JP5949781B2 - 送信装置および無線信号送信方法 - Google Patents

Description

本発明は、送信装置および無線信号送信方法に関し、主として、無線通信で使用され、複数の帯域のＲＦ（Radio Frequency）信号を送信する送信装置および無線信号送信方法に関する。

無線通信機に用いられる送信用電力の増幅器は、無線通信機の構成要素の中でも特に電力を消費する。そのため、電力増幅器（ＰＡ）の電力効率改善が無線通信機開発の重要課題とされている。近年の通信規格は、スペクトル効率改善のために線形変調が主流になっている。この線形変調は、信号歪に対する要求が厳しい。

そこで、線形性を維持するために、瞬時最大出力（ピーク）電力が電力増幅器（ＰＡ）の飽和出力以下になるように、平均出力電力が設定される。すなわち、増幅する信号のピーク電力と平均電力との比（Peak-to-Average Ratio、以下、ＰＡＲと略称する）が大きい値を持つ場合ほど、線形性維持のために、平均出力電力を電力増幅器（ＰＡ）の飽和出力から一層低く設定することが必要である。

しかしながら、一般に、電力増幅器（ＰＡ）は、平均出力電力を飽和出力電力から低い比率に下げるほど、電力増幅器（ＰＡ）のＤＣ供給電力と取り出される送信電力との比（電力効率）が低下する性質を持つ。電力効率の低下は、省エネ化に反する問題である。

通信信号のＰＡＲは、通信規格毎に固有の値を有している。近年用いられているＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）、ＷＬＡＮ（Wireless Local Area Network）、地上デジタル放送、ＬＴＥ（Long Term Evolution）などの高速無線通信においては、ＰＡＲはおよそ数ｄＢから十数ｄＢという大きな値となる。このようなＰＡＲの大きさが、電力増幅器（ＰＡ）の電力効率を大きく低下させる要因となっている。

前述のようなＰＡＲの大きさに起因する電力効率低下の問題を解決する手段として、ＰＡＲを低減する処理を通信信号に施してから、その通信信号を電力増幅器（ＰＡ）に入力するという方法がある。

通信信号のＰＡＲを低減する手法の一例が、特許文献１の特開２０００−１３８６４５号公報「マルチキャリア送信回路および通信機器」において開示されている。図３７は、該特許文献１に記載の送信装置のブロック構成を示すブロック構成図であり、通信信号のＰＡＲを低減する構成となっている。該特許文献１においては、特にＣＤＭＡを想定したマルチキャリア信号のＰＡＲを低減する手法が提供されている。図３７において、各キャリアのチャネル信号が入力端子１−１、１−２、…、１−ｎのそれぞれに入力され、各チャネル信号は変調器５−１、５−２、…、５−ｎにおいて各キャリア周波数にアップコンバートされた後、加算回路６において合成され、出力端子８からマルチキャリア信号として出力される。該マルチキャリア信号は出力端子８から電力増幅器（ＰＡ：図３７には非図示）へと入力される。

該マルチキャリア信号においては、各キャリア信号の位相が同相となる場合にピークが増強され、各キャリア信号の位相が逆相となる場合にピークが低減される。そこで、図３７の送信装置においては、各キャリア信号の位相を位相検出器４−１、４−２、…、４−ｎにおいて検出して、制御回路７に出力することにより、各キャリア信号の位相が同相となる状況になった際に、制御回路７が可変減衰器２−１、２−２、…、２−ｎを制御して、可変減衰器２−１、２−２、…、２−ｎにおいて各チャネル信号の減衰を行うことによって、合成後のマルチキャリア信号のＰＡＲの低減を実現している。かくのごとく、前記特許文献１の送信装置においては、位相情報を取り込んでいる分、正確なＰＡＲ低減が可能である。

前記特許文献１と同じく、各キャリア信号の位相を制御して通信信号のＰＡＲを低減する手法の一例が、特許文献２の特開平５−１３０１９１号公報「マルチサブチャネル信号の位相制御によるピーク／平均値比率低減方法」において開示されている。図３８は、該特許文献２に記載の送信装置のブロック構成を示すブロック構成図であり、前記特許文献1の場合と同様、通信信号のＰＡＲを低減する構成になっている。

図３８に示す該特許文献２における送信装置８０の構成においては、シリアル／Ｍパラレル変換器５１に入力されたシリアルデータがより低速なデータ信号に変換されて、１６ＱＡＭ／シンボル変換器５２に出力される。シリアル／Ｍパラレル変換器５１から出力されたデータ信号は、１６ＱＡＭ／シンボル変換器５２、パイロットシンボル挿入器５３、ローパスフィルタ５４、直交変調器５６、移相器８６を経由した後、マルチプレクサ５７において合成され、パワーアンプ５８へと出力される。

図３８に示した送信装置８においては、移相器８６それぞれから出力される各データ信号の位相が同相になる場合、マルチプレクサ５７において合成されたデータ信号のピーク値が最大になる。そこで、移相器８６それぞれから出力される各データ信号の位相が同相にならないように、移相器８６それぞれにおいて各データ信号の位相を調整することによって、マルチプレクサ５７において合成されたデータ信号のピーク値を低減することができる。

また、位相情報を取り込まないことによって、精度は落ちるものの、回路構成を簡素化したＰＡＲ低減手法が特許文献３の特許第３７１４９１７号公報「ピークリミッタおよびマルチキャリア増幅装置」において開示されている。図３９は、該特許文献３に記載の送信装置のブロック構成を示すブロック構成図であり、同様に、通信信号のＰＡＲを低減する構成となっている。該特許文献３においては、特に、ＣＤＭＡを想定したマルチキャリア信号のＰＡＲを低減する手法が提供されている。

入力信号１（Ｉ_１（ｔ）、Ｑ_１（ｔ））の瞬時振幅値ａ_１（ｔ）は、一般に、
ａ_１（ｔ）＝ｓｑｒｔ[｛Ｉ_１（ｔ）｝^２＋｛Ｑ_１（ｔ）｝^２]
で与えられる。ここで、ｓｑｒｔ[]は平方根を与える関数である。入力信号１の瞬時電力Ｐ_１（ｔ）は｛ａ_１（ｔ）｝^２に比例している。また、入力信号２（Ｉ_２（ｔ）、Ｑ_２（ｔ））の瞬時振幅値ａ_２（ｔ）は、入力信号１と同様に、
ａ_２（ｔ）＝ｓｑｒｔ[｛Ｉ_２（ｔ）｝^２＋｛Ｑ_２（ｔ）｝^２]
で与えられる。入力信号２の瞬時電力Ｐ_２（ｔ）は｛ａ_２（ｔ）｝^２に比例している。

図３９のピークリミッタ１１においては、瞬時電力検出部１２において、マルチキャリア信号の近似的な瞬時電力として、入力信号１および入力信号２の合計電力
Ｐ（ｔ）＝Ｐ_１（ｔ）＋Ｐ_２（ｔ）∝｛ａ_１（ｔ）｝^２＋｛ａ_２（ｔ）｝^２
を検出する。マルチキャリア信号の正しい瞬時電力は、実際には、前記特許文献１にて言及されているように、振幅ａ_１（ｔ）およびａ_２（ｔ）だけでなく、入力信号１の位相θ_１（ｔ）＝ａｒｃｔａｎ（Ｑ_１（ｔ）／Ｉ_１（ｔ））および入力信号２の位相θ_２（ｔ）＝ａｒｃｔａｎ（Ｑ_２（ｔ）／Ｉ_２（ｔ））にも依存する。

しかし、該特許文献３においては、瞬時電力を振幅ａ_１（ｔ）およびａ_２（ｔ）のみで近似的に導出することによって、位相検出器を省き回路の簡素化を図っている。そして、瞬時電力検出部１２において検出された瞬時電力
Ｐ（ｔ）＝Ｐ_１（ｔ）＋Ｐ_２（ｔ）∝｛ａ_１（ｔ）｝^２＋｛ａ_２（ｔ）｝^２
があらかじめ定めたピーク閾値を超えた場合に、リミッタ部１４において信号振幅の抑圧を行うことによって、信号のＰＡＲを低減する。ＰＡＲを低減した信号は出力信号２１および出力信号２２として出力される。出力信号２１および出力信号２２は変調器（図３９には非図示）においてキャリア周波数にアップコンバートされた後、電力増幅器（ＰＡ：図３９には非図示）に入力される。

前記特許文献３と同じく、位相情報を取り込まないことによって、精度は落ちるものの、回路構成を簡素化したＰＡＲ低減手法が、特許文献４の特許第４３５４６４９号公報「ＣＤＭＡシステムのキャパシティを増加させる時間オフセット技術」においても開示されている。該特許文献４においても、特にＣＤＭＡを想定したマルチキャリア信号のＰＡＲを低減する手法が提供されている。図４０は、該特許文献４に記載の通信信号のＰＡＲを低減する手法の概念を示す概念図である。図４０には、ＣＤＭＡシステム７０の送信波形が図示されており、第一の送信波形７４Ａと、第二の送信波形７４Ｂがまとめて送信される。

ＣＤＭＡシステム７０においては、パイロット部７８が特に高い信号電力を持つ。第一の送信波形７４Ａと第二の送信波形７４Ｂとを同じタイミングで送信すると、第一の送信波形７４Ａと第二の送信波形７４Ｂとの高電力部であるパイロット部７８が同じタイミングに重なるため、信号電力のピークが高まる恐れがある。

そこで、図４０に示すように、第二の送信波形７４Ｂの送出タイミングをｔ０の時間オフセット分だけずらすことによって、第一の送信波形７４Ａと第二の送信波形７４Ｂとの高電力部であるパイロット部７８が時間的に重なることを避け、信号電力のピークを下げている。なお、前記特許文献４においても、前記特許文献３と同じく、ピーク送信電力は各送信波形の電力の和によって見積るようにしている。

また、前記特許文献３と同じく、位相情報を取り込まないＰＡＲ低減手法が、特許文献５の特開２００２−３０５４８９号公報「符号多重信号送信装置」においても開示されている。図４１は、該特許文献５に記載の通信信号のＰＡＲを低減するキャリア多重回路を示す回路図である。

図４１に示すキャリア多重回路５０は、符号多重信号送信部５１_１〜５１_ｎと加算部５２ａとを含んで構成されている。符号多重信号送信部５１_１〜５１_ｎはそれぞれ各キャリア周波数のＲＦ信号を加算部５２ａに出力する。加算部５２ａは入力された各キャリア周波数のＲＦ信号を合成して電力増幅器５３ａに入力する。

なお、符号多重信号送信部５１_１〜５１_ｎは、それぞれ、符号多重信号生成部６１、ピーク抑圧部６２、遅延部６３、フィルタ６４、周波数シフト部６５、送信回路６６を含んで構成されている。

キャリア多重回路５０において、各符号多重信号送信部５１_１〜５１_ｎ内の遅延部６３の入出力信号ｘ_１〜ｘ_ｎの振幅が振幅制御部５６ａ内の比較器５６ａ_２において検知・比較され、振幅制御部５６ａ内のセレクタ５６ａ_３は信号ｘ_１〜ｘ_ｎの中から大きな振幅ピークを持つ信号を選択する。セレクタ５６ａ_３によって選択された信号には、抑圧係数が乗算部５６ａ_１１〜５６ａ_１ｎにおいて掛け合わされる。この抑圧係数の掛け合わせにより、符号多重信号送信部５１_１〜５１_ｎから出力されるＲＦ信号のうち、大きな振幅ピークを持つＲＦ信号の振幅が抑制されるため、加算部５２ａから出力される合成ＲＦ信号の振幅ピーク値もまた抑制される。

以上が、通信信号のＰＡＲを低減する従来技術の概要である。前述のような通信信号のＰＡＲを低減する従来技術は、マルチキャリアＣＤＭＡ通信方式のように、各キャリア信号の周波数が近接している状況すなわち各キャリア周波数の周波数差Δｆと、各キャリア信号の変調帯域幅ｆ_ＢＢが同程度になる状況

における使用が想定されている。

一方で、近年の通信規格においては、さらなる高速無線通信の実現に向けて、非特許文献１の三木信彦らによる"ＬＴＥ-Advancedにおける広帯域化を実現するCarrier Aggregation"においても示されているように、断片化した複数の帯域を集めて利用するCarrier Aggregation（ＣＡ）技術が用いられている。このＣＡ技術においては、複数の帯域を束ねることによって、広帯域を確保し、伝送速度を高速化することができる。

また、各キャリア周波数が十分に離れたInter-band Non-contiguous ＣＡモード（Δｆ＞＞ｆ_ＢＢ）においては、伝播特性の異なる複数のキャリア周波数で同時に通信することによって、通信の安定性を向上させることができる。また、ＣＡ技術を適用することによって、複数の事業者の帯域割当が断続的な場合や、帯域共用する場合にも対応した通信を行うことができる。

図４２は、特許文献６の特開２００４−２８９４２８号公報「マルチバンド用電力増幅器モジュール」に記載の送信機のブロック構成を示すブロック構成図である。図４２に示された送信機において、電力増幅器（ＰＡ）３１１、電力増幅器３２１および電力増幅器３３１はキャリア周波数ｆ_１の通信システムの信号を、電力増幅器ＰＡ３１２、電力増幅器３２２および電力増幅器３３２はキャリア周波数f₂の通信システムの信号を、それぞれ増幅し出力する。電力増幅器３３１および電力増幅器３３２からの出力信号は、整合回路２５１および整合回路２５２と合波回路６０とにおいて合成され、出力端子４１へ出力される。

図４３は、図４２の送信機における電力増幅器３３１の出力端子５１ｂから出力端子４１への伝達関数および電力増幅器３３２の出力端子５２ｂから出力端子４１への伝達関数を説明する説明図である。図４３に示すように、出力端子５１ｂから出力端子４１へは周波数ｆ_１のＲＦ信号のみ伝達され、出力端子５２ｂから出力端子４１へは周波数ｆ_２のＲＦ信号のみ伝達される。そのため、電力増幅器３３１から出力される周波数ｆ_１のＲＦ信号は電力増幅器３３２に回り込むことが無く、また、電力増幅器３３２から出力される周波数ｆ_２のＲＦ信号は電力増幅器３３１に回り込むことがない。

このことにより、ＲＦ信号の回り込みによる電力損失が抑制される。該特許文献６に記載された従来技術の送信機においては、２つの電力増幅器３３１および電力増幅器３３２にて個別に周波数の異なるＲＦ信号を増幅かつ出力することによって、異なる周波数の２つのＲＦ信号を同時に送信することが可能である。

特開２０００−１３８６４５号公報（第４−６頁） 特開平５−１３０１９１号公報（第４−５頁） 特許第３７１４９１７号公報（第５−８頁） 特許第４３５４６４９号公報（第７−１３頁） 特開２００２−３０５４８９号公報（第４−８頁） 特開２００４−２８９４２８号公報（第４−７頁）

三木信彦他、"ＬＴＥ-Advancedにおける広帯域化を実現するCarrier Aggregation",NTT DoCoMoテクニカルジャーナル，Vol．１８，No．２ P．Colantonio，et.al. ，"A Design Technique for Concurrent Dual-Band Harmonic Tuned Power Amplifier，" IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，vol．５６，no．１１，pp．２５４５−２５５５，２００８ S．Kousai，et.al. ，"An Octave-Range，Watt-Level，Fully-Integrated ＣＭＯＳ Switching Power Mixer Array for Linearization and Back-Off-Efficiency，" IEEE Journal of Solid-State Circuits，vol．４４，no．１２，pp．３３７６−３３９２，２００９ P．Saad，et.al. ，"Design of a Highly Efficient ２−４GHz Octave Bandwidth ＧａＮ-ＨＥＭＴ Power Amplifier，" ＩＥＥＥ Transactions on Microwave Theory and Techniques， ｖｏｌ．５８， ｎｏ．７， ｐｐ．１６７７−１６８５，２０１０ K.L.Wong，et.al. ，"On-Board Printed Coupled-Fed Loop Antenna in Close Proximity to the Surrounding Ground Plane for Penta-Band ＷＷＡＮ Mobile Phone，" IEEE Transactions on Antennas and Propagation，vol．５９，no．３，pp．７５１−７５７，２０１１ G.Cortes-Medellin， "Non-Planer Quasi-Self-Complementary Ultra-Wideband Feed Antenna"，IEEE Transactions oｎ Antennas anｄ Propagation，vol．５９，no．６，pp．１９３５−１９４４，２０１１

以下の分析は本発明において与えられる。
前記特許文献１および特許文献２に記載の従来技術の場合、位相検出によって通信信号のピーク電力の精度の良い検出と制御とが可能になるものの、位相検出機能の付加による回路の大規模化とそれによる高コスト化が問題になる。一方、前記特許文献３ないし特許文献５に記載の従来技術の場合、位相検出機能が省略され、回路の簡素化および低コスト化が図れているものの、位相検出機能を省くことでピーク電力の検出と制御の精度が劣化している。

さらに、前記特許文献１ないし特許文献５に記載の従来技術においては、マルチキャリア通信システム

における使用が想定されているために、以上のような通信信号のピーク電力の検出および制御における精度と回路規模・コストとがトレードオフの関係になっている。本発明が解決しようとする課題の一つは、Inter-band Non-contiguous ＣＡモード（Δｆ＞＞ｆ_ＢＢ）に対応した送信装置において、前述の通信信号のピーク電力の検出および制御における精度と回路規模・コストとのトレードオフの関係を打破することである。

また、前記特許文献１ないし特許文献５に記載の従来技術で想定されているマルチキャリア通信システム

の場合、２つのキャリア信号の周波数は十分に近接している。このため、２つのキャリア信号の周波数の間における、電力増幅器（ＰＡ）の諸特性の周波数依存性は十分に小さい。すなわち、２つのキャリア信号を電力増幅器（ＰＡ）に同時に入力した際の、２つのキャリア周波数における電力増幅器（ＰＡ）の利得差や、電力増幅器（ＰＡ）の飽和出力およびＰ１ｄＢ（１ｄＢ利得圧縮点）等の諸特性の２つのキャリア信号の入力電力比率に対する依存性は、無視できる程度に小さい。

このため、前記特許文献１ないし特許文献５における従来のＰＡＲ低減技術においては、２つのキャリアの周波数における電力増幅器（ＰＡ）の利得差や、２つのキャリア信号の入力電力比率に対する電力増幅器（ＰＡ）の利得や飽和出力およびＰ１ｄＢ等の諸特性の変動は考慮されていない。すなわち、前記許文献１ないし特許文献５における従来のＰＡＲ（ピーク電力対平均電力比）低減技術は、処理が全て電力増幅器（ＰＡ）前段の信号源の中で閉じており、電力増幅器（ＰＡ）特性を検知する機構および検知された電力増幅器（ＰＡ）特性に基づいて、電力増幅器（ＰＡ）に入力される信号を補正する機構を備えていない。

一方で、Inter-band Non-contiguous ＣＡモード（Δｆ＞＞ｆ_ＢＢ）の場合、２つのキャリア信号の周波数は大きく離れている。このため、２つのキャリア信号の周波数間における、電力増幅器（ＰＡ）の諸特性の周波数依存性は無視できない大きさを持っている。例えば、２つのキャリア信号を電力増幅器（ＰＡ）に同時に入力した際の、２つのキャリアの周波数における電力増幅器（ＰＡ）の利得差は一般に無視できない大きさになっている。

このため、Inter-band Non-contiguous ＣＡモード（Δｆ＞＞ｆ_ＢＢ）に対応したＰＡＲ（ピーク電力対平均電力比）低減技術においては、２つのキャリアの周波数における電力増幅器（ＰＡ）の利得差や、電力増幅器（ＰＡ）の飽和出力およびＰ１ｄＢ等の諸特性の２つのキャリア信号の入力電力比率に対する依存性を考慮する必要がある。何故なら、これらの諸特性の変動が考慮されていない場合、ピーク電力の検出および制御が正しく行われず、通信信号のピーク電力が電力増幅器（ＰＡ）の飽和出力を超えて設定されるという問題、もしくは、通信信号のピーク電力が電力増幅器（ＰＡ）の飽和出力よりも過剰に低く設定されて電力効率が不要に低下するという問題が発生するからである。

（本発明の目的）
そこで、本発明は、上述の課題を解決するために、Inter-band Non-contiguous ＣＡモード（Δｆ＞＞ｆ_ＢＢ）に対応した送信装置において、前述のような複数のキャリア信号の周波数間における電力増幅器（ＰＡ）の諸特性の周波数依存性を検知し、その電力増幅器（ＰＡ）の諸特性の周波数依存性の検知結果に基づいて、通信信号のピーク電力の正しい検出および制御をする手段の提供を目的とする。

前述の課題を解決するため、本発明による送信装置および無線信号送信方法は、主に、次のような特徴的な構成を採用している。

本発明の１つのアスペクト（側面）に係る送信装置は、送信する複数のキャリア周波数帯のＲＦ（Radio Frequency）信号を発生させる信号発生器と、前記信号発生器からの前記ＲＦ信号を増幅する電力増幅器と、を少なくとも備えた送信装置であって、前記信号発生器は、前記ＲＦ信号のキャリア周波数帯毎の振幅二乗値をキャリア周波数帯毎に適宜指定した指定利得に基づいて重み付け加算した結果として得られる合成振幅における、ピーク値と平均値との比を示すＰＡＲ（Peak-to-Average Ratio）、を低減するＰＡＲ低減機能を有していることを特徴とする。

ここで、本発明の送信装置において、前記信号発生器は、前記ＰＡＲ低減機能として、前記ＲＦ信号の送出タイミングをキャリア周波数帯毎に指定したタイミングに設定する機能を有しているようにしても良い。

また、本発明の送信装置において、前記信号発生器は、前記ＰＡＲ低減機能として、前記ＲＦ信号の振幅値をキャリア周波数帯毎にあらかじめ指定した指定閾値以下に制限する機能を有しているようにしても良い。

さらに、本発明の送信装置において、前記指定利得の値は、前記電力増幅器の各キャリア周波数帯における利得の値を用いるようにしても良い。

本発明のもう１つのアスペクト（側面）に係る無線信号送信方法は、送信する複数のキャリア周波数帯のＲＦ（Radio Frequency）信号を発生させて電力増幅器を介して送出する無線信号送信方法であって、前記ＲＦ信号のキャリア周波数帯毎の振幅二乗値をキャリア周波数帯毎に適宜指定した指定利得に基づいて重み付け加算した結果として得られる合成振幅における、ピーク値と平均値との比を示すＰＡＲ（Peak-to-Average Ratio）、を低減するＰＡＲ低減ステップを有していることを特徴とする。

ここで、本発明の無線信号送信方法において、前記ＰＡＲ低減ステップとして、前記ＲＦ信号の送出タイミングをキャリア周波数帯毎に指定したタイミングに設定する機能を有しているようにしても良い。

また、本発明の無線信号送信方法において、前記ＰＡＲ低減ステップとして、前記ＲＦ信号の振幅値をキャリア周波数帯毎にあらかじめ指定した指定閾値以下に制限する機能を有しているようにしても良い。

さらに、本発明の無線信号送信方法において、前記指定利得の値は、前記電力増幅器の各キャリア周波数帯における利得の値を用いるようにしても良い。

本発明による送信装置および無線信号送信方法によれば、送信装置にＲＦ（Radio Frequency）入力信号のＰＡＲ（ピーク電力対平均電力比）を低減する手段を備えることによって、電力効率をより高めた、複数の周波数の信号を同時に増幅することが可能なＣＡ(Carrier Aggregation)技術に対応した電力増幅器を備えた送信装置を実現することが可能になるという効果を奏することができる。

本発明による第一の実施の形態における送信装置のブロック構成を示すブロック構成図である。 図１の電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）の入出力電力特性を示す特性図である。 図１の電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）の利得の入力電力依存性を示す利得特性図である。 図１の電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）の利得の入力電力依存性を示す利得特性図である。 図１の電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）にキャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号を入力した場合の出力信号の入出力電力特性を示す特性図である。 図１の電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）にキャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号を入力した場合の利得の入力電力依存性を示す利得特性図である 図１の電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）にキャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号を同時に入力した場合の飽和時における出力信号の入出力電力特性を示す特性図である。 図１の電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）にキャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号を同時に入力した場合の電力効率を示す特性図である。 図１の電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）から出力される２つのＲＦ信号の振幅の二乗値の時間波形を示す波形図である。 図１の電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）から出力される２つのＲＦ信号の振幅の二乗値の合成振幅の時間波形を示す波形図である。 図１の電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）から出力される２つのＲＦ信号の一方の送出タイミングを制御した場合の振幅の二乗値の時間波形を示す波形図である。 図１の電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）から出力される２つのＲＦ信号の振幅の二乗値の合成振幅の時間波形を示す波形図である。 図１の電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）から出力される２つのＲＦ信号の振幅の二乗値の合成振幅のＰＡＲと送出タイミングのシフト量の関係を示す特性図である。 図１の電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）の平均電力効率の改善比とデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）から出力される２つのＲＦ信号の送出タイミングのシフト量との関係を示す特性図である。 図１の送信装置における信号発生器のブロック構成の一例を示すブロック構成図である。 図１の送信装置における信号発生器のブロック構成の一例を示すブロック構成図である。 図１の送信装置における信号発生器のブロック構成の一例を示すブロック構成図である。 本発明による第一の実施の形態の第一の変形例における信号発生器のブロック構成を示すブロック構成図である。 本発明による第一の実施の形態の第二の変形例における信号発生器のブロック構成を示すブロック構成図である。 本発明による第一の実施の形態の第三の変形例における信号発生器のブロック構成を示すブロック構成図である。 本発明による第一の実施の形態の第三の変形例における信号発生器のブロック構成を示すブロック構成図である。 本発明による第二の実施の形態の送信装置における信号発生器のブロック構成を示すブロック構成図である。 本発明による第二の実施の形態の送信装置における信号発生器のブロック構成を示すブロック構成図である。 本発明による第二の実施の形態の送信装置における信号発生器のブロック構成を示すブロック構成図である。 本発明による第二の実施の形態の送信装置における信号発生器のブロック構成を示すブロック構成図である。 特許文献６の送信装置に入力された或る振幅のＲＦ信号の振幅二乗値の時間波形を示す波形図である。 特許文献６の送信装置に入力された他の振幅のＲＦ信号の振幅二乗値の時間波形を示す波形図である。 本発明の第二の実施の形態において電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）に入力される２つのＲＦ信号の振幅の二乗値の合成振幅の時間波形を示す波形図である。 本発明の第二の実施の形態において電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）に入力される２つのＲＦ信号の振幅および合成振幅のＣＣＤＦ（相補累積分布関数）を示す特性図である。 本発明による第二の実施の形態の第一の変形例における信号発生器のブロック構成を示すブロック構成図である。 本発明による第二の実施の形態の第一の変形例における信号発生器のブロック構成を示すブロック構成図である。 本発明による第二の実施の形態の第二の変形例における信号発生器のブロック構成を示すブロック構成図である。 本発明による第二の実施の形態の第二の変形例における信号発生器のブロック構成を示すブロック構成図である。 本発明による第二の実施の形態の第三の変形例における信号発生器のブロック構成を示すブロック構成図である。 本発明による第二の実施の形態の第三の変形例における信号発生器のブロック構成を示すブロック構成図である。 本発明による第二の実施の形態の第三の変形例における信号発生器のブロック構成を示すブロック構成図である。 特許文献１に記載の送信装置のブロック構成を示すブロック構成図である。 特許文献２に記載の送信装置のブロック構成を示すブロック構成図である。 特許文献３に記載の送信装置のブロック構成を示すブロック構成図である。 特許文献４に記載の通信信号のＰＡＲを低減する手法の概念を示す概念図である。 特許文献５に記載の通信信号のＰＡＲを低減するキャリア多重回路を示す回路図である。 特許文献６に記載の送信機のブロック構成を示すブロック構成図である。 図４２の送信機における電力増幅器から出力端子への伝達関数を説明する説明図である。

以下、本発明による送信装置および無線信号送信方法の好適な実施形態について添付図を参照して説明する。なお、以降に示す各図面において、同一または相当部分の部位については、同一符号を付して示すこととし、その説明は繰り返さないことにする。

（本発明の特徴）
本発明の実施形態の説明に先立って、本発明の特徴についてその概要をまず説明する。本発明は、信号発生器により発生された複数の周波数の信号を同時に増幅することが可能なＣＡ(Carrier Aggregation)技術に対応した電力増幅器を備えた送信装置を実現することを主要な特徴としている。

すなわち、本発明は、複数の帯域のＲＦ（Radio Frequency）信号を送信する送信装置であって、複数のキャリア周波数の送信信号を発生する信号発生器と該信号発生器からの送信信号を増幅する電力増幅器とを少なくとも備え、前記信号発生器は、送信信号のキャリア周波数帯毎の振幅二乗値をキャリア周波数帯毎に適宜指定した指定利得で重み付け加算して得られる和（すなわち合成振幅）のピーク値と平均値との比を低減し、かつ、前記電力増幅器の諸特性の周波数依存性を検知し、前記電力増幅器の諸特性の周波数依存性の検知結果に基づいて、通信信号のピーク電力を正しく検出および制御することを主要な特徴としている。

而して、送信信号のＰＡＲ（ピーク電力対平均電力比）を低減し、送信信号のピーク電力の検出および制御における精度と回路規模・コストとのトレードオフの関係を打破することができ、複数の周波数の信号を同時に増幅することを可能にしている。

（第一の実施の形態）
図１は、本発明による第一の実施の形態における送信装置のブロック構成を示すブロック構成図である。図１に示す第一の実施の形態における送信装置は、電力増幅器４０１と、信号発生器４０２と、電力増幅器４０１の負荷４０３と、カプラ４１３およびカプラ４１４とを少なくとも含んで構成される。電力増幅器４０１と信号発生器４０２とは端子４０４を介して接続されている。また、電力増幅器４０１と負荷４０３とは端子４０５を介して接続されている。カプラ４１３は電力増幅器４０１の入力端子となる端子４０４に設置され、また、カプラ４１３は端子４１１を介して信号発生器４０２と接続される。カプラ４１４は電力増幅器４０１の出力端子となる端子４０５に設置され、また、カプラ４１４は端子４１２を介して信号発生器４０２と接続される。

信号発生器４０２は、互いに異なるキャリア周波数ｆ_ｃ１、ｆ_ｃ２、…、ｆ_ｃｎをそれぞれ有するＲＦ信号４０６_１、４０６_２、…、４０６_ｎを同時に発生させ、発生したＲＦ信号４０６_１、４０６_２、…、４０６_ｎを端子４０４に出力する。ここで、ｎは２以上の整数である。ＲＦ信号４０６_１、４０６_２、…、４０６_ｎは、端子４０４を介して電力増幅器４０１に入力される。電力増幅器４０１は、入力のＲＦ信号４０６_１、４０６_２、…、４０６_ｎを増幅し、ＲＦ信号４０７_１、４０７_２、…、４０７_ｎとして、端子４０５を経由して負荷４０３に出力する。

ここで、信号発生器４０２は、ＲＦ信号４０６_１、４０６_２、…、４０６_ｎを合成した波形のＰＡＲ（ピーク電力対平均電力比）を低減する処理を施した上で、ＲＦ信号４０６_１、４０６_２、…、４０６_ｎを送出する機能を有する。つまり、電力増幅器４０１に入力されるＲＦ信号４０６_１、４０６_２、…、４０６_ｎは、カプラ４１３を介して信号発生器４０２に入力される。また、電力増幅器４０１から出力されるＲＦ信号４０７_１、４０７_２、…、４０７_ｎは、カプラ４１４を介して信号発生器４０２に入力される。信号発生器４０２は、カプラ４１３を介して入力されたＲＦ信号４０６_１、４０６_２、…、４０６_ｎおよびカプラ４１４を介して入力されたＲＦ信号４０７_１、４０７_２、…、４０７_ｎに基づいて、ＰＡＲを低減したＲＦ信号４０６_１、４０６_２、…、４０６_ｎの生成処理を行う。

なお、本実施の形態においては、電力増幅器４０１として、複数のキャリア周波数ｆ_ｃ１、ｆ_ｃ２、…、ｆ_ｃｎに対応して設計された、マルチバンド電力増幅器を用いることが望ましい。例えば、電力増幅器４０１には、前述の非特許文献の項に記載の非特許文献２のP．Colantonioらによる"A Design Technique for Concurrent Dual-Band Harmonic Tuned Power Amplifier，"（IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques）において開示されているような、２つ以上の周波数で入出力の整合設計を行った電力増幅器を用いても良い。もしくは、電力増幅器４０１には、キャリア周波数ｆ_ｃ１からｆ_ｃｎまでの周波数範囲をカバーするような広帯域の電力増幅器を用いても良い。

広帯域の電力増幅器の構成は、例えば、前述の非特許文献の項に記載の非特許文献３のS．Kousaiらによる"An Octave-Range，Watt-Level，Fully-Integrated ＣＭＯＳ Switching Power Mixer Array for Linearization and Back-Off-Efficiency，"（IEEE Journal of Solid-State Circuits）または非特許文献４のP．Saadらによる"Design of a Highly Efficient ２−４GHz Octave Bandwidth ＧａＮ-ＨＥＭＴ Power Amplifier，"（IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques）等に開示されている構成を採用しても良い。

また、本実施の形態においては、負荷４０３には、複数のキャリア周波数ｆ_ｃ１、ｆ_ｃ２、…、ｆ_ｃｎに対応して設計された、マルチバンドアンテナを用いることが望ましい。例えば、負荷４０３には、前述の非特許文献の項に記載の非特許文献５のK.L.Wongらによる"On-Board Printed Coupled-Fed Loop Antenna in Close Proximity to the Surrounding Ground Plane for Penta-Band ＷＷＡＮ Mobile Phone，"（IEEE Transactions on Antennas and Propagation）において開示されているような、２つ以上の周波数に対応して設計されたマルチバンドアンテナを用いても良い。もしくは、負荷４０３には、キャリア周波数ｆ_ｃ１からｆ_ｃｎまでの周波数範囲をカバーするような広帯域のアンテナを用いても良い。広帯域のアンテナの構成は、例えば、前述の非特許文献の項に記載の非特許文献６のG.Cortes-Medellinによる"Non-Planer Quasi-Self-Complementary Ultra-Wideband Feed Antenna"（IEEE Transactions oｎ Antennas anｄ Propagation）において開示されている構成を採用しても良い。

図１で示した本実施の形態の送信装置は、前記特許文献６で開示されている図４２および図４３の従来技術の送信機に比べて、以下の利点がある。

前記特許文献６に記載の従来技術の送信機の場合、一つの電力増幅器（ＰＡ）で一つのキャリア周波数のＲＦ信号を増幅するため、ｎ個のキャリア周波数のＲＦ信号を増幅する場合はｎ個の電力増幅器（ＰＡ）が必要となる。これに対して、図１で示した本実施の形態の送信装置の場合は、一個の電力増幅器（ＰＡ）でｎ個のキャリア周波数のＲＦ信号を同時に増幅する。したがって、前記特許文献６に記載の従来技術の送信機に比べ、本実施の形態の送信装置においては、より少ない数の電力増幅器（ＰＡ）によって送信装置を構成することができるため、従来技術よりも回路のサイズとコストとを削減することができる。

また、前記特許文献６に記載の従来技術の送信機の場合、電力増幅器（ＰＡ）間のＲＦ信号の回り込みを防ぐために、図４３の伝達特性が示すように、図４２に示す合波回路６０においてＲＦ信号を通さない周波数帯を、異なるキャリア周波数の間に設けることが必要である。かくのごとく、前記特許文献６に記載の送信機の場合、送信することができる周波数帯が制約されてしまう。これに対して、図１で示した本実施の形態の送信装置の場合は、前述の通り、電力増幅器４０１として、全てのキャリア周波数の範囲をカバーするような広帯域の電力増幅器を用いることができる。

したがって、本実施の形態においては、前記特許文献６に記載の送信機の場合とは異なり、異なるキャリア周波数の間に、ＲＦ信号を通さない周波数帯を設ける必要がない。すなわち、前記特許文献６に記載の従来技術の送信機に比べ、本実施の形態の送信装置においては、設定することができるＲＦ信号の周波数範囲に制約がないという利点がある。

また、前記特許文献６に記載の従来技術の送信機の場合、複数の電力増幅器（ＰＡ）の出力電力を合波回路６０において合成する。この場合、合波回路６０において電力の合成損失が発生する。しかし、本実施の形態の送信装置においては、合波回路を用いていないため、そのような電力の合成損失は発生しない。したがって、前記特許文献６に記載の従来技術の送信機に比べ、本実施の形態においては、電力損失を抑制し、電力効率を高めることができる。

次に、ＣＡ(Carrier Aggregation)技術に対応した通信信号のＰＡＲ（ピーク電力対平均電力比）低減手法について、以下の議論を通じて開示する。なお、議論の簡略化のため、キャリア周波数がｆ_ｃ１とｆ_ｃ２との２つである場合について最初に開示する。

まず、ＣＡ技術に対応した通信信号のＰＡＲ低減手法に必要な要素として、キャリア周波数の異なる２つのＲＦ信号を合成して得られる合成ＲＦ信号の性質について議論する。次に示す式（１）で与えられる、キャリア周波数ｆ_ｃ１およびキャリア周波数ｆ_ｃ２の２つのＲＦ信号４０７_１およびＲＦ信号４０７_２を合成した合成ＲＦ信号波形Ｖ（ｔ）について考察する。

ここで、合成ＲＦ信号波形Ｖ（ｔ）は電圧の次元を持つものとする。

つまり、チャネル１（キャリア周波数ｆ_ｃ１）のベースバンド信号ａ_１（ｔ）ｅｘｐ[ｊθ_１（ｔ）]は周波数ｆ_ＢＢ１の変調帯域幅を持つものとし、チャネル２（キャリア周波数ｆ_ｃ２）のベースバンド信号ａ_２（ｔ）ｅｘｐ[ｊθ_２（ｔ）]は周波数ｆ_ＢＢ２の変調帯域幅を持つものとする。また、周波数ｆ_ＢＢ１と周波数ｆ_ＢＢ２とは同程度の大きさを持つものとする。

抵抗Ｒに合成ＲＦ信号波形Ｖ（ｔ）が加えられた場合の電力Ｐ（ｔ）は、次の式（２）によって与えられる。

ここで、Ｔは電力を求めるための平均時間であり、平均時間Ｔの取り方によって異なる電力が定義される。式（１）のＶ（ｔ）を式（２）に代入すると、次の式（３）が得られる。

平均電力Ｐ_ａｖｅの計算においては、電力計算のための平均時間Ｔは無限大に取られる。式（３）においてＴを無限大として積分を実行すると、ｃｏｓを含む項は全て平滑化されて'０'となり、式（３）右辺の第一項のみが残る。結果として、平均電力Ｐ_ａｖｅは次の式（４）で与えられる。

ここで、〈ａ_１ ^２ 〉は［ａ_１（ｔ）］^２の時間平均値、〈ａ_２ ^２ 〉は［ａ_２（ｔ）］^２の時間平均値である。また、

であり、Δｆ＝ｆ_ｃ２−ｆ_ｃ１＞０であるものとする。

従来技術で取り扱っているマルチキャリア通信システム

の場合と、Inter-band Non-contiguous ＣＡモード（Δｆ＞＞ｆ_ＢＢ）の場合とは、平均電力がいずれも前記の式（４）によって与えられる。

次に、瞬時電力を導出する。以下で議論するように、瞬時電力は、マルチキャリア通信システム

の場合と、Inter-band Non-contiguous ＣＡモード（Δｆ＞＞ｆ_ＢＢ）の場合とでは、異なる値と性質とを持つ。背景技術で述べた通り、この瞬時電力のピーク値は、電力増幅器（ＰＡ）の飽和出力以下に設定されなければならない。

マルチキャリア通信システム

の場合の瞬時電力の導出の場合は、平均時間Ｔは

の条件を満たすように設定される。このような平均時間Ｔに対して、前記式（３）右辺の第３項ないし第５項のいずれも、積分時間Ｔ内でｃｏｓ内の位相が高速に変動するため、式（３）右辺の第３項ないし第５項はいずれも積分によって平滑化されて'０'になる。結果として、前記式（３）の第１項と第２項とが残り、瞬時電力は次の式（５）で与えられる。

式（５）に示すように、

の場合には、瞬時電力Ｐ（ｔ）は、振幅ａ_１（ｔ）および振幅ａ_２（ｔ）とともに、位相θ_１（ｔ）および位相θ_２（ｔ）に依存する。したがって、瞬時電力のピーク値を正しく制御しようとする場合、前記特許文献１にも記載されている通り、振幅ａ_１（ｔ）および振幅ａ_２（ｔ）と位相θ_１（ｔ）および位相θ_２（ｔ）との双方の検出と制御とが必要となる。

一方、Inter-band Non-contiguous ＣＡモード（Δｆ＞＞ｆ_ＢＢ）の場合の瞬時電力の導出においては、平均時間Ｔは

の条件を満たすように設定される。このような平均時間Ｔに対して、前記式（３）右辺の第２項ないし第５項のいずれも、積分時間Ｔ内でｃｏｓ内の位相が高速に変動するため、式（３）右辺の第２項ないし第５項はいずれも積分によって平滑化されて'０'になる。結果として、前記式（３）の第１項のみが残り、瞬時電力は次の式（６）で与えられる。

式（６）に示すように、Δｆ＞＞ｆ_ＢＢの場合には、瞬時電力Ｐ（ｔ）は、振幅ａ_１（ｔ）および振幅ａ_２（ｔ）のみに依存して、位相θ_１（ｔ）および位相θ_２（ｔ）に依存しないことになる。したがって、Inter-band Non-contiguous ＣＡモードにおいて瞬時電力のピーク値を正しく制御しようとする場合、振幅のみを検出および制御すれば良く、位相の検出および制御を省略することが正当化される。

以上の議論は、キャリア周波数が一般の数（ｎ個：２個以上の整数）の場合にも容易に拡張される。ＲＦ信号４０７_１、４０７_２、…、４０７_ｎの振幅をそれぞれａ_out１（ｔ）、ａ_out２（ｔ）、…、ａ_ｏｕｔｎ（ｔ）とする。ＲＦ信号４０７_１、４０７_２、…、４０７_ｎのそれぞれのキャリア周波数ｆ_ｃ１、ｆ_ｃ２、…、ｆ_ｃｎが互いに変調帯域幅ｆ_ＢＢよりも十分大きな周波数間隔で離れている場合、ＲＦ信号４０７_１、４０７_２、…、４０７_ｎの合成信号の瞬時電力は、次の式（７）のように、それぞれの振幅の二乗和として与えられる。

次に、キャリア周波数の異なる２つのＲＦ信号を電力増幅器（ＰＡ）に同時に入力した際の、電力増幅器（ＰＡ）の諸特性について議論する。

電力増幅器４０１として、８００ＭＨｚ／２ＧＨｚの両周波数に対応したデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）を用いる場合を例にとって説明する。図２は、図１の電力増幅器４０１の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）の入出力電力特性を示す特性図である。なお、ここでは、キャリア周波数ｆ_ｃ１を８００ＭＨｚ、キャリア周波数ｆ_ｃ２を２ＧＨｚとしている。

図２の特性図においては、キャリア周波数ｆ_ｃ１＝８００ＭＨｚのＲＦ信号４０６_１のみを入力した時の電力増幅器４０１の入出力電力特性と、キャリア周波数ｆ_ｃ２＝２ＧＨｚのＲＦ信号４０６_２のみを入力した時の電力増幅器４０１の入出力電力特性とがそれぞれ示されている。図２の特性図に示されているように、ここで議論する電力増幅器４０１は、キャリア周波数ｆ_ｃ１のＲＦ信号４０６_１の入力時と、キャリア周波数ｆ_ｃ２のＲＦ信号４０６_２の入力時との双方で、ほぼ同程度の飽和出力電力が得られるように設計されている。

図３および図４は、いずれも、図１の電力増幅器４０１の一例とした前記デュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）の利得の入力電力依存性を示す利得特性図であり、図３が、キャリア周波数ｆ_ｃ１とキャリア周波数ｆ_ｃ２との周波数差が大きい場合を示し、図４が、キャリア周波数ｆ_ｃ１とキャリア周波数ｆ_ｃ２との周波数差が近接している場合を示している。

つまり、図３の利得特性図の場合は、キャリア周波数ｆ_ｃ１＝８００ＭＨｚのＲＦ信号４０６_１のみを入力した時の電力増幅器４０１の利得特性と、キャリア周波数ｆ_ｃ２＝２ＧＨｚのＲＦ信号４０６_２のみを入力した時の電力増幅器４０１の利得特性とが示されている。一方、図４の利得特性図の場合は、キャリア周波数ｆ_ｃ１＝１９９５ＭＨｚのＲＦ信号のみを入力した時の電力増幅器４０１の利得特性と、キャリア周波数ｆ_ｃ２＝２００５ＭＨｚのＲＦ信号のみを入力した時の電力増幅器４０１の利得特性とが示されている。

図４の利得特性図に示されているように、２つのキャリア周波数ｆ_ｃ１とキャリア周波数ｆ_ｃ２とが極めて近接している場合（前述の例の場合の比帯域は５×１０^−３）、キャリア周波数ｆ_ｃ１のＲＦ信号入力時と、キャリア周波数ｆ_ｃ２のＲＦ信号入力時との双方では、利得特性はほぼ一致している。これに対して、図３の利得特性図に示されているように、２つのキャリア周波数ｆ_ｃ１とキャリア周波数ｆ_ｃ２とが大きく離れている場合（前述の例の場合の比帯域は０．６、Inter-band Non-contiguous ＣＡモードに対応）、キャリア周波数毎の利得特性は大きな違いを示す。かくのごとく、電力増幅器４０１の特性には周波数依存性が存在しているため、双方のキャリア周波数の周波数が離れれば離れるほど、特性が大きく変化することは電力増幅器の一般的な性質である。

図５は、図１の電力増幅器４０１の一例とした前記デュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）にキャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号を入力した場合の出力信号の入力電力依存性を示す特性図である。つまり、図１の電力増幅器４０１の一例とした前記デュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）において、キャリア周波数ｆ_１＝８００ＭＨｚのＲＦ信号４０６_１を電力−４ｄＢｍで入力しつつ、かつ、同時に、キャリア周波数ｆ_２＝２ＧＨｚのＲＦ信号４０６_２を電力スイープしながら入力した場合に得られた、出力電力のグラフである。また、図６は、図５の場合と同様の条件で得られた利得の入力電力依存性を示す利得特性図である。

図５の入出力電力特性図および図６の利得特性図が示すように、キャリア周波数ｆ_２のＲＦ信号４０６_２の入力電力が小さい範囲においてはＲＦ信号４０６_２の入力電力が変化しても、キャリア周波数ｆ_１における利得およびＲＦ信号４０７_１の出力電力は変動をほとんど示さない。しかし、キャリア周波数ｆ_２のＲＦ信号４０６_２の入力電力が大きくなり、キャリア周波数ｆ_２のＲＦ信号４０７_２の出力電力が飽和してくると、キャリア周波数ｆ_１における利得およびＲＦ信号４０７_１の出力電力は大きな変化（特に減少）を示すようになる。すなわち、電力増幅器４０１が小信号で動作し、飽和していない場合には、各キャリア周波数における出力電力および利得はそれぞれ独立した性質を示す。その一方で、電力増幅器４０１が大信号で動作して、飽和に近い状況に達すると、各キャリア周波数における出力電力および利得は相互に影響を及ぼすようになる。

図７は、図１の電力増幅器４０１の一例とした前記デュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）にキャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号を同時に入力した場合の飽和時における出力信号の入出力電力特性を示す特性図である。すなわち、図１の電力増幅器４０１の一例とした前記デュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）において、キャリア周波数ｆ_１＝８００ＭＨｚのＲＦ信号４０６_１とキャリア周波数ｆ_２＝２ＧＨｚのＲＦ信号４０６_２とを同時に入力した場合の、飽和時におけるキャリア周波数ｆ_１のＲＦ信号４０７_１の出力電力Ｐ_ｏｕｔ１およびキャリア周波数ｆ_２のＲＦ信号４０７_２の出力電力Ｐ_ｏｕｔ２をプロットしたグラフである。なお、図７の特性図においては、キャリア周波数ｆ_１＝８００ＭＨｚのＲＦ信号４０６_１の入力電力Ｐ_ｉｎ１とキャリア周波数ｆ_２＝２ＧＨｚのＲＦ信号４０６_２の入力電力Ｐ_ｉｎ２との電力差分ΔＰ_ｉｎ＝Ｐ_ｉｎ１−Ｐ_ｉｎ２（ｄＢ）を変えて、電力増幅器４０１の飽和時の出力電力をプロットしている。

入力電力の電力差分ΔＰ_ｉｎを変えてキャリア周波数ｆ_１のＲＦ信号４０６_１およびキャリア周波数ｆ_２のＲＦ信号４０６_２の入力電力の比率を変えた場合、該比率の変化に応じて、飽和時のキャリア周波数ｆ_１のＲＦ信号４０７_１およびキャリア周波数ｆ_２のＲＦ信号４０７_２の出力電力も変化する。ここで、この事例における電力増幅器４０１は、キャリア周波数ｆ_１のＲＦ信号４０６_１のみを入力した場合と、キャリア周波数ｆ_２のＲＦ信号４０６_２のみを入力した場合との双方において、電力増幅器４０１の飽和動作時における出力電力がほぼ同一値の飽和出力電力Ｐ_ｓａｔを取るように設計されている。

かくのごとく、単一のＲＦ信号入力時の飽和出力電力がキャリア周波数の如何によらず同一値Ｐ_ｓａｔを取る電力増幅器の場合は、図７に示すように、キャリア周波数ｆ_１のＲＦ信号４０６_１およびキャリア周波数ｆ_２のＲＦ信号４０６_２の双方を同時入力し、その入力電力の比率ΔＰ_ｉｎを変えた場合においても、飽和時のＲＦ信号の出力電力合計値（Ｐ_ｏｕｔ１＋Ｐ_ｏｕｔ２）は、飽和出力電力Ｐ_ｓａｔになって、単一ＲＦ信号入力時からは変動しない、という結果が得られる。

この結果は、互いに大きく離れた複数のキャリア周波数のＲＦ信号を同時に電力増幅器に入力する場合（Inter-band Non-contiguous ＣＡモード）において、各キャリア周波数のＲＦ信号の入力電力の比率によらず、ＲＦ信号の出力電力の合計値が電力増幅器（ＰＡ）の飽和条件を定めるということ、すなわち、ＲＦ信号の出力電力合計値（Ｐ_ｏｕｔ１＋Ｐ_ｏｕｔ２）が飽和出力電力Ｐ_ｓａｔに達した時点で電力増幅器が飽和すること、を示している。

図８は、図１の電力増幅器４０１の一例とした前記デュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）にキャリア周波数が異なる２つのＲＦ信号を同時に入力した場合の電力効率を示す特性図である。すなわち、図１の電力増幅器４０１の一例とした前記デュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）において、キャリア周波数ｆ_１＝８００ＭＨｚのＲＦ信号４０６_１とキャリア周波数ｆ_２＝２ＧＨｚのＲＦ信号４０６_２とを同時に入力した場合の、電力効率をプロットしたグラフである。この場合の電力効率は、各キャリア周波数のＲＦ信号４０７_１およびＲＦ信号４０７_２の合計出力電力（Ｐ_ｏｕｔ１＋Ｐ_ｏｕｔ２）と、電力増幅器４０１が消費するＤＣ電源からの供給電力との比によって定義されている。なお、図８に示す電力効率は、キャリア周波数ｆ_１における出力電力Ｐ_ｏｕｔ１と、キャリア周波数ｆ_２における出力電力Ｐ_ｏｕｔ２との双方を変化させてプロットしている。

図８の特性図から、出力電力Ｐ_ｏｕｔ１と出力電力Ｐ_ｏｕｔ２との取り方の如何によらず、電力効率は、各キャリア周波数のＲＦ信号４０７_１およびＲＦ信号４０７_２の合計出力電力（Ｐ_ｏｕｔ１＋Ｐ_ｏｕｔ２）の一価関数になることが分かる。一つのキャリア周波数のＲＦ信号を入力した場合のＢ級動作の電力増幅器の電力効率は、出力電力の１／２乗に比例することが知られている。図８には、合計出力電力（Ｐ_ｏｕｔ１＋Ｐ_ｏｕｔ２）の１／２乗に比例する曲線を理論特性として破線によって示しているが、該理論特性が図１の電力増幅器４０１の一例とした前記デュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）における実際の電力効率に関する実特性（実線によって示す）に良く合っていることを示している。かくのごとき結果は、互いの周波数が大きく離れた複数のキャリア周波数のＲＦ信号を同時に電力増幅器に入力する場合（Inter-band Non-contiguous ＣＡモード）においても、各キャリア周波数のＲＦ信号の入力電力の比率によらず、電力増幅器の電力効率は、ＲＦ信号の出力電力の合計値によって決まる、ということを示している。

以上の議論をまとめると、互いの周波数が大きく離れた複数のキャリア周波数のＲＦ信号を同時に電力増幅器に入力する場合（Inter-band Non-contiguous ＣＡモード）において、合成ＲＦ信号の瞬時電力と、電力増幅器の飽和条件と、電力増幅器の電力効率と、のいずれもが、各キャリア周波数のＲＦ信号の出力電力の和によって決定される、ということが分かる。すなわち、合成ＲＦ信号の瞬時電力と、電力増幅器の飽和条件と、電力増幅器の電力効率と、を定める指標として、Inter-band Non-contiguous ＣＡモードにおける各キャリア周波数のＲＦ信号の出力電力の和（合計出力電力）と、単一のキャリア周波数のＲＦ信号のみ電力増幅器に入力する通常モードにおけるＲＦ信号の出力電力とは、同一視することができる。

従来技術においては、単一のキャリア周波数のＲＦ信号のみ電力増幅器に入力する通常モードにおいて、線形性を維持しつつ、平均電力効率を上げるために、ＲＦ信号の出力電力のピーク値を電力増幅器の飽和出力電力Ｐ_ｓａｔ以下の近傍値に設定している。また、ＲＦ信号の出力電力の平均値を上げて平均電力効率を上げられるように、ＰＡＲ（ピーク電力対平均電力比）を低減する信号処理をＲＦ信号に加えてから、該ＲＦ信号を電力増幅器に入力している。

本実施の形態において対象としているInter-band Non-contiguous ＣＡモードにおいては、線形性を維持しつつ平均電力効率を上げるために、各キャリア周波数のＲＦ信号の出力電力の和（合計出力電力）のピーク値を電力増幅器の飽和出力電力Ｐ_ｓａｔ以下の近傍値に設定する。また、ＲＦ信号の出力電力の平均値を上げて平均電力効率を上げられるように、合計出力電力のＰＡＲ（ピーク電力対平均電力比）を低減する信号処理を各キャリア周波数のＲＦ信号に加えてから、該ＲＦ信号を電力増幅器に入力する。

以下、合計出力電力のＰＡＲ（ピーク電力対平均電力比）を低減する信号処理を各キャリア周波数のＲＦ信号に加える方法について開示する。

合計出力電力のＰＡＲ（ピーク電力対平均電力比）は、出力信号の振幅の二乗和のＰＡＲ（ピーク電力対平均電力比）に等しい。したがって、電力増幅器４０１の出力におけるＲＦ信号４０７_１、４０７_２、…、４０７_ｎの振幅をそれぞれａ_out１（ｔ）、ａ_out２（ｔ）、…、ａ_ｏｕｔｎ（ｔ）とした場合、出力信号の振幅の二乗和［ａ_out１（ｔ）］^２＋［ａ_out２（ｔ）］^２＋…＋［ａ_ｏｕｔｎ（ｔ）］^２のＰＡＲ（ピーク電力対平均電力比）を低減することにより、合計出力電力のＰＡＲ（ピーク電力対平均電力比）を低減し、電力増幅器４０１の電力効率を改善することができる。

出力信号の振幅の二乗和［ａ_out１（ｔ）］^２＋［ａ_out２（ｔ）］^２＋…＋［ａ_ｏｕｔｎ（ｔ）］^２のＰＡＲ（ピーク電力対平均電力比）を低減する方法の一つは、振幅ａ_out１（ｔ）、ａ_out２（ｔ）、…、ａ_ｏｕｔｎ（ｔ）が同時にピーク値に達することがないように、電力増幅器４０１に入力されるＲＦ信号４０６_１、４０６_２、…、４０６_ｎの送出タイミングを信号発生器４０２において制御することである。

ＲＦ信号４０６_１、４０６_２、…、４０６_ｎの送出タイミングを変化させても、出力信号のＲＦ信号４０７_１、４０７_２、…、４０７_ｎの合成波形の平均電力は変化しない。ＲＦ信号４０７_１、４０７_２、…、４０７_ｎの合成波形の平均電力は、各ＲＦ信号の平均電力の和であり、各ＲＦ信号の平均電力は送出タイミングで変化しないからである。

前述のように、ＲＦ信号４０６_１、４０６_２、…、４０６_ｎの送出タイミングを変化させた場合、ＲＦ信号４０７_１、４０７_２、…、４０７_ｎの合成波形の平均電力は変化しないものの、ＲＦ信号４０７_１、４０７_２、…、４０７_ｎのピーク電力は変化する。したがって、ＲＦ信号４０６_１、４０６_２、…、４０６_ｎの送出タイミングを変化させることによって、出力信号のＲＦ信号４０７_１、４０７_２、…、４０７_ｎの合成波形のＰＡＲ（ピーク電力対平均電力比）を変化させることができる。

かくのごとき、本実施の形態におけるＰＡＲ（ピーク電力対平均電力比）低減方法の一つの利点としては、前記特許文献１に代表される従来のＰＡＲ（ピーク電力対平均電力比）低減手法とは異なり、電力増幅器４０１に入力される各ＲＦ信号４０６_１、４０６_２、…、４０６_ｎの信号歪が発生しないことが挙げられる。本実施の形態の場合、各ＲＦ信号４０６_１、４０６_２、…、４０６_ｎの送出タイミングを変化させるだけであるので、各ＲＦ信号４０６_１、４０６_２、…、４０６_ｎに信号歪が発生することはないからである。これに対して、前記特許文献１に代表される従来のＰＡＲ（ピーク電力対平均電力比）低減手法においては、リミッタを用いてピーク電力を制限する非線形処理を施すことによってＰＡＲを低減するため、信号歪の発生が原理的に避けられない。

以下、ＰＡＲ（ピーク電力対平均電力比）低減の具体例として、キャリア周波数ｆ_ｃ１および振幅ａ_out１（ｔ）を有するＲＦ信号４０７_１と、キャリア周波数ｆ_ｃ２および振幅ａ_out２（ｔ）を有するＲＦ信号４０７_２との２つのＲＦ信号を電力増幅器４０１から送出する場合について考える。

ここで、一つの例として図９を用いて説明する。図９は、図１の電力増幅器４０１の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）から出力される２つのＲＦ信号４０７_１およびＲＦ信号４０７_２それぞれの振幅の二乗値の時間波形を示す波形図であり、２つのＲＦ信号４０７_１およびＲＦ信号４０７_２それぞれにおいてＷＣＤＭＡ（Wideband Code Division Multiple Access：登録商標)信号を送出する場合における、振幅の二乗値｛ａ_out１（ｔ）｝^２および｛ａ_out２（ｔ）｝^２の時間波形を破線および実線により示している。以降の各図面においては、振幅の二乗値｛ａ_out１（ｔ）｝^２および｛ａ_out２（ｔ）｝^２のピーク値は全て'１'に正規化して図示している。

図９に示す波形図の場合において、振幅の二乗値｛ａ_out１（ｔ）｝^２および｛ａ_out２（ｔ）｝^２はタイミング５．５μｓにおいて同時にピーク値を持っている。図９で示した｛ａ_out１（ｔ）｝^２および｛ａ_out２（ｔ）｝^２から合成振幅｛ａ_out１（ｔ）｝^２＋｛ａ_out２（ｔ）｝^２を導出した結果を図１０に示す。図１０は、図１の電力増幅器４０１の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）から出力される２つのＲＦ信号の振幅の二乗値の合成振幅の時間波形を示す波形図であり、図９に示した２つのＲＦ信号４０７_１およびＲＦ信号４０７_２それぞれの振幅の二乗値｛ａ_out１（ｔ）｝^２および｛ａ_out２（ｔ）｝^２を合成した合成振幅の時間波形を示している。なお、合成振幅を２つのＲＦ信号４０７_１およびＲＦ信号４０７_２それぞれの振幅の二乗値の単純和である｛ａ_out１（ｔ）｝^２＋｛ａ_out２（ｔ）｝^２として求めた場合を示しているが、実際の合成振幅は、送信する各ＲＦ信号のキャリア周波数帯毎の振幅二乗値をキャリア周波数帯毎に適宜指定した指定利得で重み付け加算して得られる和として与えられる。ここで、該指定利得の値として、電力増幅器４０１の各キャリア周波数帯における利得の値を用いるようにしても良い。

図１０の波形図に示すように、２つのＲＦ信号４０７_１およびＲＦ信号４０７_２それぞれの振幅の二乗値｛ａ_out１（ｔ）｝^２および｛ａ_out２（ｔ）｝^２が同時にピーク値となるタイミング（５．５μｓ）において、合成振幅もまた大きなピーク値を取っている。なお、この場合の２つのＲＦ信号４０７_１およびＲＦ信号４０７_２それぞれの振幅の二乗値｛ａ_out１（ｔ）｝^２および｛ａ_out２（ｔ）｝^２さらに合成振幅｛ａ_out１（ｔ）｝^２＋｛ａ_out２（ｔ）｝^２のＰＡＲ（ピーク電力対平均電力比）は全て９．１ｄＢであり同一である。

次に、一方のＲＦ信号４０７ _１ の送出タイミングを制御した場合の振幅の二乗値について図１１を用いて説明する。図１１は、図１の電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）から出力される２つのＲＦ信号の一方の送出タイミングを制御した場合の振幅の二乗値の時間波形を示す波形図であり、破線で示すＲＦ信号４０７_１の送出タイミングを制御した場合について示している。つまり、図１１の波形図の場合においては、２つのＲＦ信号４０７_１とＲＦ信号４０７_２とのそれぞれの振幅の二乗値｛ａ_out１（ｔ）｝^２と｛ａ_out２（ｔ）｝^２とが同時にピーク値を取らないように、ＲＦ信号４０７_１（振幅ａ_out１（ｔ））の送出タイミングを、図９の状態から０．５μｓ早めている状態を示している。なお、各ＲＦ信号４０７_１、４０７_２の送出タイミングは、遅延調整器５０２_１、５０２_２によって、キャリア周波数帯毎に指定したタイミングに設定することが可能であり、各遅延調整器５０２_１、５０２_２の遅延時間は、ピーク検出器５０６からの制御信号に基づいて設定される。

図１１の波形図に示すように、ＲＦ信号４０７_１の送出タイミングを制御した場合の２つのＲＦ信号４０７_１およびＲＦ信号４０７_２それぞれの振幅の二乗値｛ａ_out１（ｔ）｝^２および｛ａ_out２（ｔ）｝^２から合成振幅｛ａ_out１（ｔ）｝^２＋｛ａ_out２（ｔ）｝^２を導出した結果を図１２に示す。図１２は、図１の電力増幅器４０１の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）から出力される２つのＲＦ信号の振幅の二乗値の合成振幅の時間波形を示す波形図であり、図１１に示した２つのＲＦ信号４０７_１およびＲＦ信号４０７_２それぞれの振幅の二乗値｛ａ_out１（ｔ）｝^２および｛ａ_out２（ｔ）｝^２を合成した合成振幅の時間波形を示している。

図１１に示したように、２つのＲＦ信号の一方のＲＦ信号４０７_１の送出タイミングの制御により、図１２の合成振幅｛ａ_out１（ｔ）｝^２＋｛ａ_out２（ｔ）｝ ^２ のピーク値は、ＲＦ信号４０７_１の送出タイミングの制御を行わない場合の図１０の合成振幅のピーク値から半減している。したがって、図１１および図１２に示した場合において、２つのＲＦ信号４０７_１およびＲＦ信号４０７_２それぞれの振幅の二乗値｛ａ_out１（ｔ）｝^２および｛ａ_out２（ｔ）｝^２のＰＡＲ（ピーク電力対平均電力比）は９．１ｄＢ、合成振幅｛ａ_out１（ｔ）｝^２＋｛ａ_out２（ｔ）｝ ^２ のＰＡＲ（ピーク電力対平均電力比）は６．４ｄＢとなる。ＲＦ信号４０７_１の送出タイミングの制御を行わない場合の合成振幅｛ａ_out１（ｔ）｝^２＋｛ａ_out２（ｔ）｝ ^２ のＰＡＲ（９．１ｄＢ）に比べ、ＲＦ信号４０７_１の送出タイミングの制御により合成振幅｛ａ_out１（ｔ）｝^２＋｛ａ_out２（ｔ）｝ ^２ のＰＡＲ（ピーク電力対平均電力比）は２．７ｄＢ低減している。この２．７ｄＢのＰＡＲ（ピーク電力対平均電力比）の低減効果により、Ｂ級電力増幅器（ＰＡ）の場合で、平均電力効率を、元の１．３５倍に高めることができる。

ＲＦ信号４０７_１、４０７_２、…、４０７_ｎの合成振幅のＰＡＲ（ピーク電力対平均電力比）低減効果および電力増幅器４０１の平均電力改善効果は、一般にＲＦ信号波形の送出タイミングのシフト量に依存する。

図１３は、図１の電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）から出力される２つのＲＦ信号の振幅の二乗値の合成振幅のＰＡＲと送出タイミングのシフト量の関係を示す特性図であり、２つのＲＦ信号４０７_１およびＲＦ信号４０７_２それぞれにおいてＷＣＤＭＡ信号を送出する場合における、振幅の二乗値｛ａ_out１（ｔ）｝^２および｛ａ_out２（ｔ）｝^２から導出した合成振幅｛ａ_out１（ｔ）｝^２＋｛ａ_out２（ｔ）｝^２と波形の送出タイミングのシフト量の関係を示している。

図１３の特性図に示すように、合成振幅｛ａ_out１（ｔ）｝^２＋｛ａ_out２（ｔ）｝^２のＰＡＲ（ピーク電力対平均電力比）は、ＲＦ信号波形の送出タイミングのシフト量に依存している。図１３に示す特性図の場合、ＰＡＲ（ピーク電力対平均電力比）低減量を最大化する最適シフト時間は０．５μｓであり、この時、２．７ｄＢのＰＡＲ（ピーク電力対平均電力比）低減効果が得られている。

図１４は、図１の電力増幅器４０１の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）の平均電力効率の改善比とデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）から出力される２つのＲＦ信号の送出タイミングのシフト量との関係を示す特性図であり、２つのＲＦ信号４０７_１およびＲＦ信号４０７_２それぞれにおいてＷＣＤＭＡ信号を送出する場合における、電力増幅器４０１の一例のＢ級ＰＡの平均電力効率の改善比と送出タイミングのシフト量との関係を示している。ここで、図１４には、送出タイミングのシフト量が'０'の場合の平均電力効率を基準値の'１'として表現している。

図１４の特性図に示すように、電力増幅器４０１の平均電力効率は、ＲＦ信号波形の送出タイミングのシフト量に依存している。図１４に示す特性図の場合、図１３にて説明したＰＡＲ低減量を最大化する最適シフト時間（０．５μｓ）において、平均電力効率の改善も最大となり、送出タイミングのシフト量が'０'の場合に比べ平均電力は１．３５倍に向上している。

以上の議論を踏まえ、図１に示す信号発生器４０２の望ましい実施の形態を以下において図１５ないし図１７を用いて開示する。図１５ないし図１７は、いずれも、図１の送信装置における信号発生器４０２のブロック構成の一例を示すブロック構成図であり、それぞれには、信号発生器４０２の動作も合わせて示している。つまり、図１５の信号発生器４０２は、キャリア周波数ｆ_ｃ１のＲＦ信号４０６_１の入力時における電力増幅器４０１の利得を測定する動作モードを示し、図１６の信号発生器４０２は、キャリア周波数ｆ_ｃ２のＲＦ信号４０６_２の入力時における電力増幅器４０１の利得を測定する動作モードを示し、図１７は、キャリア周波数ｆ_ｃ１のＲＦ信号４０６_１およびキャリア周波数ｆ_ｃ２のＲＦ信号４０６_２を同時に電力増幅器４０１に入力し、２つのＲＦ信号４０７_１およびＲＦ信号４０７_２を電力増幅器４０１から送出する実動作のモードを示している。

図１５ないし図１７のブロック構成図において開示されているように、信号発生器４０２は、ベースバンド信号発生器５０１_１およびベースバンド信号発生器５０１_２と、該ベースバンド信号発生器と同数の、遅延調整器５０２_１および遅延調整器５０２_２と、振幅検波器５０３_１および振幅検波器５０３_２と、ミキサ５０４_１およびミキサ５０４_２と、局部発振（ＬＯ）信号発生器５０５_１および局部発振（ＬＯ）信号発生器５０５_２と、可変利得増幅器５０７_１および可変利得増幅器５０７_２と、スイッチ５０８_１およびスイッチ５０８_２と、スイッチ５１２_１およびスイッチ５１２_２と、スイッチ５１３_１およびスイッチ５１３_２とを含み、かつ、少なくとも一つ以上の、ピーク検出器５０６（すなわち振幅検出器）と、制御器５０９（すなわち利得制御装置）と、加算器５１０（すなわちＲＦ信号加算器）および加算器５１４（すなわち振幅加算器）とを含んで構成されている。

図１５ないし図１７のブロック構成図において、ベースバンド信号発生器５０１_１はベースバンド信号５１１_１を送出し、ベースバンド信号発生器５０１_２はベースバンド信号５１１_２を送出する。ミキサ５０４_１において、局部発振（ＬＯ）信号発生器５０５_１から出力される周波数ｆ_ｃ１のＬＯ信号とベースバンド信号５１１_１とがミキシングされる。その結果、ミキサ５０４_１は、ベースバンド信号５１１_１をキャリア周波数ｆ_ｃ１にアップコンバートしたＲＦ信号４０６_１を送出する。同様に、ミキサ５０４_２において、局部発振（ＬＯ）信号発生器５０５_２から出力される周波数ｆ_ｃ２のＬＯ信号とベースバンド信号５１１_２とがミキシングされる。その結果、ミキサ５０４_２は、ベースバンド信号５１１_２をキャリア周波数ｆ_ｃ２にアップコンバートしたＲＦ信号４０６_２を送出する。

ここで、図１５のブロック構成図は、前述のように、キャリア周波数ｆ_ｃ１のＲＦ信号４０６_１の入力時における電力増幅器４０１の利得を測定する動作モードを示している。つまり、図１５において、信号発生器４０２は、キャリア周波数ｆ_ｃ１のＲＦ信号４０６_１のみを端子４０４に出力している。この場合、スイッチ５０８_１を閉じ、スイッチ５０８_２を開くことによって、キャリア周波数ｆ_ｃ１のＲＦ信号４０６_１のみを端子４０４に出力し、キャリア周波数ｆ_ｃ２のＲＦ信号４０６_２は端子４０４に出力しないようにしている。

図１５の動作モードにおいては、電力増幅器４０１に入力されるＲＦ信号４０６_１はカプラ４１３を介して端子４１１に出力される。また、電力増幅器４０１から出力されるＲＦ信号４０７_１はカプラ４１４を介して端子４１２に出力される。端子４１１および端子４１２に出力されたＲＦ信号４０６_１およびＲＦ信号４０７_１は閉状態のスイッチ５１２_１およびスイッチ５１２_２を経由して制御器５０９に出力される。制御器５０９は、ＲＦ信号４０６_１およびＲＦ信号４０７_１の電力を検出し、ＲＦ信号４０６_１およびＲＦ信号４０７_１の電力比から、キャリア周波数ｆ_ｃ１における電力増幅器４０１の利得Ｇ_ＰＡ１を算出する。

また、図１６のブロック構成図は、前述のように、キャリア周波数ｆ_ｃ２のＲＦ信号４０６_２の入力時における電力増幅器４０１の利得を測定する動作モードを示している。つまり、図１６において、信号発生器４０２は、キャリア周波数ｆ_ｃ２のＲＦ信号４０６_２のみを端子４０４に出力している。この場合、スイッチ５０８_２を閉じ、スイッチ５０８_１を開くことによって、キャリア周波数ｆ_ｃ２のＲＦ信号４０６_２のみを端子４０４に出力し、キャリア周波数ｆ_ｃ１のＲＦ信号４０６_１は端子４０４に出力しないようにしている。

図１６の動作モードにおいては、電力増幅器４０１に入力されるＲＦ信号４０６_２はカプラ４１３を介して端子４１１に出力される。また、電力増幅器４０１から出力されるＲＦ信号４０７_２はカプラ４１４を介して端子４１２に出力される。端子４１１および端子４１２に出力されたＲＦ信号４０６_２およびＲＦ信号４０７_２は閉状態のスイッチ５１２_１およびスイッチ５１２_２を経由して制御器５０９に出力される。制御器５０９は、ＲＦ信号４０６_２およびＲＦ信号４０７_２の電力を検出し、ＲＦ信号４０６_２およびＲＦ信号４０７_２の電力比から、キャリア周波数ｆ_ｃ２における電力増幅器４０１の利得Ｇ_ＰＡ２を算出する。

図１５および図１６のブロック構成図に示した電力増幅器４０１の利得を計測する動作モードにおいて、スイッチ５１３_１およびスイッチ５１３_２は開状態となっており、振幅検波器５０３_１および振幅検波器５０３_２には信号が入力されない。そして、図１５および図１６のブロック構成図において示した動作モードにおいては、振幅検波器５０３_１および振幅検波器５０３_２と、可変利得増幅器５０７_１および可変利得増幅器５０７_２と、加算器５１４と、ピーク検出器５０６とは、いずれも、動作を行わない。

また、図１７のブロック構成図は、前述のように、キャリア周波数ｆ_ｃ１のＲＦ信号４０６_１およびキャリア周波数ｆ_ｃ２のＲＦ信号４０６_２を同時に電力増幅器４０１に入力し、２つのＲＦ信号４０７_１およびＲＦ信号４０７_２を電力増幅器４０１から送出する実動作のモードを示している。

図１７の動作モードにおいては、スイッチ５０８_１およびスイッチ５０８_２はともに閉状態であり、ＲＦ信号４０６_１およびＲＦ信号４０６_２はともに加算器５１０に入力される。ＲＦ信号４０６_１およびＲＦ信号４０６_２は加算器５１０において合成されて、ＲＦ信号４０６_１およびＲＦ信号４０６_２はともに端子４０４に出力される。

また、図１７の動作モードにおいては、スイッチ５１３_１およびスイッチ５１３_２はともに閉状態であり、ベースバンド信号５１１_１の振幅二乗値｛ａ_１（ｔ）｝^２が振幅検波器５０３_１において検波され、また、ベースバンド信号５１１_２の振幅二乗値｛ａ_２（ｔ）｝^２が振幅検波器５０３_２において検波される。振幅検波器５０３_１において検波された振幅二乗値｛ａ_１（ｔ）｝^２は利得Ｇ_１の可変利得増幅器５０７_１で増幅され、増幅信号Ｇ_１｛ａ_１（ｔ）｝^２として加算器５１４に出力される。また、振幅検波器５０３_２において検波された振幅二乗値｛ａ_２（ｔ）｝^２は利得Ｇ_２の可変利得増幅器５０７_２で増幅され、増幅信号Ｇ_２｛ａ_２（ｔ）｝^２として加算器５１４に出力される。加算器５１４は、入力された信号の合計であるＧ_１｛ａ_１（ｔ）｝^２＋Ｇ_２｛ａ_２（ｔ）｝^２をピーク検出器５０６に出力する。ピーク検出器５０６は、あらかじめ定めた一定期間入力された信号Ｇ_１｛ａ_１（ｔ）｝^２＋Ｇ_２｛ａ_２（ｔ）｝^２のピーク値を検出する。

ここで、可変利得増幅器５０７_１および可変利得増幅器５０７_２は、可変減衰器によって代替しても良い。

Inter-band Non-contiguous ＣＡモード（Δｆ＞＞ｆ_ＢＢ）のように、電力増幅器４０１に入力されるＲＦ信号４０６_１およびＲＦ信号４０６_２のキャリア周波数ｆ_ｃ１およびキャリア周波数ｆ_ｃ２が大きく離れている場合、前述の図３に示した通り、電力増幅器４０１の利得は周波数毎に異なる値を取る。したがって、ピーク検出器５０６におけるピーク検出において、かくのごとき電力増幅器４０１の周波数毎の利得差の影響を補正するように、可変利得増幅器５０７_１および可変利得増幅器５０７_２の利得Ｇ_１および利得Ｇ_２を設定することが必要である。

つまり、キャリア周波数ｆ_ｃ１およびキャリア周波数ｆ_ｃ２における電力増幅器４０１の利得Ｇ_ＰＡ１および利得Ｇ_ＰＡ２の比率が、可変利得増幅器５０７_１および可変利得増幅器５０７_２の利得Ｇ_１および利得Ｇ_２の比率と一致するように、すなわち、
Ｇ_ＰＡ１：Ｇ_ＰＡ２＝Ｇ_１：Ｇ_２
の関係が成立するように、可変利得増幅器５０７_１および可変利得増幅器５０７_２の利得Ｇ_１および利得Ｇ_２を設定する。可変利得増幅器５０７_１および可変利得増幅器５０７_２の利得Ｇ_１および利得Ｇ_２の設定は、制御器５０９において計測された電力増幅器４０１の利得Ｇ_ＰＡ１および利得Ｇ_ＰＡ２に基づき、制御器５０９から可変利得増幅器５０７_１および可変利得増幅器５０７_２に向けて利得制御信号を出力することによって実施する。

キャリア周波数ｆ_ｃ１およびキャリア周波数ｆ_ｃ２における電力増幅器４０１の利得Ｇ_ＰＡ１および利得Ｇ_ＰＡ２の比率が、可変利得増幅器５０７_１および可変利得増幅器５０７_２の利得Ｇ_１および利得Ｇ_２の比率と一致するように、
Ｇ_ＰＡ１：Ｇ_ＰＡ２＝Ｇ_１：Ｇ_２
と設定した場合、ピーク検出器５０６に入力された信号Ｇ_１｛ａ_１（ｔ）｝^２＋Ｇ_２｛ａ_２（ｔ）｝^２は、ＲＦ信号４０７_１およびＲＦ信号４０７_２の合成振幅｛ａ_out１（ｔ）｝^２＋｛ａ_out２（ｔ）｝^２と比例関係になる。

したがって、ピーク検出器５０６に入力された信号Ｇ_１｛ａ_１（ｔ）｝^２＋Ｇ_２｛ａ_２（ｔ）｝^２のピーク値を検知することは、電力増幅器４０１の出力信号であるＲＦ信号４０７_１およびＲＦ信号４０７_２の合成振幅｛ａ_out１（ｔ）｝^２＋｛ａ_out２（ｔ）｝^２のピーク値を検知することと等価である。電力増幅器４０１の利得の周波数変化を反映した前述のような利得の設定により、電力増幅器４０１から出力されるＲＦ信号４０７_１およびＲＦ信号４０７_２の合成振幅のピーク値を正しく検知することができる。

また、図１７の動作モードにおいては、遅延調整器５０２_１および遅延調整器５０２_２によって、ベースバンド信号５１１_１およびベースバンド信号５１１_２に遅延が加えられる。このベースバンド信号５１１_１およびベースバンド信号５１１_２の遅延制御によって、ＲＦ信号４０６_１およびＲＦ信号４０６_２の送出タイミングも同時に制御される。

さらに、図１７の動作モードにおいて、遅延調整器５０２_１および遅延調整器５０２_２における遅延量を変化させて、ピーク検出器５０６で得られる合成振幅Ｇ_１｛ａ_１（ｔ）｝^２＋Ｇ_２｛ａ_２（ｔ）｝^２（∝｛ａ_out１（ｔ）｝^２＋｛ａ_out２（ｔ）｝^２）のピーク値の変化を測定する。かくのごときピーク値の変化の測定を遅延調整器５０２_１および遅延調整器５０２_２の遅延量を変化させて繰り返すことにより、合成振幅｛ａ_out１（ｔ）｝^２＋｛ａ_out２（ｔ）｝^２のピーク値を最小にする遅延調整器５０２_１および遅延調整器５０２_２の最適遅延量を探索する。この探索によって得られた最適遅延量で遅延調整器５０２_１および遅延調整器５０２_２の遅延量を固定しても良く、また、実動作の全ての期間中において最適遅延量の探索を続けて実施しても良い。以上の手順により、ＲＦ信号４０７_１およびＲＦ信号４０７_２の合成振幅｛ａ_out１（ｔ）｝^２＋｛ａ_out２（ｔ）｝^２のピーク値を最小化し、同合成振幅のＰＡＲ（ピーク電力対平均電力比）の低減を実現することができる。

前記特許文献１ないし特許文献５のマルチキャリア通信システム

を想定した従来技術においては、電力増幅器の利得の周波数依存性は考慮されていない。そのため、Inter-band Non-contiguous ＣＡモード（Δｆ＞＞ｆ_ＢＢ）の場合のように、電力増幅器の周波数依存性を無視することができない場合は、電力増幅器から出力されるＲＦ信号の合成振幅のピーク値を正しく検出することはできない。しかし、本実施の形態においては、前述のように、電力増幅器の周波数依存性を無視することができない場合においても、電力増幅器から出力されるＲＦ信号の合成振幅のピーク値を正しく検出することができる。

（第一の実施の形態の第一の変形例）
図１８は、本発明による第一の実施の形態の第一の変形例における信号発生器のブロック構成を示すブロック構成図であり、第一の実施の形態として図１５ないし図１７に示した信号発生器４０２のブロック構成の第一の変形例を示している。

図１８に示す信号発生器４０２は、スイッチ５１３_１およびスイッチ５１３_２の一端がミキサ５０４_１およびミキサ５０４_２の出力側に接続されており、振幅検波器５０３_１および振幅検波器５０３_２がＲＦ信号４０６_１およびＲＦ信号４０６_２の振幅検波を行うようになっている。前述のスイッチ５１３_１およびスイッチ５１３_２の一端の接続位置を除き、図１５ないし図１７に示した第一の実施の形態と、図１８に示す第一の実施の形態の第一の変形例とのそれぞれの信号発生器４０２内のブロック構成は全て同じである。

したがって、図１８に示す第一の実施の形態の第一の変形例の信号発生器４０２においても、図１５ないし図１７に示した第一の実施の形態の場合と同一の動作が可能である。その結果として、図１８に示す第一の実施の形態の第一の変形例においても、図１５ないし図１７に示した第一の実施の形態の場合と全く同一の機能と効果とが得られる。

（第一の実施の形態の第二の変形例）
図１９は、本発明による第一の実施の形態の第二の変形例における信号発生器のブロック構成を示すブロック構成図であり、特に、第一の実施の形態として図１５ないし図１７に示した信号発生器４０２のブロック構成の第二の変形例を示している。

図１９に示す信号発生器４０２は、遅延調整器５０２_１および遅延調整器５０２_２が、ミキサ５０４_１およびミキサ５０４_２の出力側に設置されている。前述の遅延調整器５０２_１および遅延調整器５０２_２の設置位置を除き、図１５ないし図１７に示した第一の実施の形態と、図１９に示す第一の実施の形態の第二の変形例とのそれぞれの信号発生器４０２内のブロック構成は全て同じである。

したがって、図１９に示す第一の実施の形態の第二の変形例の信号発生器４０２においても、図１５ないし図１７に示した第一の実施の形態の場合と同一の動作が可能である。その結果として、図１９に示す第一の実施の形態の第二の変形例においても、図１５ないし図１７に示した第一の実施の形態の場合と全く同一の機能と効果とが得られる。

（第一の実施の形態の第三の変形例）
図２０および図２１は、本発明による第一の実施の形態の第三の変形例における信号発生器のブロック構成を示すブロック構成図であり、いずれも、第一の実施の形態として図１５ないし図１７に示した信号発生器４０２のブロック構成の第三の変形例を示している。また、図２０および図２１それぞれには、信号発生器４０２の動作も合わせて示している。つまり、図２０は、図１５の場合と同様に、キャリア周波数ｆ_ｃ１における電力増幅器４０１の利得Ｇ_ＰＡ１を計測するモードを示し、図２１は、図１７の場合と同様に、キャリア周波数ｆ_ｃ１のＲＦ信号４０６_１ないしキャリア周波数ｆ_ｃｎのＲＦ信号４０６_ｎを同時に電力増幅器４０１に入力し、ｎ個のＲＦ信号４０７_１ないしＲＦ信号４０７_ｎを電力増幅器４０１から送出する実動作のモードを示している。

図１５ないし１７に示した第一の実施の形態においては、２つのキャリア周波数のＲＦ信号４０６_１およびＲＦ信号４０６_２が信号発生器４０２から出力される。それに対して、図２０および図２１に示す第一の実施の形態の第三の変形例においては、ｎ個（ｎ：２以上の整数）のキャリア周波数のＲＦ信号４０６_１ないしＲＦ信号４０６_ｎが信号発生器４０２から出力される場合を示している。すなわち、第一の実施の形態の第三の変形例においては、送信する信号のチャネル数（キャリア周波数の数）が、一般のチャネル数へと拡張されている。

まず、図２０に示す信号発生器４０２は、前述したように、図１５の場合と同様、キャリア周波数ｆ_ｃ１における電力増幅器４０１の利得Ｇ_ＰＡ１を計測するモードを示している。つまり、図２０において、信号発生器４０２は、キャリア周波数ｆ_ｃ１のＲＦ信号４０６_１のみを端子４０４に出力している。この場合、スイッチ５０８_１を閉じ、他のスイッチ５０８_２ないしスイッチ５０８_ｎを開くことによって、キャリア周波数ｆ_ｃ１のＲＦ信号４０６_１のみを端子４０４に出力し、他のキャリア周波数ｆ_ｃ２ないしキャリア周波数ｆ_ｃｎのＲＦ信号４０６_２ないしＲＦ信号４０６_ｎは端子４０４に出力しないようにしている。

図２０のブロック構成図において、電力増幅器４０１に入力されるＲＦ信号４０６_１はカプラ４１３を介して端子４１１に出力される。また、電力増幅器４０１から出力されるＲＦ信号４０７_１はカプラ４１４を介して端子４１２に出力される。端子４１１および端子４１２に出力されたＲＦ信号４０６_１およびＲＦ信号４０７_１は閉状態のスイッチ５１２_１およびスイッチ５１２_２を経由して制御器５０９に出力される。制御器５０９は、ＲＦ信号４０６_１およびＲＦ信号４０７_１の電力を検出し、ＲＦ信号４０６_１およびＲＦ信号４０７_１の電力比から、キャリア周波数ｆ_ｃ１における電力増幅器４０１の利得Ｇ_ＰＡ１を算出する。

以下、スイッチ５０８_１を開状態にした後、同様の手順で、スイッチ５０８_２ないしスイッチ５０８_ｎのうち一つのスイッチのみを順次閉じていき、キャリア周波数ｆ_ｃ２ないしキャリア周波数ｆ_ｃｎのＲＦ信号４０６_２ないしＲＦ信号４０６_ｎのうち一つのキャリア周波数のＲＦ信号のみを順次信号発生器４０２から端子４０４経由で電力増幅器４０１に入力し、電力増幅器４０１の利得を計測することによって、キャリア周波数ｆ_ｃ２ないしキャリア周波数ｆ_ｃｎにおける電力増幅器４０１の利得Ｇ_ＰＡ２ないし利得Ｇ_ＰＡｎを順次算出する。

図２０のブロック構成図に示した利得測定モードにおいて、スイッチ５１３_１ないしスイッチ５１３_ｎは開状態となっており、振幅検波器５０３_１ないし振幅検波器５０３_ｎに信号は入力されない。そして、図２０のブロック構成図に示した利得測定モードにおいては、振幅検波器５０３_１ないし振幅検波器５０３_ｎと、可変利得増幅器５０７_１ないし可変利得増幅器５０７_ｎと、加算器５１４と、ピーク検出器５０６とは、いずれも、動作を行わない。

また、図２１のブロック構成図は、前述したように、図１７の場合と同様、ｎ個のキャリア周波数ｆ_ｃ１のＲＦ信号４０６_１ないしキャリア周波数ｆ_ｃｎのＲＦ信号４０６_ｎを同時に電力増幅器４０１に入力し、ｎ個のＲＦ信号４０７_１ないしＲＦ信号４０７_ｎを電力増幅器４０１から送出する実動作のモードを示している。

図２１の動作モードにおいては、図１７の場合と同様、スイッチ５０８_１ないしスイッチ５０８_ｎはいずれも閉状態であり、ＲＦ信号４０６_１ないしＲＦ信号４０６_ｎは全て加算器５１０に入力される。ＲＦ信号４０６_１ないしＲＦ信号４０６_ｎは加算器５１０において合成されて、ＲＦ信号４０６_１ないしＲＦ信号４０６_ｎは全て端子４０４に出力される。

また、図２１の動作モードにおいては、スイッチ５１３_１ないしスイッチ５１３_ｎはいずれも閉状態であり、ベースバンド信号５１１_１ないしベースバンド信号５１１_ｎの振幅二乗値｛ａ_１（ｔ）｝^２ないし振幅二乗値｛ａ_ｎ（ｔ）｝^２が振幅検波器５０３_１ないし振幅検波器５０３_ｎにおいてそれぞれ検波される。振幅検波器５０３_１ないし振幅検波器５０３_ｎそれぞれにおいて検波された振幅二乗値｛ａ_１（ｔ）｝^２ないし振幅二乗値｛ａ_ｎ（ｔ）｝^２は利得Ｇ_１ないし利得Ｇ_ｎの可変利得増幅器５０７_１ないし可変利得増幅器５０７_ｎでそれぞれ増幅され、増幅信号Ｇ_１｛ａ_１（ｔ）｝^２ないし増幅信号Ｇ_ｎ｛ａ_ｎ（ｔ）｝^２として加算器５１４に出力される。加算器５１４は、入力された信号の合計であるＧ_１｛ａ_１（ｔ）｝^２＋Ｇ_２｛ａ_２（ｔ）｝^２…＋Ｇ_ｎ｛ａ_ｎ（ｔ）｝^２をピーク検出器５０６に出力する。ピーク検出器５０６は、あらかじめ定めた一定期間入力された信号Ｇ_１｛ａ_１（ｔ）｝^２＋Ｇ_２｛ａ_２（ｔ）｝^２…＋Ｇ_ｎ｛ａ_ｎ（ｔ）｝^２のピーク値を検出する。

ここで、可変利得増幅器５０７_１ないし可変利得増幅器５０７_ｎの利得Ｇ_１ないし利得Ｇ_ｎは、制御器５０９において計測された電力増幅器４０１の利得Ｇ_ＰＡ１ないし利得Ｇ_ＰＡｎに基づき、
Ｇ_ＰＡ１：Ｇ_ＰＡ２：…：Ｇ_ＰＡｎ＝Ｇ_１：Ｇ_２：…：Ｇ_ｎ
の関係が成立するように、可変利得増幅器５０７_１ないし可変利得増幅器５０７_ｎの利得Ｇ_１ないし利得Ｇ_ｎを設定する。

かくのごとき可変利得増幅器５０７_１ないし可変利得増幅器５０７_ｎの利得Ｇ_１ないし利得Ｇ_ｎの設定により、ピーク検出器５０６に入力された信号Ｇ_１｛ａ_１（ｔ）｝^２＋Ｇ_２｛ａ_２（ｔ）｝^２＋…＋Ｇ_ｎ｛ａ_ｎ（ｔ）｝^２は、ＲＦ信号４０７_１ないしＲＦ信号４０７_ｎの合成振幅｛ａ_out１（ｔ）｝^２＋｛ａ_out２（ｔ）｝^２＋…＋｛ａ_outｎ（ｔ）｝^２と比例関係になる。

したがって、ピーク検出器５０６に入力された信号の合成振幅Ｇ_１｛ａ_１（ｔ）｝^２＋Ｇ_２｛ａ_２（ｔ）｝^２＋…＋Ｇ_ｎ｛ａ_ｎ（ｔ）｝^２のピーク値を検知することは、電力増幅器４０１の出力信号であるＲＦ信号４０７_１ないしＲＦ信号４０７_ｎの合成振幅｛ａ_out１（ｔ）｝^２＋｛ａ_out２（ｔ）｝^２＋…＋｛ａ_outｎ（ｔ）｝^２のピーク値を検知することと等価である。電力増幅器４０１の利得の周波数変化を反映した前述のような利得設定により、電力増幅器４０１から出力されるＲＦ信号４０７_１ないしＲＦ信号４０７_ｎの合成振幅のピーク値を正しく検知することができる。

また、図２１の動作モードにおいては、遅延調整器５０２_１ないし遅延調整器５０２_ｎによって、ベースバンド信号５１１_１ないしベースバンド信号５１１_ｎに遅延が加えられる。このベースバンド信号５１１_１ないしベースバンド信号５１１_ｎの遅延制御によって、ＲＦ信号４０６_１ないしＲＦ信号４０６_ｎの送出タイミングも同時に制御される。

さらに、図２１の動作モードにおいて、遅延調整器５０２_１ないし遅延調整器５０２_ｎにおける遅延量を変化させて、ピーク検出器５０６で得られる合成振幅Ｇ_１｛ａ_１（ｔ）｝^２＋Ｇ_２｛ａ_２（ｔ）｝^２＋…＋Ｇ_ｎ｛ａ_ｎ（ｔ）｝^２（∝｛ａ_out１（ｔ）｝^２＋｛ａ_out２（ｔ）｝^２＋…＋｛ａ_outｎ（ｔ）｝^２）のピーク値の変化を測定する。かくのごときピーク値の変化の測定を遅延調整器５０２_１ないし遅延調整器５０２_ｎの遅延量を変化させて繰り返すことにより、合成振幅｛ａ_out１（ｔ）｝^２＋｛ａ_out２（ｔ）｝^２＋…＋｛ａ_outｎ（ｔ）｝^２のピーク値を最小にする遅延調整器５０２_１ないし遅延調整器５０２_ｎの最適遅延量を探索する。この探索によって得られた最適遅延量で遅延調整器５０２_１ないし遅延調整器５０２_ｎの遅延量を固定しても良く、また、実動作の全ての期間中において最適遅延量の探索を続けて実施しても良い。以上の手順により、ＲＦ信号４０７_１ないしＲＦ信号４０７_ｎの合成振幅｛ａ_out１（ｔ）｝^２＋｛ａ_out２（ｔ）｝^２＋…＋｛ａ_outｎ（ｔ）｝^２のピーク値を最小化し、同合成振幅のＰＡＲ（ピーク電力対平均電力比）の低減を実現することができる。

（第二の実施の形態）
次に、本発明による第二の実施の形態の送信装置について、特に、送信装置内の信号発生器に着目して開示する。

図２２ないし図２５は、いずれも、本発明による第二の実施の形態の送信装置における信号発生器のブロック構成を示すブロック構成図であり、第一の実施形態の図１５ないし図１７における信号発生器４０２のブロック構成の場合と同様に、信号発生器の動作も合わせて示している。つまり、図２２の信号発生器４０２は、キャリア周波数ｆ_ｃ１のＲＦ信号４０６_１の入力時における電力増幅器４０１の利得を測定する動作モードを示し、図２３の信号発生器４０２は、キャリア周波数ｆ_ｃ２のＲＦ信号４０６_２の入力時における電力増幅器４０１の利得を測定する動作モードを示し、図２４および図２５は、いずれも、キャリア周波数ｆ_ｃ１のＲＦ信号４０６_１およびキャリア周波数ｆ_ｃ２のＲＦ信号４０６_２を同時に電力増幅器４０１に入力し、２つのＲＦ信号４０７_１およびＲＦ信号４０７_２を電力増幅器４０１から送出する実動作のモードを示している。

ここで、本第二の実施の形態における信号発生器４０２のブロック構成は、図２２ないし図２５に示すように、図１５ないし１７に示した第一の実施の形態における信号発生器４０２の遅延調整器５０２_１および遅延調整器５０２_２が、スイッチ５２１_１およびスイッチ５２１_２とリミッタ５２２_１およびリミッタ５２２_２とによってそれぞれ差し替えられた構成になっている。前述の遅延調整器５０２_１および遅延調整器５０２_２が、スイッチ５２１_１およびスイッチ５２１_２とリミッタ５２２_１およびリミッタ５２２_２とによってそれぞれ差し替えられていることを除き、図１５ないし図１７に示した第一の実施の形態と、図２２ないし図２５に示す第二の実施の形態とのそれぞれの信号発生器４０２内のブロック構成は全て同じであり、同一の動作を行う。なお、図２２、図２３および図２５における動作モードにおいては、スイッチ５２１_１およびスイッチ５２１_２をリミッタ５２２_１およびリミッタ５２２_２を動作させない状態に切り替えて設定し、一方、図２４における動作モードにおいては、スイッチ５２１_１およびスイッチ５２１_２をリミッタ５２２_１およびリミッタ５２２_２を動作させる状態に切り替えて設定する。

第一の実施の形態の図１５ないし図１７の信号発生器４０２においては、ベースバンド信号５１１_１およびベースバンド信号５１１_２とＲＦ信号４０６_１およびＲＦ信号４０６_２との送出タイミングの制御によって、ＲＦ信号４０７_１およびＲＦ信号４０７_２の合成振幅のＰＡＲ（ピーク電力対平均電力比）を低減していた。これに対して、本第二の実施の形態の図２２ないし図２５の信号発生器４０２においては、リミッタ５２２_１およびリミッタ５２２_２によって、ベースバンド信号５１１_１およびベースバンド信号５１１_２とＲＦ信号４０６_１およびＲＦ信号４０６_２との振幅ピーク値に制限を掛けることによって、ＲＦ信号４０７_１およびＲＦ信号４０７_２の合成振幅のＰＡＲ（ピーク電力対平均電力比）を低減する構成としている。

以下、本発明による第二の実施の形態における送信装置について、特に、送信装置内の信号発生器について、図２２ないし図２５に示す信号発生器４０２のブロック構成図を用いて詳細に説明する。

図２２に示すブロック構成図は、前述のように、キャリア周波数ｆ_ｃ１のＲＦ信号４０６_１の入力時における電力増幅器４０１の利得を測定する動作モードを示している。つまり、図２２において、信号発生器４０２は、キャリア周波数ｆ_ｃ１のＲＦ信号４０６_１のみを端子４０４に出力している。この場合、スイッチ５０８_１を閉じ、スイッチ５０８_２を開くことによって、キャリア周波数ｆ_ｃ１のＲＦ信号４０６_１のみを端子４０４に出力し、キャリア周波数ｆ_ｃ２のＲＦ信号４０６_２は端子４０４に出力しないようにしている。

図２２の動作モードにおいては、スイッチ５２１_１はベースバンド信号５１１_１をミキサ５０４_１に直接入力する経路側に閉じられていて、リミッタ５２２_１は使用されないようになっている。電力増幅器４０１に入力されるＲＦ信号４０６_１はカプラ４１３を介して端子４１１に出力される。また、電力増幅器４０１から出力されるＲＦ信号４０７_１はカプラ４１４を介して端子４１２に出力される。端子４１１および端子４１２に出力されたＲＦ信号４０６_１およびＲＦ信号４０７_１は閉状態のスイッチ５１２_１およびスイッチ５１２_２を経由して制御器５０９に出力される。制御器５０９は、ＲＦ信号４０６_１およびＲＦ信号４０７_１の電力を検出し、ＲＦ信号４０６_１およびＲＦ信号４０７_１の電力比から、キャリア周波数ｆ_ｃ１における電力増幅器４０１の利得Ｇ_ＰＡ１を算出する。

また、図２３に示すブロック構成図は、前述のように、キャリア周波数ｆ_ｃ２のＲＦ信号４０６_２の入力時における電力増幅器４０１の利得を測定する動作モードを示している。つまり、図２３において、信号発生器４０２は、キャリア周波数ｆ_ｃ２のＲＦ信号４０６_２のみを端子４０４に出力している。この場合、スイッチ５０８_２を閉じ、スイッチ５０８_１を開くことによって、キャリア周波数ｆ_ｃ２のＲＦ信号４０６_２のみを端子４０４に出力し、キャリア周波数ｆ_ｃ１のＲＦ信号４０６_１は端子４０４に出力しないようにしている。

図２３の動作モードにおいては、スイッチ５２１_２はベースバンド信号５１１_２をミキサ５０４_２に直接入力する経路側に閉じられていて、リミッタ５２２_２は使用されないようになっている。電力増幅器４０１に入力されるＲＦ信号４０６_２はカプラ４１３を介して端子４１１に出力される。また、電力増幅器４０１から出力されるＲＦ信号４０７_２はカプラ４１４を介して端子４１２に出力される。端子４１１および端子４１２に出力されたＲＦ信号４０６_２およびＲＦ信号４０７_２は閉状態のスイッチ５１２_１およびスイッチ５１２_２を経由して制御器５０９に出力される。制御器５０９は、ＲＦ信号４０６_２およびＲＦ信号４０７_２の電力を検出し、ＲＦ信号４０６_２およびＲＦ信号４０７_２の電力比から、キャリア周波数ｆ_ｃ２における電力増幅器４０１の利得Ｇ_ＰＡ２を算出する。

図２２および図２３のブロック構成図に示した電力増幅器４０１の利得を計測する動作モードにおいて、スイッチ５１３_１およびスイッチ５１３_２は開状態となっており、振幅検波器５０３_１および振幅検波器５０３_２には信号が入力されない。そして、図２２および図２３のブロック構成図において示した動作モードにおいては、振幅検波器５０３_１および振幅検波器５０３_２と、可変利得増幅器５０７_１および可変利得増幅器５０７_２と、加算器５１４と、ピーク検出器５０６とは、いずれも、動作を行わない。

また、図２４および図２５のブロック構成図は、前述のように、キャリア周波数ｆ_ｃ１のＲＦ信号４０６_１およびキャリア周波数ｆ_ｃ２のＲＦ信号４０６_２を同時に電力増幅器４０１に入力し、２つのＲＦ信号４０７_１およびＲＦ信号４０７_２を電力増幅器４０１から送出する実動作のモードを示している。

図２４および図２５の動作モードにおいては、スイッチ５０８_１およびスイッチ５０８_２はともに閉状態であり、ＲＦ信号４０６_１およびＲＦ信号４０６_２はともに加算器５１０に入力される。ＲＦ信号４０６_１およびＲＦ信号４０６_２は加算器５１０において合成されて、ＲＦ信号４０６_１およびＲＦ信号４０６_２はともに端子４０４に出力される。

また、図２４および図２５の動作モードにおいては、第一の実施の形態における図１７の動作モードの場合と同様に、スイッチ５１３_１およびスイッチ５１３_２はともに閉状態であり、振幅検波器５０３_１および振幅検波器５０３_２と可変利得増幅器５０７_１および可変利得増幅器５０７_２と加算器５１４とを介して、ピーク検出器５０６に接続されており、ピーク検出器５０６は、あらかじめ定めた一定期間入力された信号の合成振幅Ｇ_１｛ａ_１（ｔ）｝^２＋Ｇ_２｛ａ_２（ｔ）｝^２のピーク値を検出する。

ここで、図２４および図２５の動作モードにおいても、第一の実施の形態における図１７の動作モードの場合と同様に、キャリア周波数ｆ_ｃ１およびキャリア周波数ｆ_ｃ２における電力増幅器４０１の利得Ｇ_ＰＡ１および利得Ｇ_ＰＡ２の比率が、可変利得増幅器５０７_１および可変利得増幅器５０７_２の利得Ｇ_１および利得Ｇ_２の比率と一致するように、すなわち、
Ｇ_ＰＡ１：Ｇ_ＰＡ２＝Ｇ_１：Ｇ_２
の関係が成立するように、可変利得増幅器５０７_１および可変利得増幅器５０７_２の利得Ｇ_１および利得Ｇ_２を設定する。

かくのごとく、キャリア周波数ｆ_ｃ１およびキャリア周波数ｆ_ｃ２における電力増幅器４０１の利得Ｇ_ＰＡ１および利得Ｇ_ＰＡ２の周波数変化を反映した可変利得増幅器５０７_１および可変利得増幅器５０７_２の利得Ｇ_１および利得Ｇ_２の設定により、電力増幅器４０１から出力されるＲＦ信号４０７_１およびＲＦ信号４０７_２の合成振幅｛ａ_out１（ｔ）｝^２＋｛ａ_out２（ｔ）｝^２のピーク値を正しく検知することができる。

以上のように、図２４および図２５の動作モードにおいては、電力増幅器４０１の周波数変化を正しく見込んでＲＦ信号４０７_１およびＲＦ信号４０７_２の合成振幅｛ａ_out１（ｔ）｝^２＋｛ａ_out２（ｔ）｝^２のピーク値を検知することができるので、第一の実施の形態においても前述した通り、前記特許文献１ないし特許文献５のマルチキャリア通信システム

を想定した従来技術においては得ることができなかった利点を有している。

ここで、図２４および図２５の動作モードにおいては、スイッチ５２１_１およびスイッチ５２１_２とリミッタ５２２_１およびリミッタ５２２_２とにより、以下の手順に従って、合成振幅｛ａ_out１（ｔ）｝^２＋｛ａ_out２（ｔ）｝^２のＰＡＲ（ピーク電力対平均電力比）を低減する動作を行っている。

図２４のブロック構成図は、ピーク検出器５０６で得られる合成振幅Ｇ_１｛ａ_１（ｔ）｝^２＋Ｇ_２｛ａ_２（ｔ）｝^２があらかじめ設定された閾値を超えた期間における動作モードを示している。図２４に示す動作モードにおいては、スイッチ５２１_１およびスイッチ５２１_２は、ベースバンド信号５１１_１およびベースバンド信号５１１_２がリミッタ５２２_１およびリミッタ５２２_２を経由してミキサ５０４_１およびミキサ５０４_２に入力される経路側に閉じられている。リミッタ５２２_１およびリミッタ５２２_２は、入力されたベースバンド信号５１１_１およびベースバンド信号５１１_２の振幅が前記閾値を超えた場合に、ベースバンド信号５１１_１およびベースバンド信号５１１_２の振幅を前記閾値以下に抑えて出力する機能を有している。

スイッチ５２１_１およびスイッチ５２１_２における経路選択により、合成振幅Ｇ_１｛ａ_１（ｔ）｝^２＋Ｇ_２｛ａ_２（ｔ）｝^２があらかじめ設定された前記閾値を超えた期間においては、リミッタ５２２_１およびリミッタ５２２_２を通じてベースバンド信号５１１_１およびベースバンド信号５１１_２の振幅を前記閾値以下に抑制した上で、ベースバンド信号５１１_１およびベースバンド信号５１１_２がミキサ５０４_１およびミキサ５０４_２へと入力される。かくのごとき動作により、ＲＦ信号４０６_１およびＲＦ信号４０６_２の振幅ピーク値が前記閾値以下に制限され、ＰＡＲ（ピーク電力対平均電力比）の低減を実現することができる。なお、リミッタ５２２_１およびリミッタ５２２_２は、各ＲＦ信号の振幅値をキャリア周波数帯毎にあらかじめ指定した指定閾値以下に制限することが可能である。

一方、図２５のブロック構成図は、ピーク検出器５０６で得られる合成振幅Ｇ_１｛ａ_１（ｔ）｝^２＋Ｇ_２｛ａ_２（ｔ）｝^２があらかじめ設定された前記閾値よりも低い期間における動作モードを示している。図２５に示す動作モードにおいては、スイッチ５２１_１およびスイッチ５２１_２は、ベースバンド信号５１１_１およびベースバンド信号５１１_２がリミッタ５２２_１およびリミッタ５２２_２を経由することなく、ミキサ５０４_１およびミキサ５０４_２に直接入力される経路側に閉じられている。

かくのごときスイッチ５２１_１およびスイッチ５２１_２における経路選択により、合成振幅Ｇ_１｛ａ_１（ｔ）｝^２＋Ｇ_２｛ａ_２（ｔ）｝^２があらかじめ設定された前記閾値よりも低い期間においては、リミッタ５２２_１およびリミッタ５２２_２によるベースバンド信号５１１_１およびベースバンド信号５１１_２、および、ＲＦ信号４０６_１およびＲＦ信号４０６_２の振幅制限を行わないようにしている。

以上のように、本第二の実施の形態においては、合成振幅Ｇ_１｛ａ_１（ｔ）｝^２＋Ｇ_２｛ａ_２（ｔ）｝^２とあらかじめ設定された閾値との大小関係によって、リミッタ５２２_１およびリミッタ５２２_２を用いたＲＦ信号４０６_１およびＲＦ信号４０６_２の振幅制限を行うか否かを判定している。このような電力増幅器４０１に入力されるＲＦ信号４０６_１およびＲＦ信号４０６_２の振幅制限を通じて、電力増幅器４０１の出力におけるＲＦ信号４０７_１およびＲＦ信号４０７_２の合成振幅｛ａ_out１（ｔ）｝^２＋｛ａ_out２（ｔ）｝^２の制限すなわちＰＡＲ（ピーク電力対平均電力比）の低減が行われる。

前記特許文献１ないし特許文献５にて開示された従来技術に対する、本発明の利点は、既に議論した通り、電力増幅器４０１の特性（利得）の周波数依存性を考慮することによって、ＲＦ信号４０７_１およびＲＦ信号４０７_２の合成振幅の正しいピーク検知が可能となり、したがって、電力増幅器４０１に入力されるＲＦ信号４０６_１およびＲＦ信号４０６_２を正しく設定することができることにある。

前記特許文献１ないし特許文献５にて開示された従来技術のように、電力増幅器４０１の特性（利得）の周波数依存性が考慮されていない場合には、例えば、或るキャリア周波数のＲＦ信号が、他のキャリア周波数のＲＦ信号に比べて過大もしくは過小に振幅レベルが設定されて電力増幅器に入力されてしまう、といった不具合が生じる可能性がある。過大な振幅レベルのＲＦ信号が電力増幅器に入力された場合、信号歪の問題が生じる。また、過小な振幅レベルのＲＦ信号が電力増幅器に入力された場合には、電力効率低下の問題が生じる。本発明による第二の実施形態における送信装置は、前述のような従来技術の問題が発生することはない。

次に、前記特許文献６で開示された従来技術に対する、本発明の第二の実施の形態における利点を、以下に開示する。

まず、図４２のブロック構成図に記載された前記特許文献６の送信機に関する従来技術において、ＲＦ信号のＰＡＲ（ピーク電力対平均電力比）低減技術を適用する場合について考える。ここで、デュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）のＲＦ入力信号の振幅として、振幅ａ_１（ｔ）のＲＦ信号が振幅ピーク値を抑圧されて図４２の入力端子１１に、また、振幅ａ_２（ｔ）のＲＦ信号が振幅ピーク値を抑圧されて図４２の入力端子１２にそれぞれ入力されるものとする。また、一例として、振幅ａ_１（ｔ）のＲＦ信号および振幅ａ_２（ｔ）のＲＦ信号が、ＷＣＤＭＡ用信号であるものと仮定する。振幅ａ_１（ｔ）のＲＦ信号および振幅ａ_２（ｔ）のＲＦ信号の振幅二乗値の時間波形は、それぞれ、図２６および図２７に示すような波形になっているものとする。図２６は、前記特許文献６の送信装置に入力された或る振幅のＲＦ信号の振幅二乗値の時間波形を示す波形図であり、振幅ａ_１（ｔ）のＲＦ信号が入力される場合を示し、また、図２７は、前記特許文献６の送信装置に入力された他の振幅のＲＦ信号の振幅二乗値の時間波形を示す波形図であり、振幅ａ_２（ｔ）のＲＦ信号が入力される場合を示している。

前記特許文献６に記載の従来技術において、ＲＦ信号のＰＡＲ（ピーク電力対平均電力比）低減技術を適用する場合、図２６および図２７において示されているように、振幅｛ａ_１（ｔ）｝^２（∝｛ａ_out１（ｔ）｝^２）と振幅｛ａ_２（ｔ）｝^２（∝｛ａ_out２（ｔ）｝^２）とのそれぞれで、個別に、それぞれの振幅が閾値を超えた場合に、リミッタによる振幅値の抑圧が掛けられる。

前記特許文献６に記載の従来技術に対して、本発明による第二の実施の形態における送信装置においては、前述の通り、合成振幅Ｇ_１｛ａ_１（ｔ）｝^２＋Ｇ_２｛ａ_２（ｔ）｝ ^２ （∝｛ａ_out１（ｔ）｝^２＋｛ａ_out２（ｔ）｝^２）があらかじめ設定された閾値を超えた場合にのみ、リミッタによる振幅値の抑圧が掛けられる。ここで、図２６および図２７に示した振幅ａ_１（ｔ）のＲＦ信号および振幅ａ_２（ｔ）のＲＦ信号から生成される合成振幅を図２８に示している。図２８は、本発明の第２の実施の形態において電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）に入力される２つのＲＦ信号の振幅の二乗値の合成振幅の時間波形を示す波形図であり、図２６に示した振幅ａ_１（ｔ）のＲＦ信号および図２７に示した振幅ａ_２（ｔ）のＲＦ信号の２つのＲＦ信号の振幅の二乗値の合成振幅の時間波形を示している。

図２８に開示している２つのＲＦ信号の合成振幅は、図２６および図２７に示した振幅ａ_１（ｔ）および振幅ａ_２（ｔ）の場合に比べ、閾値を超える頻度が低減していることが、図２６ないし図２８の比較結果から把握することができる。

図２６および図２７に示した元の振幅｛ａ_１（ｔ）｝^２および振幅｛ａ_２（ｔ）｝^２と図２８に示した合成振幅Ｇ_１｛ａ_１（ｔ）｝^２＋Ｇ_２｛ａ_２（ｔ）｝^２とのＣＣＤＦ（相補累積分布関数）の比較を、図２９において開示する。図２９は、本発明の第二の実施の形態において電力増幅器の一例としたデュアルバンド電力増幅器（ＰＡ）に入力される振幅｛ａ_１（ｔ）｝^２および振幅｛ａ_２（ｔ）｝^２の２つのＲＦ信号の振幅および合成振幅Ｇ_１｛ａ_１（ｔ）｝^２＋Ｇ_２｛ａ_２（ｔ）｝^２のＣＣＤＦ（相補累積分布関数）を示す特性図である。図２９にて示されている通り、高出力時において、合成振幅Ｇ_１｛ａ_１（ｔ）｝^２＋Ｇ_２｛ａ_２（ｔ）｝^２のＲＦ信号のＣＣＤＦは、元の振幅｛ａ_１（ｔ）｝^２のＲＦ信号および振幅｛ａ_２（ｔ）｝^２のＲＦ信号のＣＣＤＦよりも低減している。このことは、合成振幅Ｇ_１｛ａ_１（ｔ）｝^２＋Ｇ_２｛ａ_２（ｔ）｝^２のＲＦ信号が高出力になる確率が、元の振幅｛ａ_１（ｔ）｝^２のＲＦ信号および振幅｛ａ_２（ｔ）｝^２のＲＦ信号が高出力になる確率よりも低いことを示している。

つまり、元の振幅｛ａ_１（ｔ）｝^２のＲＦ信号および振幅｛ａ_２（ｔ）｝^２のＲＦ信号が同時に高出力にならない限り、合成振幅Ｇ_１｛ａ_１（ｔ）｝^２＋Ｇ_２｛ａ_２（ｔ）｝^２のＲＦ信号も高出力にはならない。元の振幅｛ａ_１（ｔ）｝^２のＲＦ信号および振幅｛ａ_２（ｔ）｝^２のＲＦ信号が同時に高出力になる確率は、元の振幅｛ａ_１（ｔ）｝^２のＲＦ信号および振幅｛ａ_２（ｔ）｝^２のＲＦ信号のうち一つが単独で高出力になる確率よりも必ず低下するので、合成振幅Ｇ_１｛ａ_１（ｔ）｝^２＋Ｇ_２｛ａ_２（ｔ）｝^２のＲＦ信号は、元の振幅｛ａ_１（ｔ）｝^２のＲＦ信号および振幅｛ａ_２（ｔ）｝^２のＲＦ信号に比べて、あらかじめ設定された閾値を超える頻度が必ず低減されることになる。

したがって、本発明による第二の実施の形態の場合には、前記特許文献６の従来技術においてＲＦ信号のＰＡＲ（ピーク電力対平均電力比）低減技術を適用した場合に比べ、振幅ピーク値の抑圧の頻度を低減させることができる。振幅ピーク値の抑圧の頻度を低減させることができることは、同じＰＡＲ（ピーク電力対平均電力比）低減量を実現する際の信号歪の量を低下させることができるという利点につながる。

（第二の実施の形態の第一の変形例）
図３０および図３１は、いずれも、本発明による第二の実施の形態の第一の変形例における信号発生器のブロック構成を示すブロック構成図であり、動作モードも合わせて示しており、第二の実施の形態として図２４および図２５に示した信号発生器４０２のブロック構成の第一の変形例を示している。

図３０および図３１に示す信号発生器４０２においては、いずれも、スイッチ５１３_１およびスイッチ５１３_２の一端がミキサ５０４_１およびミキサ５０４_２の出力側に接続されており、振幅検波器５０３_１および振幅検波器５０３_２がＲＦ信号４０６_１およびＲＦ信号４０６_２の振幅検波を行うようになっている。前述のスイッチ５１３_１およびスイッチ５１３_２の一端の接続位置を除き、図２４および図２５で示した第２の実施の形態と、図３０および図３１で示した第二の実施の形態の第一の変形例とのそれぞれの信号発生器４０２内のブロック構成は全て同じである。

図３０の動作モードは、図２４の場合と同様に、ピーク検出器５０６で得られる合成振幅Ｇ_１｛ａ_１（ｔ）｝^２＋Ｇ_２｛ａ_２（ｔ）｝^２があらかじめ設定された閾値を超えた期間における動作モードを示している。

一方、図３１の動作モードは、図２５の場合と同様に、ピーク検出器５０６で得られる合成振幅Ｇ_１｛ａ_１（ｔ）｝^２＋Ｇ_２｛ａ_２（ｔ）｝^２があらかじめ設定された前記閾値以下になっている期間における動作モードを示している。

したがって、図３０および図３１に示す第二の実施の形態の第一の変形例の信号発生器４０２においても、図２４および図２５に示した第二の実施の形態の場合と同一の動作が可能である。その結果として、図３０および図３１に示す第二の実施の形態の第一の変形例においても、図２４および図２５に示した第二の実施の形態の場合と全く同一の機能と効果とが得られる。

（第二の実施の形態の第二の変形例）
図３２および図３３は、いずれも、本発明による第二の実施の形態の第二の変形例における信号発生器のブロック構成を示すブロック構成図であり、動作モードも合わせて示しており、第二の実施の形態として図２４および図２５に示した信号発生器４０２のブロック構成の第二の変形例を示している。

図３２および図３３に示す信号発生器４０２は、スイッチ５１３_１およびスイッチ５１３_２とリミッタ５２２_１およびリミッタ５２２_２とが、ミキサ５０４_１およびミキサ５０４_２の出力側に設置されている。前述のスイッチ５１３_１およびスイッチ５１３_２とリミッタ５２２_１およびリミッタ５２２_２との設置位置を除き、図２４および図２５に示した第二の実施の形態と、図３２および図３３に示す第二の実施の形態の第二の変形例とのそれぞれの信号発生器４０２内のブロック構成は全て同じである。

図３２の動作モードは、図２４の場合と同様に、ピーク検出器５０６で得られる合成振幅Ｇ_１｛ａ_１（ｔ）｝^２＋Ｇ_２｛ａ_２（ｔ）｝^２があらかじめ設定された閾値を超えた期間における動作モードを示している。

一方、図３３の動作モードは、図２５の場合と同様に、ピーク検出器５０６で得られる合成振幅Ｇ_１｛ａ_１（ｔ）｝^２＋Ｇ_２｛ａ_２（ｔ）｝^２があらかじめ設定された前記閾値以下になっている期間における動作モードを示している。

したがって、図３２および図３３に示す第二の実施の形態の第二の変形例の信号発生器４０２においても、図２４および図２５に示した第二の実施の形態の場合と同一の動作が可能である。その結果として、図３２および図３３に示す第二の実施の形態の第二の変形例においても、図２４および図２５に示した第二の実施の形態の場合と全く同一の機能と効果とが得られる。

（第二の実施の形態の第三の変形例）
図３４ないし図３６は、本発明による第二の実施の形態の第三の変形例における信号発生器のブロック構成を示すブロック構成図であり、いずれも、第二の実施の形態として図２２、図２４および図２５に示した信号発生器４０２のブロック構成の第三の変形例を示している。図３４ないし図３６それぞれには、信号発生器４０２の動作も合わせて示している。つまり、図３４は、図２２の場合と同様に、キャリア周波数ｆ_ｃ１における電力増幅器４０１の利得Ｇ_ＰＡ１を計測するモードを示し、図３５および図３６は、図２４および図２５の場合と同様に、キャリア周波数ｆ_ｃ１のＲＦ信号４０６_１ないしキャリア周波数ｆ_ｃｎのＲＦ信号４０６_ｎを同時に電力増幅器４０１に入力し、ｎ個のＲＦ信号４０７_１ないしＲＦ信号４０７_ｎを電力増幅器４０１から送出する実動作のモードを示している。

図２２ないし図２５に示した第二の実施の形態においては、２つのキャリア周波数のＲＦ信号４０６_１およびＲＦ信号４０６_２が信号発生器４０２から出力される。それに対して、図３４ないし図３６に示す第二の実施の形態の第三の変形例においては、ｎ個（ｎ：２以上の整数）のキャリア周波数のＲＦ信号４０６_１ないしＲＦ信号４０６_ｎが信号発生器４０２から出力される場合を示している。すなわち、第二の実施の形態の第三の変形例においては、送信する信号のチャネル数（キャリア周波数の数）が、一般のチャネル数へと拡張されている。

まず、図３４に示す信号発生器４０２は、前述したように、図２２の場合と同様、キャリア周波数ｆ_ｃ１における電力増幅器４０１の利得Ｇ_ＰＡ１を計測するモードを示している。つまり、図３４において、信号発生器４０２は、キャリア周波数ｆ_ｃ１のＲＦ信号４０６_１のみを端子４０４に出力している。この場合、スイッチ５０８_１を閉じ、他のスイッチ５０８_２ないしスイッチ５０８_ｎを開くことによって、キャリア周波数ｆ_ｃ１のＲＦ信号４０６_１のみを端子４０４に出力し、他のキャリア周波数ｆ_ｃ２ないしキャリア周波数ｆ_ｃｎのＲＦ信号４０６_２ないしＲＦ信号４０６_ｎは端子４０４に出力しないようにしている。

図３４のブロック構成図において、電力増幅器４０１に入力されるＲＦ信号４０６_１はカプラ４１３を介して端子４１１に出力される。また、電力増幅器４０１から出力されるＲＦ信号４０７_１はカプラ４１４を介して端子４１２に出力される。端子４１１および端子４１２に出力されたＲＦ信号４０６_１およびＲＦ信号４０７_１は閉状態のスイッチ５１２_１およびスイッチ５１２_２を経由して制御器５０９に出力される。制御器５０９は、ＲＦ信号４０６_１およびＲＦ信号４０７_１の電力を検出し、ＲＦ信号４０６_１およびＲＦ信号４０７_１の電力比から、キャリア周波数ｆ_ｃ１における電力増幅器４０１の利得Ｇ_ＰＡ１を算出する。

以下、スイッチ５０８_１を開状態にした後、同様の手順で、スイッチ５０８_２ないしスイッチ５０８_ｎのうち一つのスイッチのみを順次閉じていき、キャリア周波数ｆ_ｃ２ないしキャリア周波数ｆ_ｃｎのＲＦ信号４０６_２ないしＲＦ信号４０６_ｎのうち一つのキャリア周波数のＲＦ信号のみを順次信号発生器４０２から端子４０４経由で電力増幅器４０１に入力し、電力増幅器４０１の利得を計測することによって、キャリア周波数ｆ_ｃ２ないしキャリア周波数ｆ_ｃｎにおける電力増幅器４０１の利得Ｇ_ＰＡ２ないし利得Ｇ_ＰＡｎを順次算出する。

図３４のブロック構成図に示した利得測定モードにおいて、スイッチ５１３_１ないしスイッチ５１３_ｎは開状態となっており、振幅検波器５０３_１ないし振幅検波器５０３_ｎに信号は入力されない。そして、図３４のブロック構成図に示した利得測定モードにおいては、振幅検波器５０３_１ないし振幅検波器５０３_ｎと、可変利得増幅器５０７_１ないし可変利得増幅器５０７_ｎと、加算器５１４と、ピーク検出器５０６とは、いずれも、動作を行わない。

また、図３５および図３６の動作モードは、前述のように、図２４および図２５の場合と同様、キャリア周波数ｆ_ｃ１のＲＦ信号４０６_１ないしキャリア周波数ｆ_ｃｎのＲＦ信号４０６_ｎを同時に電力増幅器４０１に入力し、ｎ個のＲＦ信号４０７_１ないしＲＦ信号４０７_ｎを電力増幅器４０１から送出する実動作のモードを示している。

図３５および図３６の動作モードにおいては、図２４および図２５の場合と同様、スイッチ５１３_１、スイッチ５１３_２、…、スイッチ５１３_ｎはいずれも閉状態であり、振幅検波器５０３_１、振幅検波器５０３_２、…、振幅検波器５０３_ｎと可変利得増幅器５０７_１、５０７_２、…、５０７_ｎと加算器５１４とを介して、ピーク検出器５０６は、あらかじめ定めた一定期間入力された信号の合成振幅Ｇ_１｛ａ_１（ｔ）｝^２＋Ｇ_２｛ａ_２（ｔ）｝^２＋…＋Ｇ_ｎ｛ａ_ｎ（ｔ）｝^２のピーク値を検出する。

また、図３５および図３６の動作モードにおいては、図２４および図２５の場合と同様、スイッチ５１３_１、スイッチ５１３_２、…、スイッチ５１３_ｎはいずれも閉状態であり、振幅検波器５０３_１、振幅検波器５０３_２、…、振幅検波器５０３_ｎと可変利得増幅器５０７_１、可変利得増幅器５０７_２、…、可変利得増幅器５０７_ｎと加算器５１４とを介してピーク検出器５０６に接続されており、ピーク検出器５０６は、あらかじめ定めた一定期間入力された信号Ｇ_１｛ａ_１（ｔ）｝^２＋Ｇ_２｛ａ_２（ｔ）｝^２＋…＋Ｇ_ｎ｛ａ_ｎ（ｔ）｝^２のピーク値を検出する。

ここで、図３５および図３６の動作モードにおいても、図２４および図２５の場合と同様、キャリア周波数ｆ_ｃ１ないしキャリア周波数ｆ_ｃｎにおける電力増幅器４０１の利得Ｇ_ＰＡ１ないし利得Ｇ_ＰＡｎの比率が、可変利得増幅器５０７_１ないし可変利得増幅器５０７_ｎの利得Ｇ_１ないし利得Ｇ_ｎの比率と一致するように、すなわち、
Ｇ_ＰＡ１：Ｇ_ＰＡ２：…：Ｇ_ＰＡｎ＝Ｇ_１：Ｇ_２：…：Ｇ_ｎ
の関係が成立するように、可変利得増幅器５０７_１ないし可変利得増幅器５０７_ｎの利得Ｇ_１ないし利得Ｇ_ｎを設定する。

かくのごとき可変利得増幅器５０７_１ないし可変利得増幅器５０７_ｎの利得Ｇ_１ないし利得Ｇ_ｎの設定により、ピーク検出器５０６に入力された信号Ｇ_１｛ａ_１（ｔ）｝^２＋Ｇ_２｛ａ_２（ｔ）｝^２＋…＋Ｇ_ｎ｛ａ_ｎ（ｔ）｝^２は、ＲＦ信号４０７_１ないしＲＦ信号４０７_ｎの合成振幅｛ａ_out１（ｔ）｝^２＋｛ａ_out２（ｔ）｝^２＋…＋｛ａ_outｎ（ｔ）｝^２と比例関係になる。

したがって、ピーク検出器５０６に入力された信号Ｇ_１｛ａ_１（ｔ）｝^２＋Ｇ_２｛ａ_２（ｔ）｝^２＋…＋Ｇ_ｎ｛ａ_ｎ（ｔ）｝^２のピーク値を検知することは、電力増幅器４０１の出力信号であるＲＦ信号４０７_１ないしＲＦ信号４０７_ｎの合成振幅｛ａ_out１（ｔ）｝^２＋｛ａ_out２（ｔ）｝^２＋…＋｛ａ_outｎ（ｔ）｝^２のピーク値を検知することと等価である。電力増幅器４０１の利得の周波数変化を反映した前述のような利得設定により、電力増幅器４０１から出力されるＲＦ信号４０７_１ないしＲＦ信号４０７_ｎの合成振幅のピーク値を正しく検知することができる。

図３５のブロック構成図は、前述のように、図２４の場合と同様、ピーク検出器５０６で得られる合成振幅Ｇ_１｛ａ_１（ｔ）｝^２＋Ｇ_２｛ａ_２（ｔ）｝^２＋・・・＋Ｇ_ｎ｛ａ_ｎ（ｔ）｝^２があらかじめ設定された閾値を超えた期間における動作モードを示している。図３５に示す動作モードにおいては、スイッチ５２１_１ないしスイッチ５２１_ｎは、ベースバンド信号５１１_１ないしベースバンド信号５１１_ｎがリミッタ５２２_１ないしリミッタ５２２_ｎを経由してミキサ５０４_１ないしミキサ５０４_ｎに入力される経路側に閉じられている。リミッタ５２２_１ないしリミッタ５２２_ｎは、入力されたベースバンド信号５１１_１ないしベースバンド信号５１１_ｎの振幅が前記閾値を超えた場合に、ベースバンド信号５１１_１ないしベースバンド信号５１１_ｎの振幅を前記閾値以下に抑えて出力する機能を有している。

スイッチ５２１_１ないしスイッチ５２１_ｎにおける経路選択により、合成振幅Ｇ_１｛ａ_１（ｔ）｝^２＋Ｇ_２｛ａ_２（ｔ）｝^２＋…＋Ｇ_ｎ｛ａ_ｎ（ｔ）｝^２があらかじめ設定された前記閾値を超えた期間においては、リミッタ５２２_１ないしリミッタ５２２_ｎを通じてベースバンド信号５１１_１ないしベースバンド信号５１１_ｎの振幅を前記閾値以下に抑制した上で、ベースバンド信号５１１_１ないしベースバンド信号５１１_ｎがミキサ５０４_１ないしミキサ５０４_ｎへと入力される。かくのごとき動作により、ＲＦ信号４０６_１ないしＲＦ信号４０６_ｎの振幅ピーク値が前記閾値以下に制限され、ＰＡＲ（ピーク電力対平均電力比）の低減を実現することができる。

一方、図３６のブロック構成図は、前述のように、図２５の場合と同様、ピーク検出器５０６で得られる合成振幅Ｇ_１｛ａ_１（ｔ）｝^２＋Ｇ_２｛ａ_２（ｔ）｝^２＋…＋Ｇ_ｎ｛ａ_ｎ（ｔ）｝^２があらかじめ設定された前記閾値よりも低い期間における動作モードを示している。図３６に示す動作モードにおいては、スイッチ５２１_１ないしスイッチ５２１_ｎは、ベースバンド信号５１１_１ないしベースバンド信号５１１_ｎがリミッタ５２２_１ないしリミッタ５２２_ｎを経由することなく、ミキサ５０４_１ないしミキサ５０４_ｎに直接入力される経路側に閉じられている。

かくのごときスイッチ５２１_１ないしスイッチ５２１_ｎにおける経路選択により、合成振幅Ｇ_１｛ａ_１（ｔ）｝^２＋Ｇ_２｛ａ_２（ｔ）｝^２＋…＋Ｇ_ｎ｛ａ_ｎ（ｔ）｝^２があらかじめ設定された前記閾値よりも低い期間においては、リミッタ５２２_１ないしリミッタ５２２_ｎによるベースバンド信号５１１_１ないしベースバンド信号５１１_ｎ、および、ＲＦ信号４０６_１ないしＲＦ信号４０６_ｎの振幅制限を行わないようにしている。

以上のように、本第二の実施の形態の第三の変形例においては、合成振幅Ｇ_１｛ａ_１（ｔ）｝^２＋Ｇ_２｛ａ_２（ｔ）｝^２＋…＋Ｇ_ｎ｛ａ_ｎ（ｔ）｝^２とあらかじめ設定された閾値との大小関係によって、リミッタ５２２_１ないしリミッタ５２２_ｎを用いたＲＦ信号４０６_１ないしＲＦ信号４０６_ｎの振幅制限を行うか否かを判定している。このような電力増幅器４０１に入力されるＲＦ信号４０６_１ないしＲＦ信号４０６_ｎの振幅制限を通じて、電力増幅器４０１の出力におけるＲＦ信号４０７_１ないしＲＦ信号４０７_ｎの合成振幅｛ａ_out１（ｔ）｝^２＋｛ａ_out２（ｔ）｝^２＋…＋｛ａ_outｎ（ｔ）｝^２の制限すなわちＰＡＲ（ピーク電力対平均電力比）の低減が行われる。

以上、本発明の好適な実施形態の構成を説明した。しかし、前述の各特許文献等に開示されている内容は、本発明に引用をもって繰り込むことも可能とする。本発明の全開示（特許請求の範囲を含む）の枠内において、さらにその基本的技術思想に基づいて、実施の形態ないし実施例の変更・調整が可能である。また、本発明の特許請求の範囲の枠内において種々の開示要素の多様な組み合わせあるいは選択も可能である。すなわち、本発明は、特許請求の範囲を含む全開示、技術的思想にしたがって、当業者であればなし得ることが可能な各種変形、修正を含むことは勿論である。

この出願は、２０１１年１２月１９日に出願された日本出願特願２０１１−２７７０３２を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

本発明は、無線通信を行う端末に利用することができる。

１ 入力信号
１−１、１−２、…、１−ｎ 入力端子
２ 入力信号
２−１、２−２、…、２−ｎ 可変減衰器
４−１、４−２、…、４−ｎ 位相検出器
５−１、５−２、…、５−ｎ 変調器
６ 加算回路
７ 制御回路
８ 出力端子
１１ ピークリミッタ
１２ 瞬時電力検出部
１４ リミッタ部
２１ 出力信号
２２ 出力信号
４１ 出力端子
５０ キャリア多重回路
５１ シリアル／Ｍパラレル変換器
５１ｂ 出力端子
５１_１〜５１_ｎ 符号多重信号送信部
５２ １６ＱＡＭ／シンボル変換器
５２ａ 加算部
５２ｂ 出力端子
５３ パイロットシンボル挿入器
５３ａ 電力増幅器
５４ ローパスフィルタ
５６ 直交変調器
５６ａ 振幅制御部
５６ａ_２ 比較器
５６ａ_３ セレクタ
５６ａ_１１〜５６ａ_１ｎ 乗算部
５７ マルチプレクサ
５８ パワーアンプ
６０ 合波回路
６１ 符号多重信号生成部
６２ ピーク抑圧部
６３ 遅延部
６４ フィルタ
６５ 周波数シフト部
６６ 送信回路
７０ ＣＤＭＡシステム
７４Ａ 第一の送信波形
７４Ｂ 第二の送信波形
７８ パイロット部
８０ 送信装置
８６ 移相器
２５１、２５２ 整合回路
３１１、３２１、 ３３１ 電力増幅器（ＰＡ）
３１２、３２２、 ３３２ 電力増幅器（ＰＡ）
４０１ 電力増幅器
４０２ 信号発生器
４０３ 負荷
４０４、４０５、４１１、４１２ 端子
４０６、４０７ ＲＦ信号
４０６_１、４０６_２、…、４０６_ｎ ＲＦ信号
４０７_１、４０７_２、…、４０７_ｎ ＲＦ信号
４１３、４１４ カプラ
５０１ ベースバンド信号発生器
５０１_１、５０１_２、…、５０１_ｎ ベースバンド信号発生器
５０２ 遅延調整器
５０２_１、５０２_２、…、５０２_ｎ 遅延調整器
５０３ 振幅検波器
５０３_１、５０３_２、…、５０３_ｎ 振幅検波器
５０４ ミキサ
５０４_１、５０４_２、…、５０４_ｎ ミキサ
５０５ 局部発振（ＬＯ）信号発生器
５０５_１、５０５_２、…、５０５_ｎ 局部発振（ＬＯ）信号発生器
５０６ ピーク検出器
５０７ 可変利得増幅器
５０７_１、５０７_２、…、５０７_ｎ 可変利得増幅器
５０８ スイッチ
５０８_１、５０８_２、…、５０８_ｎ スイッチ
５０９ 制御器
５１０、５１４ 加算器
５１１_１、５１１_２、…、５１１_ｎ ベースバンド信号
５１２ スイッチ
５１２_１、５１２_２ スイッチ
５１３ スイッチ
５１３_１、５１３_２、…、５１３_ｎ スイッチ
５２１ スイッチ
５２１_１、５２１_２、…、５２１_ｎ スイッチ
５２２ リミッタ
５２２_１、５２２_２、…、５２２_ｎ リミッタ

Claims (10)

1. 送信する複数のキャリア周波数帯のＲＦ（Radio Frequency）信号を発生させる信号発生器と、前記信号発生器からの前記ＲＦ信号を増幅する電力増幅器と、を少なくとも備えた送信装置であって、
   前記信号発生器は、前記電力増幅器の周波数特性を検知すると共に、検知した前記電力増幅器の前記周波数特性に基づいて前記キャリア周波数帯毎に指定利得値を適宜指定する制御器を備え、
   前記信号発生器は、前記ＲＦ信号のキャリア周波数帯毎の振幅二乗値を前記キャリア周波数帯毎に指定された前記指定利得値に基づいて重み付け加算した結果として得られる合成振幅における、ピーク値と平均値との比を示すＰＡＲ（Peak-to-Average Ratio）、を低減するＰＡＲ低減機能を有している、
   ことを特徴とする送信装置。
2. 前記信号発生器は、前記ＰＡＲ低減機能として、前記ＲＦ信号の送出タイミングをキャリア周波数帯毎に指定したタイミングに設定する機能を有している、
   ことを特徴とする請求項１に記載の送信装置。
3. 前記信号発生器は、複数のベースバンド信号発生器と、前記ベースバンド信号発生器と同数の、遅延調整器、局部発振信号発生器、ミキサ、振幅検波器および可変利得増幅器と、少なくとも一つの振幅加算器、振幅検出器およびＲＦ信号加算器とを少なくともさらに備え、
   各前記各ベースバンド信号発生器は、発生した各チャネルのベースバンド信号を各前記遅延調整器を介して若しくは直接各前記ミキサに送出し、
   各前記局部発振信号発生器は、各チャネルのキャリア周波数の局部発振信号を各前記各ミキサに送出し、
   各前記ミキサは、各チャネルの前記ベースバンド信号を各チャネルのキャリア周波数の前記局部発振信号とミキシングして得られる各チャネルのＲＦ信号を直接若しくは各前記遅延調整器を介して前記ＲＦ信号加算器に送出し、
   前記ＲＦ信号加算器は、各チャネルの前記ＲＦ信号を合成して得られるＲＦ信号を前記電力増幅器に送出し、
   各前記遅延調整器は、各チャネルの前記ベースバンド信号若しくは前記ＲＦ信号を前記振幅検出器からの制御信号に指定された遅延時間ずつ遅延させて、各前記ミキサ若しくは前記ＲＦ信号加算器に送出し、
   各前記振幅検波器は、各チャネルの前記ベースバンド信号若しくは前記ＲＦ信号の振幅二乗値を検出して、各前記可変利得増幅器に送出し、
   各前記可変利得増幅器は、各チャネルの前記ベースバンド信号若しくは前記ＲＦ信号の振幅二乗値を、前記制御器により指定された各チャネル若しくは各キャリア周波数帯の前記指定利得値に基づいて増幅若しくは減衰して、前記振幅加算器に送出し、
   前記振幅加算器は、各チャネル若しくはキャリア周波数帯の前記指定利得値に基づいて増幅もしくは減衰した振幅二乗値を加算した振幅加算値を前記振幅検出器に送出し、
   前記振幅検出器は、前記振幅加算値を検出し、かつ、前記振幅加算値を最小化するように、各前記遅延調整器における各チャネルの前記ベースバンド信号若しくは前記ＲＦ信号の遅延時間を指定する前記制御信号を各前記遅延調整器に出力する、
   ことを特徴とする請求項２に記載の送信装置。
4. 前記信号発生器は、前記ＰＡＲ低減機能として、前記ＲＦ信号の振幅値をキャリア周波数帯毎にあらかじめ指定した指定閾値以下に制限する機能を有している、ことを特徴とする請求項１に記載の送信装置。
5. 前記信号発生器は、複数のベースバンド信号発生器と、前記ベースバンド信号発生器と同数の、スイッチ、リミッタ、局部発振信号発生器、ミキサ、振幅検波器および可変利得増幅器と、少なくとも一つの振幅加算器、振幅検出器およびＲＦ信号加算器とを少なくともさらに備え、
   各前記各ベースバンド信号発生器は、発生した各チャネルのベースバンド信号を各前記スイッチを介して若しくは各前記スイッチおよび各前記リミッタを介して若しくは直接各前記ミキサに送出し、
   各前記局部発振信号発生器は、各チャネルのキャリア周波数の局部発振信号を各前記各ミキサに送出し、
   各前記ミキサは、各チャネルの前記ベースバンド信号を各チャネルのキャリア周波数の前記局部発振信号とミキシングして得られる各チャネルのＲＦ信号を直接若しくは各前記スイッチを介して若しくは各前記スイッチおよび各前記リミッタを介して前記ＲＦ信号加算器に送出し、
   前記ＲＦ信号加算器は、各チャネルの前記ＲＦ信号を合成して得られるＲＦ信号を前記電力増幅器に送出し、
   各前記スイッチは、各チャネルの前記ベースバンド信号若しくは前記ＲＦ信号を各前記リミッタに出力するか若しくは各前記リミッタをバイパスして各前記ミキサ若しくは前記ＲＦ信号加算器に出力するかを前記振幅検出器から指定された制御信号に基づいて切り替え、
   各前記リミッタは、各前記スイッチを介して入力される各チャネルの前記ベースバンド信号若しくは前記ＲＦ信号の振幅値を、前記指定閾値以下に制限して、前記ミキサ若しくは前記ＲＦ信号加算器に送出し、
   各前記振幅検波器は、各チャネルの前記ベースバンド信号若しくは前記ＲＦ信号の振幅二乗値を検出して、各前記可変利得増幅器に送出し、
   各前記可変利得増幅器は、各チャネルの前記ベースバンド信号若しくは前記ＲＦ信号の振幅二乗値を、前記制御器により指定された各チャネル若しくは各キャリア周波数帯の前記指定利得値に基づいて増幅若しくは減衰して、前記振幅加算器に送出し、
   前記振幅加算器は、各チャネル若しくは各キャリア周波数帯の前記指定利得値に基づいて増幅もしくは減衰した振幅二乗値を加算した振幅加算値を前記振幅検出器に送出し、
   前記振幅検出器は、前記振幅加算値を検出し、前記振幅加算値があらかじめ設定された閾値を超えた場合は、各前記スイッチを各前記リミッタに接続する状態に設定し、前記振幅加算値が前記閾値以下であった場合は、各前記スイッチを各前記リミッタをバイパス接続する状態に設定する前記制御信号を各前記スイッチに出力する、
   ことを特徴とする請求項４に記載の送信装置。
6. 前記指定利得値は、前記電力増幅器の各キャリア周波数帯における利得の値を用いる、
   ことを特徴とする請求項１ないし５のいずれかに記載の送信装置。
7. 送信する複数のキャリア周波数帯のＲＦ（Radio Frequency）信号を発生させて電力増幅器を介して送出する無線信号送信方法であって、
   前記電力増幅器の周波数特性を検知する周波数特性検知ステップと、
   検知した前記電力増幅器の周波数特性に基づき、前記キャリア周波数帯毎に指定利得値を適宜指定する指定利得値指定ステップと、
   前記ＲＦ信号のキャリア周波数帯毎の振幅二乗値を前記キャリア周波数帯毎に指定された前記指定利得値に基づいて重み付け加算した結果として得られる合成振幅における、ピーク値と平均値との比を示すＰＡＲ（Peak-to-Average Ratio）、を低減するＰＡＲ低減ステップを有している、
   ことを特徴とする無線信号送信方法。
8. 前記ＰＡＲ低減ステップとして、前記ＲＦ信号の送出タイミングをキャリア周波数帯毎に指定したタイミングに設定する機能を有している、
   ことを特徴とする請求項７に記載の無線信号送信方法。
9. 前記ＰＡＲ低減ステップとして、前記ＲＦ信号の振幅値をキャリア周波数帯毎にあらかじめ指定した指定閾値以下に制限する機能を有している、
   ことを特徴とする請求項７に記載の無線信号送信方法。
10. 前記指定利得値は、前記電力増幅器の各キャリア周波数帯における利得の値を用いる、
    ことを特徴とする請求項７ないし９のいずれかに記載の無線信号送信方法。

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