최고 전송 출력을 갖는 동일한 반전 비트가 정확히 0.5*2ⁿ=2^n-1개의 심볼에 대해 동일한 비트 값을 전달하는 비트로서 식별될 수 있 음을 인식할 것이다.

예로서, 도 7의 맵핑에 따른 8-ASK-변조가 고려된다. 도 7에서, 바(701, 702, 703)는 비트 1, 2 및 3이 제각각 "1"의 값을 갖는 경우를 나타낸다. 가정된 비트 순서는 b₁b₂b₃이다.

- 8-ASK를 이용하여, 3 비트가 하나의 심볼로 맵핑된다(⇒ n=3).

- 정확히 0.5*2³=4개의 최소 전송 출력 심볼에 대해 동일한 값을 전달하는 비트는 제 2 비트 b₂이며, 이것은 그들 심볼에 대한 것과 동일하다.

- 반전 규칙: 제 2 비트 b₂를 반전시킨다.

- 그레이 코딩 시의 최초 비트 시퀀스: 011, 010, 110, 111, 101, 100, 000, 001

- 제 2 비트를 반전시킨 대응 시퀀스: 001, 000, 100, 101, 111, 110, 010, 011

변조 상태(704)는 비트 시퀀스 "011"에 할당된다. 상기 반전 규칙에 따르면, 대응 시퀀스 "001"은 제 2 비트를 반전시킴으로써 획득된다. 대응 시퀀스 "001"에는 변조 상태(705)가 할당된다. 심볼은 변조 상태(704, 705)의 복소 값을 나타내는 벡터(706, 707)를 합산함으로써 조합된다. 모든 제 1 비트 시퀀스와 그들의 대응 시퀀스를 조합한 결과를 계산함으로써, 그 결과가 항상 포인트(708)임이 명백해진다. 따라서, 이 경우, 전송 채널 속성의 결정에는 어떠한 모호성도 남아있지 않다.

ASK만이 사용되는 경우, 모호성의 개수는 1개의 진폭과 1개의 위상 레벨로 감소할 수 있다.

도 9에 도시한 바와 같이, 비트가 그레이 코딩된 ASK 정보를 전달하는 비트와 그레이 코딩된 PSK 정보("스타 QAM")를 전달하는 비트로 분리될 수 있는 혼합된 ASK/PSK 변조의 경우, 이들 비트는 전술한 PSK 또는 ASK 규칙에 따라 개별적으로 처리되어야 한다. 결과로서 생성된 알고리즘은 도 8의 순서도에 도시되어 있다.

- ASK/PSK 변조를 독립적인 ASK 부분 및 PSK 부분으로 분리한다(단계(801)).

- 전술한 알고리즘에 따라 ASK 부분 및 PSK 부분에 대한 반전 규칙을 개별적으로 결정한다.

- ASK 부분과 PSK 부분으로부터의 반전 규칙 비트에 대응하는 ASK 비트와 PSK 비트를 결정한다(각각 단계(802)와 단계(803)).

- 1개 내지 모든 ASK/PSK 반전 규칙 비트를 조합하여 ASK/PSK 반전 규칙을 결정한다(단계(804)).

- 결정된 ASK/PSK 반전 규칙에 따라 비트를 반전시킴으로써 모든 대응 시퀀스를 획득한다(단계(804)).

예로서, 도 9의 스타-QAM이 고려된다.

- 도 9에 도시한 바와 같은 4-ASK/4-PSK를 이용하여, 처음의 2 비트(901, 902)가 PSK로서 맵핑되고, 마지막 2 비트(903, 904)가 ASK로서 맵핑된다(-> nASK=2, nPSK=2).

- ASK 부분(도 10을 참조):

-- 0.5*2²=2개의 최소 전송 전력 심볼에 대해 동일한 값을 전달하는 비트는 그러한 비트에 대해 0인 제 1 비트(903)이다.

-- 반전 규칙: 제 1 ASK 비트(903)를 반전시킨다.

-- 그레이 코딩 시의 최초 ASK 비트 시퀀스: 00, 01, 11, 10

-- 제 1 비트(903)를 반전시킨 대응 시퀀스: 10, 11, 01, 00

- PSK 부분(도 11 참조):

-- 제 2 비트(902)가 선택된다.

-- 반전 규칙: 제 2 PSK 비트(902)를 반전시킨다.

-- 그레이 코딩 시의 최초 비트 시퀀스: 00, 01, 11, 10

-- 제 2 비트(902)를 반전시킨 대응 시퀀스: 01, 00, 10, 11

- ASK/PSK 반전 규칙 비트를 결정한다.

-- ASK 부분의 제 1 비트(903)는 ASK/PSK 부분의 제 3 비트이다.

-- PSK 부분의 제 2 비트(902)는 ASK/PSK 부분의 제 2 비트이다.

- ASK/PSK 반전 규칙을 결정한다.

-- 반전 규칙: 제 2 ASK/PSK 비트(902)만, 제 3 ASK/PSK 비트(903)만, 또는 제 2 ASK/PSK 비트(902)와 제 3 ASK/PSK 비트(903) 모두를 반전시킨다.

- 최초 ASK/PSK 비트 시퀀스: 0000, 0001, 0011, 0010, 0100, 0101, 0111, 0110, 1100, 1101, 1111, 1110, 1000, 1001, 1011, 1010

- 제 2 비트를 반전시킨 대응 ASK/PSK 시퀀스: 0100, 0101, 0111, 0110, 0000, 0001, 0011, 0010, 1000, 1001, 1011, 1010, 1100, 1101, 1111, 1110

- 제 3 비트를 반전시킨 대응 ASK/PSK 시퀀스: 0010, 0011, 0001, 0000, 0110, 0111 ,0101, 0100, 1110, 1111, 1101, 1100, 1010, 1011, 1001, 1000

- 제 2 및 제 3 비트를 반전시킨 대응 ASK/PSK 시퀀스: 0110, 0111, 0101, 0100, 0010, 0011, 0001, 0000, 1010, 1011, 1001, 1000, 1110, 1111, 1101, 1100

변조 상태(905)는 비트 시퀀스"0010"에 할당된다. PSK 서브-시퀀스는 "00"이고, ASK 서브-시퀀스는 "10"이다. 전술한 규칙에 따르면, PSK 서브-시퀀스로부터 반전되도록 결정된 1 비트(902), ASK 시퀀스로부터 반전을 위해 결정된 1 비트(903)가 존재한다. 결과적으로, 3개의 대응 비트 시퀀스가 존재한다. 반전된 비트(902)만이 "0110"을 산출하며, 이것에는 변조 상태(906)가 할당된다. 반전된 비트(903)만이 "0000"을 산출하며, 이것에는 변조 상태(907)가 대응한다. 반전된 양쪽의 비트(902, 903)는 변조 상태(908)에 대응하는 "0100"을 산출한다. 모든 심볼이 제각각의 복소 값을 나타내는 벡터(911-914)를 합산함으로써 조합되는 경우, 그 결과는 포인트(909)이다. 이 계산이 비트 시퀀스의 모든 가능한 값의 조합에 대해 이행된다면, 조합 결과는 상위 반평면에서 변조 상태에 할당된 모든 비트 시퀀스에 대해서는 포인트(909)에 있고, 하위 반평면에 위치하는 변조 상태에 할당된 모든 비트 시퀀스에 대해서는 포인트(910)에 있는 것으로 보인다. 이에 따라 모호성은 1개의 진폭 값과 2개의 위상 값으로 감소한다.

이러한 종류의 혼합된 ASK 및 PSK에 대해, 모호성은 두 부분 중 하나로부터의 반전 규칙이 홀로 적용되는 경우에도 감소할 수 있다. 도 9의 예에 있어서, 하 나의 대응 시퀀스만이 제 2 비트(902)를 반전시킴으로써 획득되는 경우, 모두가 허수 축 상에 위치하는 8개의 가능한 조합 결과가 존재한다. 따라서, 모호성은 4-ASK/2-PSK와 등가인 2개의 위상 값과 4개의 진폭 값으로 감소한다.

특수한 방식의 혼합된 ASK/PSK 변조는 2개의 직교 그레이 코딩된 m-ASK/2-PSK 변조의 조합이다. 이 혼합된 콘스텔레이션은 흔히 "정방형 QAM"(이후에는, 간단히 sq-AQM)이라고도 호칭된다. 2개의 ASK/PSK 변조를 개별적으로 처리하는 대신, 본원에서는 더욱 효율적인 방식이 도 12 및 도 13을 참조하여 소개된다.

- sq-AQM을 이후에 AP1 및 AP2라고 호칭되는 2개의 직교 m-ASK/2-PSK 변조로 분리한다(단계(1201)).

- AP1 반전 규칙: 반전될 비트는 m-ASK 부분의 최소 전송 출력을 갖는 정확히 m/2개의 심볼에 대해 동일한 비트 값을 갖는 비트이다(단계(1202)). 이것은 최소 전송 출력을 갖는 m-ASK/2-PSK의 m개 심볼과 기술적으로 등가이다.

- AP2 반전 규칙: 반전될 비트는 2-PSK 부분 정보를 전달하는 비트이다(단계(1203)).

- sq-QAM의 어떤 비트가 별개의 AP1 및 AP2 반전 비트에 대응하는지 결정한다.

- 대응하는 QAM 비트에 대한 AP1 및 AP2 반전 규칙을 조합함으로써 sq-QAM 반전 규칙을 획득한다.

- sq-QAM 반전 규칙을 적용함으로써 sq-QAM 대응 시퀀스를 획득한다.

당업자라면, 이와는 달리, AP1에 대해서 동일한 반전 비트가 m-ASK 부분의 최고 전송 출력을 갖는 정확히 m/2개의 심볼에 대해 동일한 비트 값을 전달하는 비트로서 식별될 수 있음을 인식할 것이다.

도 13 및 도 16 내지 도 19의 예에서와 같은 콘스텔레이션 레이아웃의 경우, 동위상 성분은 각각의 직교 성분을 갖는 AP1 또는 AP2 중 하나가 되도록 선택될 수 있다는 점에 유의해야 한다. 이것은 모호성의 감소 효과에 차이점이 없다. 한 가지 경우로 조합 결과는 실수 값을 갖고, 다른 경우로 조합 결과는 허수 값을 갖는다.

또한, 서로 직교하지만 실수 및 허수 축 중 임의의 축에 대해 평행하지는 않는 2개의 성분이 각각 AP1 및 AP2가 되도록 선택될 수 있다.

예:

- 도 13에서와 같이 16-sq-QAM을 사용하여, AP1은 도 14의 2-ASK/2-PSK로서 정의되고, AP2는 도 15의 2-ASK/2-PSK로서 정의된다.

- AP1:

-- ASK 부분의 정확히 m/2=1개의 최소 전송 출력 심볼에 대해 동일한 값을 전달하는 비트는 제 2 ASK/PSK 비트(1303)이며, 이것은 그러한 심볼에 대해 0이다(도 14 참조).

-- 반전 규칙 AP1: 제 2 ASK/PSK 비트(1303)를 반전시킨다.

- AP2:

-- PSK 정보를 전달하는 비트는 제 1 ASK/PSK 비트(1302)이고, 이것은 실수 축에 대해 90도의 위상인 경우에 0이고, 실수 축에 대해 270도의 위상인 경우 에 1이다(도 15 참조).

-- 반전 규칙 AP2: 제 1 ASK/PSK 비트(1302)를 반전시킨다.

- AP1 및 AP2 반전 규칙 비트의 최초 QAM 비트에 대한 대응성(도 13을 참조):

-- AP1로부터의 제 2 ASK/PSK 비트(1303)는 제 3 QAM 비트에 대응한다.

-- AP2로부터의 제 1 ASK/PSK 비트(1302)는 제 2 QAM 비트에 대응한다.

- 최초 16-sq-QAM 반전 규칙을 획득한다: 제 2 및 제 3 sq-QAM 비트를 반전시킨다.

- 최초 sq-QAM 비트 시퀀스: 0000, 0001, 0011, 0010, 0100, 0101, 0111, 0110, 1100, 1101, 1111, 1110, 1000, 1001, 1011, 1010

- 제 2 및 제 3 비트를 반전시킨 대응 sq-QAM 시퀀스: 0110, 0111, 0101, 0100, 0010, 0011, 0001, 0000, 1010, 1011, 1011, 1001, 1000, 1110, 1111, 1101, 1100

변조 상태(1305)는 비트 시퀀스 "1011"에 할당된다. 대응부 "1101"은 제 2 및 제 3 비트를 반전시킴으로써 획득되고, 변조 상태(1306)와 관련된다. 양쪽 심볼의 조합은 변조 상태의 각 복소 값을 나타내는 벡터(1307, 1308)를 합산함으로써 달성된다. 그 결과는 포인트(1309)이다. 비트 시퀀스의 모든 가능한 값의 조합에 대해 이 계산을 반복함으로써, 좌측 반평면에 위치하는 변조 상태로 맵핑된 모든 비트 시퀀스는 포인트(1309)와 동일한 조합 결과를 산출하고, 우측 반평면에 위치하는 변조 상태로 맵핑된 모든 비트 시퀀스는 포인트(1310)와 동일한 조합 결과를 산출하는 것으로 보인다. 이에 따라 모호성은 1개의 진폭 값과 2개의 위상 값으로 감소한다.

흔히, 용어 "정방형 QAM"은 가장 인접한 이웃 포인트들 사이의 거리가 콘스텔레이션의 모든 포인트에 대해 동일한 QAM 맵핑에만 엄격하게 적용된다는 점에 유의해야 한다. 그러나, 당업자라면, 본원에서 제시한 알고리즘은 이 속성이 포인트들의 서브세트에 대해서만 유효한 QAM 맵핑에도 적용가능하다는 점을 이해할 것이다. 예로는, 도 16 및 도 19에 도시한, DVB에서 사용되는 비균일 16-QAM 및 64-QAM가 있다. 이들 콘스텔레이션에서, 실수 축 및 허수 축은 변조 상태의 복소 값을 나타내는 콘스텔레이션 포인트에 대한 대칭 축이다. 결과적으로, 본원에서 용어 "정방형 QAM"은 도 13 및 도 16 내지 도 19에서와 같은 콘스텔레이션을 포함하는 넓은 관점에서 사용되는 것이며, 그러한 콘스텔레이션으로 제한되는 것은 아니다.

당업자라면, 통신 시스템 또는 디바이스가 반전 규칙의 결정을 실제로 구현하기 위한 상이한 방법들을 채용할 수도 있음을 이해할 것이다. 일 실시예에서, 반전 규칙은 본 발명에서 설명한 알고리즘을 실행함으로써 획득된다. 바람직한 실시예에서, 반전 규칙은 통신 시스템 또는 디바이스에서 사용된 각각의 변조 방식마다 결정되며, 반전 규칙을 신속하게 획득하기 위해 메모리 또는 룩업 테이블에 저장된다. 다른 바람직한 실시예에서, 반전 규칙은 하드웨어 또는 소프트웨어 모듈 내에 코딩되며, 이는 단계(304)가 그러한 하드웨어 또는 소프트웨어 모듈 중 전송 중에 선택되는 모듈을 제어하는 것과 동등하다.

반전 규칙 알고리즘 중 일부는 2 이상의 대응 시퀀스 또는 반전 규칙을 생성할 것이다. 이것은, 모호성 레벨을 최적으로 감소시키기 위해, 비트 시퀀스의 1회 이상의 반복이 필수적이라는 것, 즉 비트 시퀀스가 2회 이상 전송되어야 한다는 것을 의미한다. 이것이 시스템 용량 면에서 바람직하지 않다면, 대응 시퀀스/반전 규칙 중 하나가 선택되어야 한다. 최적의 개수보다 적은 반전 규칙을 이용한 모호성 감소는, 최초 심볼 및 대응 심볼을 조합한 효과를 검사할 때 당업자가 이해할 수 있는 바와 같이, 진폭 모호성 감소의 증가 또는 위상 모호성 감소의 증가 중 어느 하나를 선호할 것이다. 따라서, 그것은 모호성 감소가 신뢰성 있는 통신에 더욱 중요한 통신 시스템 및 우세한 채널 조건에 따라 다르다. 복조가 수신기에서의 정확한 진폭 추정에 상당히 의존하는 경우, 진폭 모호성 감소는 적절한 반전 규칙을 선택하기 위한 바람직한 기준이며, 마찬가지로, 복조가 수신기에서의 정확한 위상 추정에 상당히 의존하는 경우, 위상 모호성 감소는 적절한 반전 규칙을 선택하기 위한 바람직한 기준이다.

지금까지 설명한 반전 규칙 알고리즘은, 변조 상태로 맵핑되는 제 1 다수 비트와 추가의 다수 비트의 복소 값을 조합한 것에 의한 최적의 모호성 레벨 감소를 목표로서 했다. 그러나, 목표를 차선의 모호성 레벨 감소로 정의하는 것이 바람직하거나 충분할 수도 있다. 예를 들어, 모호성을 QPSK-등가 레벨로 감소시키는 것이 바람직할 수도 있는데, 이는 1개의 진폭 레벨과 4개의 위상 레벨을 의미한다. 이를 위한 채널 추정은 일반적으로 BPSK-등가 상황에 비해 열등하지만, 다수 비트로 전송된 데이터 비트에 대한 복조된 LLR 값의 관점에서는 이득이 될 수도 있다.

ASK에 대해 부여한 알고리즘은 단계(602)에서 최저 전송 출력을 갖는 정확히 2^n-1개의 변조 상태, 즉 시퀀스 당 n개의 비트(도 6과 도 7을 비교)를 고려할 때 단 1개의 진폭 레벨을 산출하므로, 그 알고리즘을 2의 제곱인 임의의 개수의 목표 진폭 레벨로 확장시킬 수 있다. 2^k를 진폭 레벨의 목표 개수라고 하자. 그러면, 반전 규칙을 발견하기 위한 절차는 다음과 같아야 한다.

- 최저 전송 출력을 갖는 2^n-k-1개의 변조 상태에 대해 동일한 제 1 값, 및 그 다음으로 높은 전송 출력 값을 갖는 다음 변조 상태에 대해 제 1 값과 반대인 값을 갖는 반전용 비트를 결정한다.

또는 앞서 언급한 바와 같이, 이와는 달리, 다음과 같을 수 있다.

- 최고 전송 출력을 갖는 2^n-k-1개의 변조 상태에 대해 동일한 제 1 값, 및 그 다음으로 낮은 전송 출력 값을 갖는 다음 변조 상태에 대해 제 1 값과 반대인 값을 갖는 반전용 비트를 결정한다.

k=0의 경우, 도 6의 블록(602)에서와 같이, 전술한 바와 동일한 전략을 취한다. k=n의 경우, 가능한 진폭 레벨 감소는 존재하지 않는다. 결과적으로, k는 바람직하게도 0 내지 n-1의 범위에 있는 정수 값을 취할 수 있다.

n=3인 경우에 도 7의 콘스텔레이션에서 k=1을 적용한 예로서, 2개의 콘스텔 레이션 포인트 "011" 및 "010"은 동일한 비트 값 b₁=0 및 b₂=1을 갖는다. 그러나, b₂=1이 2개의 최저 전송 출력 포인트에 대해서 뿐 아니라, 4개의 최저 전송 출력 포인트에 대한 것이므로, 그것은 "최저 전송 출력을 갖는 2^n-k-1개의 변조 상태에 대해 동일한 제 1 값, 및 그 다음으로 높은 전송 출력 값을 갖는 다음 변조 상태에 대해 제 1 값과 반대인 값"을 갖는 요건을 충족하지 않는다. 그 결과, 비트 b₁은 반전 규칙에서 반전될 비트로서 결정된다.

PSK 변조 방식에 대해, 반전 규칙 세트가 획득된다. 이들 반전 규칙의 서브세트만을 선택함으로써, 위상의 모호성이 즉시 감소할 수 있다. 도 5에 대한 예에서, 제 1 비트만의 반전은 다음과 같은 조합 이후에 단 2개의 위상 레벨이 된다. 즉, 심볼(501)과 심볼(502)의 조합 및 심볼(503)과 심볼(504)의 조합은 2개의 상이한 포인트가 되지만, 이들 조합은 모두 허수 축 상에서 동일한 위상 레벨을 공유하고 있다. 전반적으로, 이 반전 규칙만이 2-ASK/2-PSK와 등가인 2개의 위상 레벨과 2개의 진폭 레벨의 조합이 된다. 마찬가지로, 제 3 비트의 반전만이 QPSK-등가 조합이 된다. 심볼(503)과 조합된 심볼(501)은 심볼(504)과 조합된 심볼(502)과 동일한 진폭 레벨이 된다. 동시에, 제 3 비트의 반전만이, 1개의 진폭 레벨과 4개의 위상 레벨의 조합이 된다.

명백하게, ASK 및 PSK에 대한 진폭 또는 위상 레벨을 감소시키기 위한 상기 전략은 혼합된 ASK/PSK에도 적용가능하다. 도 24의 예에서, 4-ASK 부분은 제 1 ASK 비트를 반전시킴으로써 진폭 레벨의 개수를 4개에서 1개로 감소시키도록 수정 된다. 4-PSK 부분은 수정되지 않으므로, 동시에 유일한 반전 규칙이 4-ASK 비트 번호 1과 등가인 4-ASK/4-PSK 비트 번호 3의 반전이다. 조합은 QPSK와 등가인 1개의 진폭과 4개의 위상 레벨이 된다.

예로서, 벡터(2401)는 비트 시퀀스 "0010"에 대한 콘스텔레이션 포인트를 나타낸다. 제 1 ASK 비트는 시퀀스의 제 3 비트이다. 따라서, 반전 규칙은 제 3 비트를 반전시킬 것을 결정하여, 벡터(2402)로 표현되는 비트 시퀀스 "0000"을 산출한다. 양측 전송의 조합은 값(2403)을 산출한다. 비트 시퀀스의 상이한 값에 대해 가능한 다른 조합은 값(2404, 2405, 2406)이다.

정방형 QAM, 즉 sq-QAM의 경우, 차선의 모호성 레벨 감소는 AP1 또는 AP2 반전 규칙 중 하나가 수정되는 경우에 달성될 수 있다. 위에서 약술한 바와 같이, 1개의 진폭과 2개의 위상 레벨의 조합에 있어서, AP1 반전 규칙은 m-ASK 부분에 대한 모호성을 감소시키는 것과 등가이며, AP2 반전 규칙은 2-PSK 부분에 대한 모호성을 감소시키는 것과 등가이다. 1 이상의 진폭 레벨과의 차선 조합의 경우, AP1의 m-ASK 부분에 대한 감소에 있어서, ASK의 n개 진폭 레벨을 2^k개의 진폭 레벨로 감소시키기 위해 위에서 약술한 바와 같은 확장된 알고리즘을 따라야 한다. 2 이상의 위상 레벨과의 차선 조합의 경우, 2-PSK 부분을 감소시키기 위한 AP2 반전 규칙은 상기 확장된 알고리즘에서 약술한 바와 같이 AP2의 m-ASK 부분을 2^k개로 감소시키는 반전 규칙으로 교체되어야 한다. 물론, AP1에 대한 k 값은 AP2에 대한 k 값과 상이할 수 있음이 언급되어야 한다.

도 25의 예에는 1개의 진폭 레벨과 4개의 위상 레벨의 조합이 다음에 의해 달성됨이 나타나 있다.

- 2-ASK 부분에 대한 AP1 반전 규칙을 적용하여, 2개의 AP1 ASK/PSK 변조 비트의 제 2 비트(1303)를 반전시킨다(도 14와 비교).

- 2-ASK 부분에 대한 수정된 AP2 반전 규칙을 적용하여, 2개의 AP2 ASK/PSK 변조 비트의 제 2 비트(1304)를 반전시킨다(도 15와 비교).

- 결과적인 반전 규칙: AP1 및 AP2의 제 2 비트에 대응하는 제 3 및 제 4 16-sq-QAM 비트 b₃ 및 b₄를 각각 반전시킨다.

예로서, 비트 시퀀스 "0010"은 벡터(2501)로 표현된다. AP1 반전 규칙은 비트 시퀀스의 제 3 비트 b₃을 반전될 비트(b₁ 및 b₃의 제 2 비트)로서 결정한다. AP2 반전 규칙은 제 4 비트 b₄를 반전될 비트(b₂ 및 b₄의 제 2 비트)로서 결정한다. 제 2 전송(또는 재전송)을 위한 결과적인 비트 시퀀스는 변조 상태의 복소 평면에서 벡터(2502)로서 표현되는 "0001"이다. 벡터(2501, 2502)의 합산에 의해 달성된 양쪽의 변조 상태의 조합은 복소 포인트(2503)를 산출한다. 마찬가지로, 벡터(2504)로 표현되는 비트 시퀀스 "0011"에 대해서, 제 2 전송용 비트 시퀀스는 벡터(2505)로 표현되는 "0000"이다. 양측 값의 조합은 다시 복소 값(2503)을 산출한다. 다른 비트 시퀀스에 대해 가능한 다른 조합 결과는 포인트(2506, 2507, 2508)이다.

최초 콘스텔레이션은 예에서 도시한 것과는 상이할 수 있다. 그러나, 위에 서 약술한 바와 같은 절차는, 비트 시퀀스의 맵핑이 그레이 코딩/맵핑 전략에 부합되는 한 여전히 사용될 수 있다.

프레임 내의 모든 비트 시퀀스가 본 발명에 개시한 방법을 사용해야 하는 것은 아니다. 채널이 단지 천천히 변화하고 있는 경우에는, 적은 수의 수정된 비트 시퀀스가 수신기에 대해 양호한 채널 추정 조건을 용이하게 하기에 충분할 수 있다. 결과적으로, 다른 비트 시퀀스는, 단순 반복(Simple repetition) 또는 콘스텔레이션 재배치 반복(Constellation Rearrangement repetition)과 같이, 종래 기술에 알려진 다른 방법을 사용할 수 있다. 후자는 그것이 수신기에서 더 작은 비트 에러 레이트를 제공하기 때문에 바람직한 솔루션이다. 이러한 대안은 도 20에 도시되어 있다. 데이터 프레임(2001)은 콘스텔레이션 재배치의 경우에 종래 기술에 따라 전송된 데이터를 포함한다. 반대로, 데이터 프레임(2002)은 본원에서 제시한 방법에 따라 전송된 데이터만을 포함한다. 데이터 프레임(2003)은 양쪽의 방법 모두에 따라 전송된 데이터를 포함한다. 심볼(2004)은 위에서 상세히 설명한 바와 같이 반전된 대응 비트 시퀀스의 비트 서브세트를 갖는 심볼(2005)로서 반복된다. 심볼(2006)에도 동일하게 적용되어, 심볼(2007)로서 재전송된다.

또한, 수정된 비트 시퀀스의 양 및 위치는 명백하게 제어 채널에서 또는 사전 정의된 파라미터에 의해 송신기에서 수신기로 시그널링되어, 데이터 프레임의 어떤 부분이 어떤 반복 전략을 따르는지에 대한 지식을 수신기에 제공할 수 있다.

도 21에는 송신기(2100)가 예시되어 있는데, 이 송신기는 전술한 방법에 따라 데이터를 전송하는 데 사용될 수 있다.

송신기(2100)에서, 전송될 비트 스트림은 인코더(2101)에서 인코딩된다. 인코딩된 비트 스트림은 랜덤 비트 인터리버(2102)에 인터리빙된다. S/P 유닛(2103)에서, 비트 그룹은 추후에 하나의 전송된 심볼로 표현되는 비트 시퀀스(다수 비트)로 조합된다. 조합될 비트의 수는 사용가능한 변조 상태의 수에 의존한다. 예를 들어, 16-QAM의 경우에는 Id 16=4 비트가 하나의 시퀀스로 조합되고, 64-QAM의 경우에는 Id 64=6 비트가 하나의 심볼로 조합된다. 리피터(2104)에서, 심볼은 재전송을 위해 반복된다. 반복 인자 및 반복될 심볼의 비율은 본 방법의 특정 버전에 의존한다. 이것은 반복 결정기(2105)에 의해 제어된다. 비트 반전 정보를 포함하는 표를 저장하는 메모리(2107)를 포함할 수 있는 반전 비트 결정 유닛(2106)은, 전술한 변조 방식에 따라, 선택적 비트 인버터(2108)에서 반전된 반복된 비트 시퀀스의 특정 비트를 결정한다. 비트는 각각의 알고리즘을 실행하거나, 저장된 정보를 메모리로부터 판독함으로써, 호출 개체로부터 수신된 정보에 기초하여 반전을 위해 결정될 수 있다. 반전 비트 결정 유닛(2106)은 전술한 반전용 비트들의 서브세트(들)를 결정하는 방법의 하위단계를 실행하는 서브유닛(2109-2112)을 더 포함할 수 있다. 송신기(2100)는 동일한 전송 채널 또는 다른 전송 채널을 통해 비트 시퀀스의 반복 및 반전 비트에 관한 정보를 전송하는 제어 데이터 송신기(2113)를 더 포함할 수 있다.

맵핑기(2114)는, 전술한 바와 같이, 적어도, 심볼의 전송과 반전된 비트의 일부분을 포함하는 동일한 심볼의 재전송 사이에서 불변인 맵핑을 이용하여 각각이 하나의 비트 시퀀스를 나타내는 심볼을 변조 상태로 맵핑한다.

맵핑 이후, 파일럿 데이터가 추가되고 프레임은 정보가 변조기(2116)에서 캐리어 상으로 변조되기 이전에 파일럿/데이터 프레임 작성 유닛(2115)에서 조합된다. 변조된 신호는 채널(2117)을 통해 수신 개체에 전송된다.

특정 구현에 따라, 송신기(2100)는 IF 단, 혼합기, 출력 증폭기(power amplifier) 또는 안테나와 같은 추가 유닛을 포함할 수 있다. 신호 흐름의 관점으로부터, 이러한 유닛은 그들 모두가 신호에 잡음을 추가하거나 신호에 대해 위상 편이 또는 감쇠를 가할 수 있기 때문에 채널(2117)에 포함되는 것으로 보일 수도 있다.

유닛(2101 내지 2116)은 전용 하드웨어 또는 디지털 신호 프로세서 내에 구현될 수 있다. 이 경우, 프로세서는 판독 전용 메모리, 전기적 소거가능 판독 전용 메모리 또는 플래시 메모리와 같은 컴퓨터 판독가능 저장 매체로부터 판독되는 명령을 실행시킴으로써 본원에서 설명한 방법을 수행한다. 또한, 이들 명령은 자기 디스크, 광 디스크 또는 자기 테이프와 같은 다른 컴퓨터 판독가능 매체 상에 저장되어, 사용되기 이전에 디바이스 내로 다운로드될 수 있다. 또한, 혼합된 하드웨어 및 소프트웨어 실시예가 가능하다.

송신기(2100)는 도 22에 도시한 바와 같은 기지국(2200)의 일부분일 수 있다. 이러한 기지국은 데이터 프로세싱 유닛(2201, 2202), 코어 네트워크 인터페이스(2203) 및 대응 수신기(2204)를 더 포함할 수 있다.

기지국(1900)에 대한 대응부는 도 20에 도시한 바와 같은 이동국(2300)일 수 있다. 송신기(2001)와 수신기(2310) 이외에도, 이동국은 안테나(2301), 안테나 스 위치(2302), 데이터 프로세싱 유닛(2303) 및 제어기(2304)를 더 포함할 수 있다.

이동국(2300)은 휴대폰, 또는 휴대형 컴퓨터, PDA, 자동차, 자판기 등에 집적되는 모듈일 수 있다. 휴대폰은 혼합된 신호 유닛(2305)과, 키보드(2306), 디스플레이(2307), 스피커(2308) 및 마이크로폰(2309)을 포함하는 사용자 인터페이스를 더 포함할 수 있다.

본 발명의 실시예는, 최초의 심볼 및 하나 이상의 대응 심볼(들)이 조합되는 경우, 모호성의 수를 감소시킨다. 이 감소시킨 수의 모호성은 전송된 실제 데이터 심볼에 보다 적게 의존하거나 독립적으로 더 양호한 채널 추정을 용이하게 한다. 이어서, 더 양호한 추정은 더 낮은 비트 에러 레이트를 가져온다.

또 다른 이점으로서, 결과적으로 생성된 재배치는 비트의 로그 가능성 비율(log likelihood ratios of the bits)이 복조기 내에서 조합될 때 종래기술의 콘스텔레이션 재배치와 유사한 비트 신뢰도에 호의적인 영향을 갖는다.

본 발명은 본 발명에 따라 구성된 실시예에 대해 설명되고 있으나, 당업자에게는, 본 발명의 다양한 수정, 변형 및 개선이 본 발명의 맵핑 및 범주로부터 벗어나지 않으면서, 첨부한 청구범위의 권한 내에서 전술한 교시 내용의 관점에 따라 이루어질 수 있음이 명백하다. 또한, 본원에서 설명한 발명을 불필요하게 불명료하게 만들지 않기 위해서 당업자에게 공지된 것으로 인정되는 영역은 설명되지 않는다. 이에 따라 본 발명은 특정한 예시적인 실시예에 의해 제한되는 것이 아니라 첨부한 청구범위의 범주에 의해서만 제한된다는 것이 이해될 것이다.

Claims

디지털 통신 시스템에서 신호를 전송하는 방법으로서,

(가) 비트 시퀀스의 변조 상태로의 그레이 맵핑(Gray mapping)에 따라 제 1 다수 비트를 제 1 변조 상태로 맵핑하는 제 1 맵핑 단계(302)와,

(나) 상기 제 1 변조 상태에 따라 캐리어를 변조함으로써 상기 제 1 다수 비트를 전송하는 전송 단계(303)와,

(다) 상기 제 1 다수 비트의 하나의 서브세트의 비트를 반전시키고 상기 서브세트 내에 포함되지 않는 비트를 변화하지 않은 상태로 유지시킴으로써 적어도 하나의 추가 다수 비트를 각각 획득하는 적어도 하나의 반전 단계(305)와,

(라) 비트 시퀀스의 변조 상태로의 상기 그레이 맵핑에 따라 상기 적어도 하나의 추가 다수 비트를 적어도 하나의 추가 변조 상태로 맵핑하는 적어도 하나의 추가 맵핑 단계(306)와,

(마) 상기 적어도 하나의 추가 변조 상태에 따라 캐리어를 변조시킴으로써 상기 제 1 다수 비트를 재전송하는 적어도 하나의 재전송 단계(307)를 포함하되,

단계 (다)에서, 각각의 반전 단계는,

상기 제 1 다수 비트 내의 비트 값의 모든 조합에 대해, 복소 평면에서 상기 제 1 및 추가 변조 상태의 복소 값을 나타내는 벡터를 합산함으로써 획득가능한 상이한 벡터 합 결과(206, 207)의 개수가 이진수의 변조 상태로의 상기 그레이 맵핑 내에서 상이한 변조 상태의 개수보다 더 적도록 상기 제 1 다수 비트의 상기 서브 세트 내에 포함된 모든 비트를 반전시키는

신호 전송 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 그레이 맵핑은 진폭 편이 변조의 변조 상태를 정의하고,

단계 (다)는 상기 제 1 다수 비트의 하나의 서브세트 - 상기 서브세트는 모든 기존의 변조 상태 중에서 최저 전송 출력을 갖는 변조 상태로 맵핑되는 모든 다수 비트의 절반에 대해 동일한 값을 갖는 비트(710)로 구성됨 - 내에 포함된 모든 비트를 반전시키거나,

단계 (다)는 상기 제 1 다수 비트의 하나의 서브세트 - 상기 서브세트는 모든 기존의 변조 상태 중에서 최고 전송 출력을 갖는 변조 상태로 맵핑되는 모든 다수 비트의 절반에 대해 동일한 값을 갖는 비트(710)로 구성됨 - 내에 포함된 모든 비트를 반전시키는

신호 전송 방법.
제 1 항에 있어서,

각각의 단계 (다)는 상기 제 1 다수 비트의 서브세트 - 상기 서브세트는 상기 제 1 다수 비트 중 하나의 비트 내지 하나를 뺀 모든 비트의 조합 세트의 서브 세트임 - 내에 포함되는 모든 비트를 반전시키는

신호 전송 방법.
제 3 항에 있어서,

상기 그레이 맵핑은 위상 편이 변조의 변조 상태를 정의하는

신호 전송 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 그레이 맵핑은 진폭 편이 변조와 위상 편이 변조를 포함하는 혼합된 변조의 변조 상태를 정의하고,

상기 제 1 다수 비트는 상기 그레이 맵핑 내의 상기 다수 비트와 관련된 변조 상태의 복소 값의 절대 값을 정의하는 진폭 편이 세트, 및 상기 그레이 맵핑 내의 상기 다수 비트와 관련된 변조 상태의 복소 값의 위상 값을 정의하는 위상 편이 세트를 포함하며,

단계 (다)는

(1) 제 2 항에 정의된 바와 같이, 상기 진폭 편이 세트에 대해 실행되는 적어도 하나의 반전 하위단계와,

(2) 제 3 항에 정의된 바와 같이, 상기 위상 편이 세트에 대해 실행되는 적 어도 하나의 반전 하위단계를 포함하는

신호 전송 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 그레이 맵핑은 제 1 성분과 제 2 성분 - 상기 제 2 성분은 본질적으로 상기 제 1 성분에 직교함 - 을 포함하는 변조를 정의하고,

상기 제 1 다수 비트는 비트 시퀀스의 제 1 변조 상태 세트로의 제 2 그레이 맵핑에 따라 상기 제 1 성분과 관련된 제 1 비트 세트, 및 비트 시퀀스의 제 2 변조 상태 세트로의 제 3 그레이 맵핑에 따라 상기 제 2 성분과 관련된 제 2 비트 세트를 포함하며,

단계(다)는

(1) 상기 제 1 비트 세트 내에 포함되는 비트 - 상기 비트는 상기 제 2 그레이 맵핑에 따라 상기 제 1 변조 상태 세트 내의 모든 기존의 변조 상태 중 최저 전송 출력을 갖는 변조 상태로 맵핑되는 모든 다수 비트의 절반에 대해 동일한 값을 가짐 - 를 반전시키는 하위단계(1202), 또는 상기 제 1 비트 세트 내에 포함되는 비트 - 상기 비트는 상기 제 2 그레이 맵핑에 따라 상기 제 1 변조 상태 세트 내의 모든 기존의 변조 상태 중 최고 전송 출력을 갖는 변조 상태로 맵핑되는 모든 다수 비트의 절반에 대해 동일한 값을 가짐 - 를 반전시키는 하위단계(1202)와,

(2) 상기 제 2 비트 세트 내에 포함되는 비트 - 상기 비트는 상기 제 3 그레 이 맵핑 내의 상기 다수 비트와 관련된 상기 제 2 변조 상태 세트의 상기 복소 값의 동일한 부호의 상기 제 2 성분을 갖는 상기 제 2 변조 상태 세트로 맵핑되는 모든 다수 비트에 대해 동일한 값을 가짐 - 를 반전시키는 하위단계(1203)를 포함하는

신호 전송 방법.
제 6 항에 있어서,

상기 변조는 정사각 구적 진폭 변조(square quadrature amplitude modulation)인

신호 전송 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 제 1 다수 비트 내의 비트 값의 모든 조합에 대해, 복소 평면에서 상기 제 1 및 추가 변조 상태의 복소 진폭을 나타내는 벡터를 합산함으로써 획득가능한 상기 상이한 벡터 합 결과(206, 207)의 개수는 2보다 큰

신호 전송 방법.
제 8 항에 있어서,

n은 자연수이고, 상기 제 1 다수 비트 내의 비트 값의 상이한 조합의 개수는 2ⁿ이며,

k는 자연수이고, 상기 제 1 다수 비트 내의 비트 값의 모든 조합에 대해, 복소 평면에서 상기 제 1 및 추가 변조 상태의 복소 값을 나타내는 벡터를 합산함으로써 획득가능한 상기 상이한 벡터 합 결과(206, 207)의 개수는 2^k이며,

상기 그레이 맵핑은 진폭 편이 변조의 변조 상태를 정의하고,

단계(다)는 모든 기존의 변조 상태 중 최저 전송 출력을 갖는 변조 상태로 맵핑되는 2^n-k-1개의 모든 다수 비트에 대해 동일한 제 1 값, 및 그 다음으로 높은 전송 출력 값을 갖는 다음 변조 상태에 대해 상기 제 1 값과 반대인 값을 갖는 비트(710)를 반전시키거나, 또는 모든 기존의 변조 상태 중 최고 전송 출력을 갖는 변조 상태로 맵핑되는 2^n-k-1 개의 모든 다수 비트에 대해 동일한 제 1 값, 및 그 다음으로 낮은 전송 출력 값을 갖는 다음 변조 상태에 대해 상기 제 1 값과 반대인 값을 갖는 비트(710)를 반전시키는

신호 전송 방법.
제 8 항에 있어서,

상기 그레이 맵핑은 진폭 편이 변조 및 위상 편이 변조를 포함하는 혼합된 변조의 변조 상태를 정의하고,

상기 제 1 다수 비트는 상기 그레이 맵핑 내의 상기 다수 비트와 관련된 변조 상태의 복소 값의 절대 값을 정의하는 진폭 편이 세트, 및 상기 그레이 맵핑 내의 상기 다수 비트와 관련된 변조 상태의 복소 값의 위상 값을 정의하는 위상 편이 세트를 포함하며,

상기 단계 (다)는

(1) 제 9 항에 정의된 바와 같이, 상기 진폭 편이 세트에 대해 실행되는 적어도 하나의 반전 하위단계와,

(2) 제 3 항에 정의된 바와 같이, 상기 위상 편이 세트에 대해 실행되는 적어도 하나의 반전 하위단계를 포함하는

신호 전송 방법.
제 8 항에 있어서,

상기 그레이 맵핑은 제 1 성분과 제 2 성분 - 상기 제 2 성분은 본질적으로 상기 제 1 성분에 직교함 - 을 포함하는 변조를 정의하고,

상기 제 1 다수 비트는 비트 시퀀스의 제 1 변조 상태 세트로의 제 2 그레이 맵핑에 따라 상기 제 1 성분과 관련된 제 1 비트 세트, 및 비트 시퀀스의 제 2 변조 상태 세트로의 제 3 그레이 맵핑에 따라 상기 제 2 성분과 관련된 제 2 비트 세트를 포함하며,

상기 제 1 다수 비트 내의 비트 값의 상이한 조합의 개수는 2ⁿ이고,

단계(다)는

(1) 상기 제 1 세트 내에 포함되는 비트 - 상기 비트는 상기 제 1 변조 상태 세트 내의 모든 기존의 변조 상태 중 최저 전송 출력을 갖는 변조 상태로 맵핑되는 2^n-k-1(0≤k<n)개의 모든 다수 비트에 대해 동일한 제 1 값, 및 그 다음으로 높은 전송 출력 값을 갖는 상기 제 1 변조 상태 세트 내의 다음 변조 상태에 대해 상기 제 1 값과 반대인 값을 가짐 - 를 반전시키거나, 또는 상기 제 1 세트 내에 포함되는 비트 - 상기 비트는 상기 제 1 변조 상태 세트 내의 모든 기존의 변조 상태 중 최고 전송 출력을 갖는 변조 상태로 맵핑되는 2^n-k-1(0≤k<n)개의 모든 다수 비트에 대해 동일한 제 1 값, 및 그 다음으로 낮은 전송 출력 값을 갖는 상기 제 1 변조 상태 세트 내의 다음 변조 상태에 대해 상기 제 1 값과 반대인 값을 가짐 - 를 반전시키되, 복소 평면에서 상기 제 1 변조 상태 세트의 복소 값을 나타내는 벡터를 합산함으로써 상기 제 1 비트 세트 내의 비트 값의 모든 조합에 대해 획득가능한 상이한 벡터 합 결과(206, 207)의 개수는 2^k인 하위단계, 또는

(2) 상기 제 2 세트 내에 포함되는 비트 - 상기 비트는 상기 제 2 변조 상태 세트 내의 모든 기존의 변조 상태 중 최저 전송 출력을 갖는 변조 상태로 맵핑되는 2^n-j-1(0≤j<n)개의 모든 다수 비트에 대해 동일한 제 1 값, 및 그 다음으로 높은 전송 출력 값을 갖는 상기 제 2 변조 상태 세트 내의 다음 변조 상태에 대해 상기 제 1 값과 반대인 값을 가짐 - 를 반전시키거나, 또는 상기 제 2 세트 내에 포함되는 비트 - 상기 비트는 상기 제 2 변조 상태 세트 내의 모든 기존의 변조 상태 중 최고 전송 출력을 갖는 변조 상태로 맵핑되는 2^n-j-1(0≤j<n)개의 모든 다수 비트에 대해 동일한 제 1 값, 및 그 다음으로 낮은 동위상 성분 전송 출력 값을 갖는 상기 제 2 변조 상태 세트 내의 다음 변조 상태에 대해 상기 제 1 값과 반대인 값을 가짐 - 를 반전시키되, 복소 평면에서 상기 제 2 변조 상태 세트의 복소 값을 나타내는 벡터를 합산함으로써 상기 제 2 비트 세트 내의 비트 값의 모든 조합에 대해 획득가능한 상이한 벡터 합 결과(206, 207)의 개수는 2^j인 하위단계를 포함하는

신호 전송 방법.
제 1 항 내지 제 11 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 전송 단계는 연속적으로 동일한 전송 채널 상에서 실행되는

신호 전송 방법.
제 1 항 내지 제 11 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 디지털 통신 시스템은 주파수 분할 다중 액세스 성분을 포함하고,

상기 전송 단계는 상이한 주파수 채널에서 실행되는

신호 전송 방법.
제 1 항 내지 제 13 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 전송 단계는 각각의 전송 심볼에 적용되는

신호 전송 방법.
제 1 항 내지 제 13 항 중 어느 한 항에 있어서,

상기 제 2 및 추가 전송 단계는 각 전송 프레임마다 정의된 수의 심볼에 적용되는

신호 전송 방법.
디지털 통신 시스템의 송신기의 프로세서에서 실행될 때, 상기 송신기가 청구항 제 1 항 내지 제 15 항 중 어느 한 항에 따른 방법을 수행하게 하는 프로그램 명령을 저장하는 컴퓨터 판독가능 저장 매체.
디지털 통신 시스템용 송신기(2101)로서,

제 1 다수 비트를 수신하고, 상기 수신된 제 1 다수 비트를 적어도 1회 반복하는 리피터(2106)와,

상기 제 1 다수 비트의 각각의 반복된 인스턴스마다, 반전용 비트의 서브세트를 결정하는 반전 비트 결정 유닛(2108)과,

상기 인스턴스마다 결정된 상기 서브세트 내에 포함되는 상기 반복된 인스턴스의 모든 비트를 반전시켜, 상기 반전 비트 및 상기 제 1 다수 비트의 모든 비반전 비트를 포함하는 적어도 하나의 추가 다수 비트를 획득하는 비트 반전기(2109)와,

그레이 맵핑(Gray mapping)에 따라 상기 제 1 및 추가 다수 비트를 제 1 및 추가 변조 상태로 맵핑시키는 맵핑기(2111)와,

상기 변조 상태에 따라 캐리어를 변조하는 변조기(2113)를 포함하되,

상기 반전 비트 결정 유닛은 상기 제 1 다수 비트 내의 비트 값의 모든 조합에 대해 복소 평면에서 상기 제 1 및 추가 변조 상태의 복소 값을 나타내는 벡터를 합산함으로써 획득가능한 상이한 벡터 합 결과의 개수가 2진수의 변조 상태로의 상기 그레이 맵핑 내의 다수의 상이한 변조 상태의 개수보다 적도록 반전용의 상기 제 1 다수 비트의 상기 적어도 하나의 서브세트를 결정하도록 구성되는

송신기.
제 17 항에 있어서,

청구항 제 1 항 내지 제 15 항 중 어느 한 항에 따른 방법을 실행하도록 구성되는

송신기.
제 17 항 또는 제 18 항에 있어서,

상기 반전 비트 결정 유닛은 반전용의 상기 제 1 다수 비트의 상기 적어도 하나의 서브세트를 식별하는 정보를 룩업 테이블에 저장하는 저장 수단(2130)을 포함하는

송신기.
제 17 항 내지 제 19 항 중 어느 어느 한 항에 있어서,

프레임 내의 다수 비트의 위치에 기초하여, 상기 다수 비트가 반복되어야 하는지 아닌지에 관한 결정에 따라 상기 리피터를 제어하는 반복 결정 수단(2107)을 더 포함하는

송신기.
제 17 항 내지 제 20 항 중 어느 어느 한 항에 있어서,

반전용의 상기 제 1 다수 비트의 상기 적어도 하나의 서브세트를 식별하는 정보 또는 프레임 내의 반복된 심볼의 위치에 관한 정보를 전송하기 위해 구성된 제어 데이터 전송 수단(2110)을 더 포함하는

송신기.
청구항 17 항 내지 청구항 21 항 중 어느 한 항에 따른 송신기(2101)를 포함하는 디지털 무선 통신 시스템의 기지국(2200).
청구항 17 항 내지 청구항 21 항 중 어느 한 항에 따른 송신기(2101)를 포함하는 디지털 무선 통신 시스템의 이동국(2300).