JP2009525695A - 出力インピーダンス不整合の補償を伴うｒｆ電力増幅器コントローラ回路 - Google Patents

Abstract

電力増幅器コントローラ回路は、入力信号の振幅と出力信号の減衰振幅との間の振幅差を示す振幅補正信号に基づき、電力増幅器を制御する。電力増幅器コントローラ回路は、振幅制御ループおよび位相制御ループを備える。振幅制御ループは、振幅補正信号に基づき、電力増幅器への電源電圧を調整する。振幅制御ループはまた、電力増幅器からロードに伝達される電力を増大させることによって、ロードとのインピーダンス不整合を調整し得るか、または電力増幅器における過度の電力散逸を検出すると電力増幅器の出力電力を減少させ得る。位相制御ループは、入力信号の位相と出力信号の位相との間の位相差を示す位相誤差信号に基づき、入力信号の位相を調整して電力増幅器により生成される位相歪みを低減する。

Description

本発明は、ＲＦＰＡ（無線周波数電力増幅器）を制御するための回路に関し、さらに具体的には、振幅補正信号を有する閉振幅制御ループを用いてＰＡの電源電圧を制御するＲＦＰＡコントローラ回路に関する。

ＲＦ送信器およびＲＦ電力増幅器は、携帯電話、ノートパソコン、および他の電子装置等の可搬型電子装置で広く用いられている。ＲＦ送信器およびＲＦ電力増幅器は、これらの装置の中で、ＲＦ信号を増幅し、遠隔的に送信するために用いられる。ＲＦＰＡは、これらの電子装置内で最も重大な電力消費源の一つであり、それらの効率は、これらの可搬型電子装置の電池寿命に重大な影響を及ぼす。例えば、ＲＦＰＡの効率が携帯電話の電池持続時間および通話時間を決定する最も重要な要因の一つであるため、携帯電話製造業者は、ＲＦＰＡ回路の効率を向上させようと懸命に努力している。

図１は、送信器集積回路（ＴＸＩＣ）１０２および外部の電力増幅器（ＰＡ）１０４を含む、従来のＲＦ送信器回路を例示している。例えば、ＲＦ送信器回路は、ＵＭＴＳ（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｍｏｂｉｌｅ Ｔｅｌｅｐｈｏｎｙ Ｓｙｓｔｅｍ：ユニバーサル移動体テレフォニーシステム）またはＣＤＭＡ（符号分割多元接続）等の携帯電話規格（変調技術）の内の１つ以上を用いた携帯電話装置におそらく搭載されているが、ＲＦ送信器回路は、任意の他の種類のＲＦ電子装置にも搭載されているであろう。本明細書では、説明のみを目的として、ＲＦ送信器回路を携帯電話装置の一部として記載するであろう。ＴＸＩＣ１０２は、ＰＡ１０４により増幅され、アンテナ（図示せず）により遠隔的に送信１１０されるＲＦ信号を生成する。例えば、ＲＦ信号１０６は、ＵＭＴＳまたはＣＤＭＡ規格に則って、ＴＸＩＣ１０２により変調されたＲＦ信号であってもよい。

ＲＦ電力増幅器１０４は一般的に、それの最終増幅段用の出力トランジスタ（図示せず）を具備する。ＲＦ変調信号１０６がＲＦＰＡ１０４により増幅された場合に、出力トランジスタはＲＦ変調信号１０６を歪ませる傾向にあり、その結果、出力信号１１０のスペクトル占有（ｓｐｅｃｔｒａｌ ｏｃｃｕｐａｎｃｙ）は入力信号１０６のものより広くなる。ＲＦスペクトルは携帯電話の利用者間で共有されるため、広いスペクトル占有は望ましくない。そのため、携帯電話規格は一般的に許容歪み量を規制しており、それによって、出力トランジスタが高い線形性要件を満足することを要求している。このため、ＲＦ入力信号１０６が振幅変調される場合、ＰＡ１０４の出力トランジスタは、送信されるピーク電力において線形性を維持するような態様でバイアスされる必要がある。その結果、ピーク電力レベルにおける許容歪みに備えてバイアス条件が固定されたままであるため、ＲＦ入力信号１０６の振幅がピークから外れている時は、一般的に電力が浪費されることになる。

さらに高いスペクトル効率を必要とするある種のＲＦ変調技術が出現し、それによって、ＲＦＰＡ１０４はより多くの効率を犠牲にさせられている。例えば、ＰＡ１０４の出力トランジスタのピーク電力における効率は６０％を超え得るが、ＲＦＰＡ１０４の効率は、ＷＣＤＭＡ等の変調フォーマットをある種のコーデイングと共に用いた場合、３０％未満に低下する。かかる性能変化は、ＲＦ入力信号１０６の振幅がピークを外れている期間に、ＲＦＰＡ１０４の１つまたは複数のＲＦトランジスタが、ほとんど固定的なバイアス条件に保持されるという事実に起因する。

ＲＦＰＡ１０４の効率を向上するある種の従来技術が存在する。従来技術の一つはＥＥＲ（Ｅｎｖｅｌｏｐｅ Ｅｌｉｍｉｎａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｒｅｓｔｏｒａｔｉｏｎ）である。ＥＥＲ技術は、ＲＦ入力信号１０６の振幅信号（図１に図示せず）および位相信号（図１に図示せず）を電力増幅器１０４の２つのポートに、即ち、それぞれをそれの電源電圧ポート（Ｖｃｃ）１０８およびその入力ポート１０７に個別に印加する。しかし、電源電圧１０８をエネルギー的に効率的な態様で変化させて、ＲＦ入力信号１０６の振幅信号の大きな変化に適応させるということができないため、ＥＥＲ技術は効率を大幅に向上することができず、それ故、それは、ＲＦＰＡ１０４のＲＦ信号を必要とされる線形性で増幅することを維持しつつ大幅なエネルギー効率の向上を提供することができない。これは主に、ＲＦＰＡ１０４の電源電圧を駆動する、高速、高精度、広範囲、かつ高エネルギー効率の電圧コンバータを実現するのが困難なことに起因する。

従来のＥＥＲ技術は、ＲＦ入力信号１０６の振幅信号に基づき、非常に広い変動範囲を有する可変電源を用いて電源電圧を調整しつつ、ＲＦ送信器の効率は電源そのものにより消費される電力によって低下しない場合にのみ、より良好に機能することができる。しかし、可変電源は、通常は例えば線形モードのＰＡのような固定電流負荷に与える出力電圧を変化させる線形レギュレータ（図１に図示せず）を有しており、ＲＦ入力信号１０６の振幅信号に大きな降下がある場合には、原理的に定電流状態で電源電圧を低下させ、その電流に線形レギュレータ両端の電圧降下を乗じた結果の電力をそれ自身で消費する。この結果、ＲＦＰＡ１０４で獲得されたいかなる効率もほとんどが線形レギュレータそのもので消失されるため、ＲＦ送信器により消費される電池電力全体に何ら変化は生じない。エンベロープフォローイング（Ｅｎｖｅｌｏｐｅ Ｆｏｌｌｏｗｉｎｇ）等のＥＥＲ技術の変形およびポーラ変調方法の他の各種様式も同様に、ＲＦ送信器の効率を大幅に向上することはないが、これは、本来大きな変動を有し、それ故、従来のＥＥＲ技術について上述したのと同じ欠点を有するＲＦ入力信号１０６の振幅信号に基づき、電源電圧が同様に調整されるからである。

従来のＰＡ制御方法では、ＰＡ等の非周波数線形装置（ｎｏｎ−ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｌｉｎｅａｒ ｄｅｖｉｃｅ）で生じる振幅−位相再変調（ＡＭ−ｔｏ−ＰＭ）に対処できないことが非常に多い。それ故、従来の方法は、必要とされるスペクトル占有性能がＡＭｔｏＰＭ歪みによって損なわれるため、普通の移動電話または移動体データシステムに用いる普通の種類のＰＡには適切ではない。

ＰＡは一般的に、高い電気的クオリティ係数（ｅｌｅｃｔｒｉｃ ｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔ ｏｆ ｑｕａｌｉｔｙ）を有するバンドパスフィルタと共に用いられる。これらのフィルタは、一般的にＳＡＷ（表面音響波）型のものである。クオリティ係数が高いことに起因して、フィルタは比較的大きな群遅延を示す。群遅延があると、補正ループがＳＡＷフィルタとＰＡという編成を中核として機能しつつ、依然としてＡＭ−ｔｏ−ＰＭの補正に必要な高い帯域幅要件を満足するということが困難になる。

さらに、ＲＦＰＡ回路が結合されるアンテナにおけるロード偏差において、検出および作用することがＲＦＰＡ回路にとって有利である。特に、ＲＦＰＡ回路がＴＸＩＣ１０２からの電力の調整を必要としない方法で、ロード偏差において作用する場合に、有利である。例えば、ロード偏差は、アンテナが金属物体近くに配置され、アンテナの通常の電磁場のパターンが分布するときに発生し得る。このようなロード偏差は、典型的に、アンテナ近傍の物体によるアンテナの放射エネルギの吸収に部分的に起因して、さらに、ＰＡによって駆動される予測ロードインピーダンスと実際のインピーダンスとの間の結果生じる差に部分的に起因して、アンテナからの放射パワーにおける減少を引き起こす（これは、本明細書において「アンテナインピーダンス不整合」と呼ぶ）。

一部の無線システムにおいて、受信基地局は、送信する無線から受信される放射電力のレベルを検出し得、該無線にそのＲＦＰＡからの電力レベルを増大させ、送信する無線のアンテナにおけるロード偏差を補償するように命令する。しかし、このことは、受信基地局からの介入および受信基地局との通信を必要とし、送信する無線自体は独自に電力レベルを調整不可能である。さらに、ＲＦＰＡは、既に、最大の予測電力レベルで送信し得、それ故、送信電力レベルを増大させるための、受信基地局からの命令を果たすことが不可能であり得る。ＲＦＰＡは、最大の送信電力レベルを超えて出力電力を増大させられない。なぜなら、そのように増大させることは、ＲＦＰＡによって許容できないレベルまで増幅された信号において歪みを増大させるからである。

当然、ＲＦＰＡはより高い予測最大電力レベルに対して設計され得、それ故、より高い出力レベルを生成して、許容できないレベルまで歪みを増大させることなしに、アンテナにおけるロード偏差を補償する。しかし、このようなＲＦＰＡは、通常の電力レベルにおいて動作されるとき（アンテナがロード偏差に供されないとき）に、より乏しい効率に苦しむ。なぜならば、このような場合にＲＦＰＡは、そのピーク出力電力からのより大きなバックオフにおいて動作する必要があり、それ故、飽和状態から大きく離れて動作する必要がある。従って、トレードオフは、通常の動作電力レベル下でのＲＦＰＡの効率と、追加の電力を供給して、アンテナにおけるロード偏差を補償するＲＦＰＡの能力との間でなされ得る。

ＲＦ出力電力レベリング回路は、ＲＦＰＡの出力と直列のＲＦＰＡ回路内で使用され得る指向性カプラに起因する、アンテナにおけるロード偏差がある場合に、ＲＦＰＡの電力を誤って減少させ得る。ＲＦ出力電力レベリング回路は、一般的にセル式無線において用いられ、典型的にＲＦＰＡからの出力電力を測定し、レギュレートし、または制御するために、指向性カプラを用いる。典型的に、指向性カプラの順方向結合されたポートからの出力電力は、アンテナからの放射電力に密接に相関する。しかし、アンテナにロード偏差が存在する場合、指向性カプラは、アンテナにおける実際の放射電力よりも高い電力レベルを報告し得る。なぜならば、指向性カプラはアンテナインピーダンス不整合によって引き起こされたＲＦＰＡによって伝達される電力における減少を測定しないからである。従って、ＲＦ出力電力レベリング回路は、アンテナにおいてロード偏差がある場合にＲＦＰＡの電力を誤って減少させ得る。ＲＦ出力において見られるアンテナインピーダンス不整合は、ＰＡによって散逸される電力における増大を引き起こし得、ＲＦＰＡ回路内の望ましくない加熱を生じさせる。

従って、広範な変調技術に亘って効率が良く、それがＲＦＰＡ回路による消費電力の全体としての大幅な減少につながるＲＦＰＡシステムが求められている。さらに、ＡＭｔｏＰＭ効果を補正可能であるが、効率を犠牲にして低ＡＭｔｏＰＭ用に特別に設計されたＰＡに依存しないＰＡコントローラも求められている。さらに、ＰＡ回路の補正ループ経路からＳＡＷフィルタの使用を排除できるＰＡコントローラが求められている。さらに、通常の電力レベルにおいて効率を低減して動作することなしに、アンテナにおけるロード偏差を補償するために、より高い最大予測出力電力レベルにおいて動作するように設計され得るＲＦＰＡシステムに対する必要性がある。アンテナロード偏差を補償し得るＲＦＰＡシステムおよびアンテナインピーダンス不整合によって引き起こされ得る過度の電力散逸から保護されるＲＦＰＡシステムに対する必要性もある。最終的に、出力整合補償回路が用いられるときに、ＰＡ出力における歪みを最小化し得るＲＦＰＡシステムに対する必要性がある。

開示される本発明の一実施形態は、振幅補正信号または振幅誤差信号に基づいて電力増幅器を制御するための電力増幅器コントローラ回路である。電力増幅器が電力増幅器への入力信号の取込みと増幅を行って出力信号を生成し、電力増幅器コントローラ回路が効率の良い態様で動作するように電力増幅器の制御を行う。

ＰＡコントローラ回路は、振幅制御ループおよび位相制御ループを備える。振幅制御ループは、入力信号の振幅と出力信号の減衰振幅との間の振幅差を示す振幅補正信号（本明細書では、振幅誤差信号とも呼ぶ）を決定し、振幅補正信号に基づいて電力増幅器への電源電圧を調整する。位相制御ループは、入力信号と出力信号との間の位相差を示す位相誤差信号を決定し、位相誤差信号に基づき、出力信号の位相に整合するように入力信号の位相を調整する。それ故、位相制御ループは、電力増幅器のＡＭｔｏＰＭ非理想性（ｎｏｎ−ｉｄｅａｌｉｔｙ）によりもたらされる不要な位相変調を補正し、このようにして、電力増幅器により生成される位相歪みを低減する。

本発明の第一の実施形態において、振幅制御ループは、入力信号の振幅を出力信号の減衰振幅と比較し、振幅補正信号を生成する振幅比較器と、振幅補正信号を受信するように結合され、電力増幅器に提供される調整済み（ａｄｊｕｓｔｅｄ）の電源電圧を振幅補正信号に基づいて生成する電源とを備えている。電源は、スイッチモードの電源であってもよい。振幅補正信号を用いて電力増幅器への電源電圧を制御することにより、スイッチモード電源等の高効率ながら低帯域幅（ｌｏｗ−ｂａｎｄｗｉｄｔｈ）の電源を用いて電力増幅器に調整済み供給電圧を提供してもよい。

本発明の第二の実施形態において、振幅補正信号は、電力増幅器に提供される調整済み供給電圧を生成するために、異なる周波数範囲の２つ以上の信号に分岐され、それぞれ異なる効率レベルを有する異なる様式の電源に提供される。例えば、第二の実施形態において、電源は、第一の効率を有する第一の電源と、第一の効率より高い第二の効率を有する第二の電源とを具備する。第一の電源は、第一の周波数範囲内における振幅補正信号の第一の部分を受信し、振幅補正信号の第一の部分に基づいて第一の調整済み供給出力を生成し、第二の電源は、第一の周波数範囲より低い第二の周波数範囲内における振幅補正信号の第二の部分を受信し、振幅補正信号の第二の部分に基づいて第二の調整済み供給出力を生成する。第一および第二の調整済み供給出力は組み合わされて、電力増幅器に提供される調整済み供給電圧を形成する。第一の電源は線形レギュレータであってもよく、第二の電源はスイッチモード電源であってもよい。振幅補正信号を異なる周波数範囲の２つ以上の信号に分割することにより、本発明の第二の実施形態は、第一の実施形態に比べて一層の狭帯域幅で、効率を大きく損なうことなくスイッチモード電源を実現し得るという、さらなる利点を有する。より狭帯域幅の電源、またはより小電圧変動範囲の可変電源は、実現するのがより容易である。

本発明の第三の実施形態において、振幅制御ループは、振幅補正信号を受信して利得制御信号を生成する利得制御モジュールと、利得制御信号に従って入力信号の振幅を調整する可変利得増幅器とをさらに備えている。第三の実施形態は、電力増幅器を、それの圧縮点（ｃｏｍｐｒｅｓｓｉｏｎ ｐｏｉｎｔ）を超えて任意の特定の深度（ｄｅｐｔｈ）で動作させることができ、その結果、ＰＡ回路を設計する際の自由度が広がるという利点を有する。これは、効率向上対スペクトル占有性能を最適化するのに有用である。可変利得増幅器を付加することにより、ＰＡへの制御電圧の変動振幅はさらに抑制され、その結果、さらに大幅に効率が向上する。

本発明の第四の実施形態において、振幅制御ループは、電力増幅器からロードに伝達される電力を増大させることによってロードとのインピーダンス不整合を補償する。このことは、振幅比較器に送られる出力信号の減衰振幅をさらに減少させることによって、振幅制御ループ動作を中断することなしになされる。さらに、振幅制御ループはまた、電力増幅器において過度の電力散逸が検出されると、電力増幅器の出力電力を減少させ得る。このことは、振幅比較器に送られる出力信号の減衰振幅を増大させることによってなされる。

本発明の第五の実施形態において、振幅制御ループは、出力整合回路をさらに含み、該出力整合回路は、電力増幅器の出力とロードとの間のインピーダンス不整合を検出すると、電力増幅器の出力インピーダンスを、ロードのインピーダンスにより密接に整合するように、調整し得る。

明細書に記載の特徴および利点は包括的なものではなく、特に、多くの他の特徴および利点は、図面、明細書、および請求項に鑑みれば、当業者には明らかであろう。さらに、明細書で使用の表現は、主として読み易くするためにおよび指導上の目的で選択されたものであって、発明の主題を厳密に記述するためにまたは限定するために選択されたものではないことに留意されたい。

本発明の教示は、添付図面と共に下記の詳細な説明を考察することにより、容易に理解し得るであろう。

図面（Ｆｉｇ．）および下記の記述は、例示だけを目的に、本発明の好適な実施態様に言及する。本明細書で開示される構成および方法の代替実施形態が、請求項に係る発明の原理から逸脱することなしに使用し得る実行可能な代替として、下記の議論から容易に認識されるであろうことに注目すべきである。

以下、本発明のいくつかの実施形態への言及が行われる。その例は添付図面に例示されている。可能な限り、図面において同種のまたは類似の参照番号が用いられ得、それらは、同種のまたは類似の機能を意味し得る。図面は、本発明の実施形態を、例示のみを目的に図示する。当業者であれば、本明細書に例示の構成および方法の代替実施形態を、本明細書に記載の本発明の原理から逸脱することなしに用い得ることを、下記の説明から容易に認識するであろう。

図２は、本発明に係るＰＡコントローラ２０２を具備するＲＦ送信器回路を例示する。ＰＡコントローラ２０２は、ＴＸＩＣ１０２からＲＦ信号２０４を受信し、ＰＡ１０４にＲＦ信号２０６を提供するように、送信器ＩＣ１０２とＰＡ１０４との間に配置されるとともに、調整済み供給電圧２０８によりＰＡ１０４を制御する。ＰＡコントローラ２０２は、電源線（Ｖｃｃ）２１０とＰＡ１０４との間にも配置される。ＰＡ１０４はＲＦ信号２０６を増幅して増幅ＲＦ出力信号１１０を出力するが、それは逆戻りして、フィードバック信号としてＰＡコントローラ２０２にも提供される。図３Ａ、３Ｂ、４Ａ、４Ｂ、５Ａ、および５Ｂを参照して後述するように、調整済み供給電圧２０８は、フィードバックＲＦ出力信号１１０の減衰振幅とＲＦ入力信号２０４の振幅との差異を示す振幅補正信号（図２に図示せず）に基づき、ＰＡコントローラ２０２により生成される。「振幅補正信号」という用語は、本明細書では、「振幅誤差信号」という用語と同義的に用いられることに注意されたい。ＰＡコントローラ２０２は、ＰＡ１０４に提供される調整済み供給電圧２０８を生成するために、振幅補正信号に基づいて電源電圧（Ｖｃｃ）２１０を調整し、ＰＡ１０４の効率を最適化する。ＰＡコントローラ２０２の利点は、ＰＡコントローラ２０２がＴＸＩＣ１０２、ＰＡ１０４、および電源電圧（Ｖｃｃ）２１０の間に挿入される場合には、ＰＡ１０４およびＴＸＩＣ１０２への既存の信号結合を変更する必要がないことである。

さらに、ＰＡコントローラ回路２０２は、コンフィギュレーション信号２０９を介して受信される情報に応じて、電力制御およびＰＡランピングを可能にするように信号２０４の位相および振幅を調整してもよい。ＰＡコントローラ回路２０２は出力における電圧および電力増幅器１０４における電流が分かっているので、それは、ＰＡに用いられるであろうアンテナ（ここには図示せず）の負荷変動に適応することも可能である。もし信号２０４の減衰振幅を送るのに方向性結合器（図示せず）が用いられる場合には、ＰＡコントローラ２０２は、ノード２０８における電圧および電流が分かっているので、順方向電力（ｆｏｒｗａｒｄ ｐｏｗｅｒ）を調整するとともに、ＰＡ動作点を制御することができる。

図３Ａは、本発明の第一の実施形態に係るＲＦＰＡ回路を例示する。ＲＦＰＡ回路はＰＡ１０４、ならびに、閉振幅制御ループおよび閉位相制御ループを組み込んだＰＡコントローラ２０２を具備する。

位相制御ループは、２つのリミッタ３１２、３１４、位相比較器３１６、ループフィルタ（ＰＬＦ（位相ループフィルタ））３１８、および移相器３２０を具備する。すべての条件に亘って安定性を達成するために、位相比較器３１６は、２＊ＰＩより広いキャプチャレンジを有する適切な様式のものである。これを達成するために、可変遅延素子および分周器の組合せを用いてもよい。さらに、位相補正ループが処理する動的位相変動は振幅が制限されているため、位相サブレンジングシステムを用いてもよい。サブレンジング位相制御ブロック（図示せず）は、このシステムに用いられる位相比較器３１６の構成要素の一つとしてもよい。位相比較器３１６にサブレンジングを用いることの利点は、安定性と良好なノイズである。

振幅制御ループは、調整済みの可変減衰器（ＲＦＦＡ（ＲＦフィードバック減衰器））３０６、２つの整合された振幅検出器３０２、３０４、比較器３０８、およびスイッチモード電源（ＳＭＰＳ）３１０を具備する。なお、リミッタ３１２と検出器３０２、およびリミッタ３１４と検出器３０４は、組み合わせて、システムの機能を変化させることなしに単一のリミッタ／電力検出器ブロックとしてもよい。

図３Ａを参照すると、位相制御ループが、送信器ＩＣ１０２（図３Ａに図示せず）からのＲＦ入力信号２０４を監視し、ＲＦ入力信号２０４の位相を、調整済み可変減衰器（ＲＦＦＡ）３０６により減衰３２６されたＰＡ１０４の出力信号１１０の位相と比較し、その結果、移相器３２０から出るＲＦ信号２０６の位相を変化させる制御信号３１９が発生する。さらに具体的には、リミッタ３１２は、ＴＸＩＣ１０２からＲＦ入力信号２０４を受信し、数学的にその入力信号の位相を表す振幅制限信号３２４を比較器３１６に出力する。リミッタ３１４も、調整済み可変減衰器（ＲＦＦＡ）３０６により減衰３２６されたＰＡ１０４の出力信号１１０を受信し、その位相信号３２５を比較器３１６に出力する。比較器３１６は、２つのリミッタ３１４、３１６の出力信号３２４、３２５の位相を比較し、位相誤差信号３１７を生成する。なお、「位相誤差信号」という用語は、本明細書では、「位相補正信号」という用語と同義的に用いられる。位相誤差信号３１７は、ループフィルタ（ＰＬＦ）３１８によりフィルタされ、位相制御信号３１９を生成する。ループフィルタ３１８は、位相ループを完了し、必要な利得、帯域幅制限および位相ループが適切に機能するのに要するループ安定性を提供する。本明細書に用いられる特定のループフィルタは、任意のタイプのものでよく、最善のループ性能を満たすために、多数の積分および微分段を具備してもよい。ループフィルタのタイプには、古典的なタイプＩ、ＩＩおよびこれらに類するものを含むであろう。かかる位相ループ設計の特殊性は、安定性の理由で、ＰＡ１０４を通過する群遅延が考慮されなければならないことにある。これはループフィルタに適切なポールゼロプレースメント（ｐｏｌｅ−ｚｅｒｏ ｐｌａｃｅｍｅｎｔ）を選択することにより達成され、これが遅延補償を含む場合もある。位相制御信号３１９は、出力信号１１０の位相が送信器信号２０４の位相と動的に整合するように、入力ＲＦ信号２０６の位相のシフトを制御する移相器３２０に入力される。

位相制御ループの機能は、トランジスタ系増幅器の通常の歪み特性の一部であるＰＡ１０４のＡＭ（振幅変調）ｔｏＰＭ（位相変調）特性を打ち消すことであり、これにより、ＲＦ信号の位相がＰＡ１０４の出力１１０において、移相器３２０の入力２０４におけるものと同一になることを可能にし、このようにして、ＰＡ１０４により生成される位相歪みを低減する。電力レベルが高くなるとＰＡ１０４のＡＭｔｏＰＭ位相シフトが高くなる傾向があるため、かかる位相制御ループは、ＰＡ１０４を線形化するのに寄与する。ＰＡ１０４のＡＭｔｏＰＭ効果を制限することにより、位相制御ループは、ＰＡ１０４が、より高い電力レベルにおいて出力信号１１０の歪みがより少ない状態で機能できるようにし、このようにして、ＰＡ１０４をより良好な効率条件で使用できるようにする。さらに、位相制御ループは、振幅制御ループ（後述する）が誘起するおそれのある、あらゆる付加的なＡＭｔｏＰＭ特性について補正を行うのにも役立つ。図３ＡはＰＡ１０４への入力を制御する移相器回路３２０を示しているが、移相器３２０をＰＡ１０４の出力に配置して同じ利点を得ることも可能である。

なお、位相制御ループは、誤差補正専用の様式のものである。すなわち、ＰＡ１０４または振幅制御ループが位相誤差を導入しなければ、位相制御ループは、ＰＡ１０４への入力信号２０４の位相を修正しないことに注意されたい。フィードバックループのノイズ面の寄与がＲＦ送信器の全体的信号品質に影響するため、例えば図３Ａに示す位相制御ループのような誤差補正専用ループは、当然わずかな補正のみを導入し、そのため、ノイズ面の寄与が低い。

振幅制御ループも誤差補正専用の様式のものであり、それ故、本明細書では、振幅補正ループと呼ぶ。それ故、本明細書では、振幅制御ループと振幅補正ループとが同義的に用いられる。図３Ａにおいて、ＲＦ入力信号２０４の振幅は、振幅検出器３０２を介して監視され、調整済み可変減衰器（ＲＦＦＡ）３０６により減衰され（３２６）、比較器３０８により、整合された振幅検出器３０４を介して観察されるＰＡ１０４の出力１１０における振幅と比較される。減衰器３０６は、ＰＡ１０４の出力１１０が所望のレベルになるように調整される。ＰＡコントローラ２０２へのデジタル入力による、または可変減衰器（ＲＦＦＡ）３０６のアナログ制御のいずれかによる可変減衰器（ＲＦＦＡ）３０６のプログラム設定３２１を介して、これは達成可能である。比較器３０８は、入力ＲＦ信号２０４の振幅と出力ＲＦ信号１１０の減衰振幅３２６との差異を示す誤差信号３０９を生成するが、これを本明細書では「振幅補正信号」３０９と呼ぶ。振幅補正信号３０９は、スイッチモード電源（ＳＭＰＳ）である電源３１０に送られる。ＳＭＰＳ３１０は、振幅補正信号３０９に基づき、ＰＡ１０４の１つ以上の電源電圧ピンに提供される調整済み供給電圧２０８を生成する。調整済み供給電圧２０８は、本質において、ＰＡ１０４の動作点を制御するバイアス制御信号として作用する。

所与の出力電力において、ＰＡ１０４の電源電圧２０８を調整することは、その利得が変化するという効果、およびその効率が変わるという効果を有する。特定の出力電力において、ＰＡ１０４への電源電圧２０８を低下させると、ＰＡ１０４の効率が良化する。ＰＡ１０４の調整済み供給電圧２０８は、ＰＡ１０４がその最高効率増幅帯（ｍｏｓｔ ｅｆｆｉｃｉｅｎｔ ａｍｐｌｉｆｉｃａｔｉｏｎ ｚｏｎｅ）内に確実に留まるように調整される。ＰＡ１０４の電源電圧２０８を調整すると必ずＰＡ１０４の利得が変わるため、ＰＡ１０４の出力振幅がＳＭＰＳ３１０からの電源電圧２０８と共に変化し、こうして振幅制御ループを閉じることができる。かかる動作の原理は、下記のように説明することができる。

ＰＡ１０４への入力が増加すると、ＰＡ１０４の出力も増加する。ＰＡ１０４が小入力信号に対応する線形な動作領域に留まっている時は、その出力は入力と共に線形に増加することになる。それ故、比較器３０８への両入力は同じ量だけ上昇することになり、その結果、電源電圧２０８において誤差補正は無く、電圧変化もない。これは、出力電力が比較的小さく、飽和点を十分に下回っている場合の状況である。

ＰＡ１０４の入力で入力電力が上昇し続けると、それを超えるとＰＡ１０４の出力がもはやＰＡ１０４への入力に比例しなくなる点が現れるであろう。振幅制御ループは、ＰＡ１０４の出力と入力との間のかかる誤差を検出し、当初に所望の出力電力が出力されるようにＰＡ１０４への電源電圧を引き上げ、その結果、たとえ非線形のＰＡ１０４を用いていても、システムは線形動作を行うことになるであろう。

実際的な応用例では、ＰＡ１０４は、例えばその出力電力範囲の最高部１０ｄＢにおいて、それのＶｃｃから完全にまたは部分的に飽和させられており、ＲＦ信号１０４のＲＦ変調が振幅を変化させると、振幅制御ループは、最高電力を必要とするときにのみ能動的にＰＡ１０４への電源電圧２０８を制御するであろう。より低い入力電力に対し、振幅制御ループは、それが利得誤差を検出しないため、電源電圧２０８を固定されたレベルのまま変えず置いておくことになり、その結果、ＰＡ１０４の利得は固定されているであろう。圧縮超過深度（ｄｅｐｔｈ ｂｅｙｏｎｄ ｃｏｍｐｒｅｓｓｉｏｎ）は、入力信号２０４のレベルおよび減衰器３０６のレベル、ならびに、ＰＡ１０４へのデフォルト電源電圧Ｖｃｃ（図３Ａに図示せず）を設定することにより調整可能である。この振舞いは、シミュレーション結果が従来の（フィードバックがない）ポーラ方式の振舞いを比較している図７に例示されており、そこでは、ＰＡへの電源電圧は、曲線７０１で示されるように、０．１Ｖと２．９Ｖとの間で変動し、０．１Ｖ付近で最小値に達しているが、一方、振幅補正信号３０９を用いた図３Ａの第一の実施形態のＰＡ１０４への電源電圧２０８は、７０２を付した曲線で示されるように、０．５Ｖ未満に低下しない。二重利得制御（ｄｕａｌ ｇａｉｎ ｃｏｎｔｒｏｌ）方法の振幅変動は、曲線７０３で示されるように、明らかにさらに抑制されているが、これについては、図５Ａおよび５Ｂを参照しながら本発明の第三の実施形態に関連させて、後で詳細に説明する。

ＰＡ１０４への電源電圧を変化させると、位相変化も生じる。それ故、上記の位相制御ループは、振幅制御ループと協働して、ＰＡ１０４の出力信号におけるＲＦ変調の精度を維持する。なお、位相制御ループも誤差補正ループ専用であり、そのため、ノイズには最小限度でしか寄与しない。

さらに、振幅補正ループは、ＰＡ１０４への調整済み供給電圧２０８を生成するのに、それ自身では何ら大電力を消費することがなく、それ故、実際にＲＦ電力増幅器回路全体の効率を向上するＳＭＰＳ３１０を用いることができるという利点を有する。これが可能なのは、ＰＡ１０４への調整済み供給電圧２０８が、本質的に遥かに広い変動またはゆらぎ範囲を有するＲＦ入力信号２０４の実際の振幅ではなく、本質的に遥かに狭い変動またはゆらぎ範囲を有する振幅補正信号３０９に基づき、ＳＭＰＳ３１０により生成されるからである。変動範囲が狭い振幅補正信号３０９に追従するようにＳＭＰＳ３１０を実現するのはより容易であるが、それがＲＦ入力信号２０４の未修正の振幅に追従しなければならないとすると、実現するのはより困難であろう。これは、振幅信号そのものは、振幅そのものが低い場合に、それの最高速度で変動するという事実と関連がある。ＰＡが線形モードで動作している場合は、振幅補正ループは、その出力を何ら変化させる必要がない。例えば、振幅補正信号３０９は、実際の出力電力変動の最高部１０ｄＢに対してのみ能動的であってもよい。一方、振幅信号そのものは４０ｄＢ変動するおそれがあり、０ｄＢｃ〜−１０ｄＢｃ間で変動するよりも、−１０ｄＢｃ〜−４０ｄＢｃ間の方が遥かに高速で変動する。それ故、電圧変化速度と関係付けられるＳＭＰＳ３１０の帯域幅要件は、ＰＡ１０４の供給源を制御するのに、振幅信号そのものではなく、振幅補正信号３０９が用いられる場合に緩和される。ＳＭＰＳ３１０は、それ自身で大きな電力を消費することはなく、それ故、電池電力の使用量に大きく寄与することはなく、実際に、ＲＦ電力増幅器回路の効率を増大させる。一方、従来のポーラ変調技術は一般的に、ＰＡ１０４への電源電圧を調整するのに振幅信号そのものを利用しており、このことが、より高い帯域幅要件のために、広帯域ＲＦ信号にＳＭＰＳ３１０を使用することの妨げとなっている。そのため、従来のＲＦ電力増幅器制御システムは一般的に、ＰＡ１０４への電源電圧を調整するのに（ＳＭＰＳではなく）線形レギュレータを用いる。かかる線形レギュレータは、それの電流に線形レギュレータ両端の電圧降下を乗じた結果の電力をそれ自身で消費する。振幅信号に大きな降下がある場合、これによってかなりの電力が消失され、その結果、ＲＦ送信器により消費される電池電力全体は、全くまたはわずかしか抑制されない。これは、ＲＦＰＡで獲得されたいかなる効率も、ほとんどが線形レギュレータそのもので消失されるからである。

図３ＡのＰＡコントローラ回路を有するＰＡ１０４の効率が、出力電力レベルの相当の範囲で高いままであることと、効率がＰＡ１０４のレベルの出力電力が低下するにつれ有意に減少しないこととが明らかである。対照的に、このようなＰＡ１０４を有さない従来のＰＡ１０４は、出力電力が低下すると効率が低くなるという弊害を有する。このことは、典型的なＰＡが、より低い出力レベルにおいて動作する際に飽和からの増大した距離において動作するが、図３ＡのＰＡコントローラ回路を用いるＰＡがその供給電圧から完全にまたは部分的に飽和して動作することに起因する。従って、例えば、アンテナにおけるロード偏差を補償するために、余分な電力（例えば、２ｄＢ）を提供する能力を有する図３ＡのＰＡコントローラ回路を有するＰＡを設計することは、通常（例えば、２４ｄＢｍ）の出力電力レベルにおいて動作するＰＡと比較すると、効率における実質的な減少を生じさせる。対照的に、このようなＰＡコントローラ回路を有さない従来のＰＡは、アンテナにおけるロード偏差を補償するために余分な電力を提供するように設計される場合に、効率を有意に低下させる。それ故、図３ＡのＰＡコントローラは、図１０Ａ〜図１０Ｄを参照して下記に説明されるように、アンテナにおけるロード偏差を補償するために非常に適している。

図３Ｂは、本発明の第一の実施形態に係る、ＲＦＰＡ回路においてＲＦＰＡ１０４の振幅制御ループを制御する方法を例示する。図３Ａおよび３Ｂの両図において、手順が開始する（３５２）と、比較器３０８がＲＦ入力信号２０４の振幅３２３をＰＡ１０４からのＲＦ出力信号１１０の減衰振幅３２２と比較し（３５４）、振幅補正信号３０９を生成する。ＳＭＰＳ３１０は、振幅補正信号３０９に基づき、ＰＡ１０４に提供される調整済み供給電圧２０８を生成し（３５８）、手順が終了する（３６０）。

図４Ａは、本発明の第二の実施形態に係るＲＦＰＡ回路を例示する。図４Ａに例示されるＲＦＰＡ回路は、（ｉ）振幅補正信号３０９が、線形レギュレータ４０２を具備する高周波経路に送られる高周波振幅補正信号４０１、ＳＭＰＳ４０４を具備する低周波経路に送られる低周波振幅補正信号４０３、の２つの信号に分岐される点、ならびに、（ｉｉ）線形レギュレータ４０２およびＳＭＰＳ４０４の出力が加算器ブロック４０６で組み合わされてＰＡ１０４への調整済み供給電圧２０８を生成する点、を除いて、図３Ａに例示されるＲＦ送信器回路と実質的に同一である。例えば、加算器ブロック４０６として、単純な電流加算ノード、小型高周波変圧器、または他の様式の能動電子ソリューションを用いてもよい。

高周波振幅補正信号４０１は、調整済み供給電圧２０８の高周波部４０５を生成する線形レギュレータ４０２に入力される。低周波振幅補正信号４０３は、調整済み供給電圧２０８の低周波部４０７を生成するＳＭＰＳ４０４に入力される。加算器ブロック４０６は、ＰＡ１０４を高効率動作範囲に留めておくために、高周波部４０５と低周波部４０７とを組み合わせて、ＰＡ１０４への調整済み供給電圧２０８を生成する。

振幅補正信号３０９は、それぞれハイパスフィルタ４１０およびローパスフィルタ４１１を用いて、高周波振幅補正信号４０１および低周波振幅補正信号４０３に分岐される。高周波振幅補正信号４０１は、振幅補正信号３０９の所定の周波数より高い成分を有し、低周波振幅補正信号４０３は、振幅補正信号３０９の所定の周波数より低い成分を有する。振幅補正信号３０９を分岐するのに用いられる所定周波数は、任意の周波数に設定して差し支えないが、ＲＦ送信器回路全体の効率が十分に改善される最適点に設定するのが好ましい。例えば、所定周波数は、スペクトル的に占有されるＲＦ信号の帯域幅のわずか２０分の１であってもよい。他の実施形態において、所定周波数を固定せずに、ＲＦ送信器回路の最高性能を達成するように動的に調整してもよい。

ＰＡ１０４の特定の制御電圧２０８において、電池（図示せず）等の電源から線形レギュレータ４０１により消費される電力は、下記のように近似できる：

ここで、Ｅｆｆｌ＝１．０５、これはこの近似を可能にするために十分に１に近い。
但し、Ｐ_ｂａｔは電池からの電力、Ｉ_ｐａはＰＡ１０４への入力電流、Ｖ_ｐａはＰＡ１０４への入力電源電圧であり、Ｖｃｃは電池の電源電圧である。さらに、ＰＡ１０４の特定の制御電圧２０８において、電池（図示せず）等の電源からＳＭＰＳ４０４により消費される電力は、下記のように近似できる：
Ｐ_ｂａｔ＝Ｅｆｆｓ＊Ｉ_ｐａ＊Ｖ_ｐａ
ここで、Ｅｆｆｓ＝１．１であり、ＳＭＰＳのスイッチ（図示せず）の効率は、通常は９０％を超える。

もしＰＡ１０４への平均入力電圧Ｖ_ｐａが電池の電源電圧Ｖｃｃより大幅に低ければ、ＳＭＰＳ４０４は遥かに低い電力消費を達成する。線形レギュレータ４０２は一般的にＳＭＰＳ４０４より低効率であるが、振幅補正信号３０９のエネルギーの大部分が、高周波部４０１ではなく、低周波部４０３に包含されるため、振幅補正信号３０９の高周波部４０１を処理する線形レギュレータ４０２は、何ら影響の大きい態様でＲＦＰＡ回路全体を低効率化することはない。これについては、図８および９を参照して、後で説明する。

振幅補正信号３０９の低周波部４０３を搬送するＳＭＰＳ４０４を含んで構成される高効率経路と、振幅補正信号３０９の高周波部４０１を搬送する線形レギュレータ４０２を含んで構成される低効率経路の両方を用いることは、周波数レスポンスが限られているＳＭＰＳ４０４を用いることができるという利点を有する。すなわち、ＳＭＰＳ４０４は非常に高い周波数には対応する必要がなく、振幅補正信号３０９の低周波数側の限られた範囲に対応しさえすればよく、それにより、ＳＭＰＳ４０４を実現するのが遥かに容易になり、かつ費用面でより効率的になる。ＳＭＰＳ４０４を線形レギュレータ４０２と組み合わせれば、振幅補正信号３０９の低周波部４０３に含まれている振幅補正信号３０９のほとんどのエネルギーが、より低効率の線形レギュレータ４０２ではなく、より高効率のＳＭＰＳ４０４のよって処理されるため、決してＲＦＰＡ回路の全体効率を影響の大きな態様で犠牲にすることなく、振幅補正信号３０９の全周波数範囲に対応する高域帯域幅の動作が可能になる。

例えば、下記の表１は、ＷＣＤＭＡ携帯電話で用いられる仮想の単純な４ＱＡＭ（直交振幅変調）信号において、種々の周波数範囲に包含されるエネルギーの百分率、および表１に示される特定の動作条件で図４Ａの実施形態に係るＲＦ送信器による達成が予測され得る全体効率を例示する。合成された振幅および位相スペクトルは、幅が４ＭＨｚである。

表１の実施例に示されるＳＭＰＳ４０４の帯域幅が極端に狭い（１００ｋＨｚ）にもかかわらず、図４Ａの実施形態に係るＲＦ電力増幅器供給源システムでは、上記の仮想条件において、効率９０％のＳＭＰＳ４０４を効率５７％の線形レギュレータ４０２と組み合わせて用いることにより、７１％の効率が予測され得る。これは、同一動作条件下で通常は線形レギュレータのみを用い、それ故、効率が５７％しかない従来のＰＡコントローラシステムに比べ、非常に大きな改善である。帯域幅を広げたＳＭＰＳ４０４を用いることにより、ＲＦ電力増幅器の効率をさらに改善することが可能である。

図４Ｂは、本発明の第二の実施形態に係る、ＲＦＰＡ回路においてＲＦＰＡの振幅制御ループを制御する方法を例示する。図４Ｂを、図４Ａと共に説明する。図４Ａおよび４Ｂの両図において、手順が開始する（４５２）と、比較器３０８は、ＲＦ入力信号２０４の振幅３２３をＰＡ１０４からのＲＦ出力信号１１０の減衰振幅３２２と比較し（４５４）、振幅補正信号３０９を生成する。振幅補正信号３０９の低周波部４０３が高効率ＳＭＰＳ４０４に印加される（４５６）とともに、振幅補正信号３０９の高周波部４０１が低効率線形レギュレータ４０２に印加される（４５６）。高効率ＳＭＰＳ４０４および低効率線形レギュレータ４０２の出力４０７、４０５の組合せに基づいてＰＡ１０４への電源電圧２０８が調整され（４６０）、手順が終了する（４６２）。

図５Ａは、本発明の第三の実施形態に係るＲＦＰＡ回路を例示する。図５Ａに例示されるＲＦ送信器回路は、利得制御ブロック５０６および可変利得増幅器５０２が付加されて、ＰＡ１０４およびＲＦ送信器回路全体の効率を制御する追加の手段を提供している点を除いて、図４Ａに例示されるＲＦ送信器回路と実質的に同一である。図５Ａの第三の実施形態は、本明細書では、図４Ａの第二の実施形態に対する改善として例示されているが、図５Ａの第三の実施形態のものと同一の概念は、図３Ａの第一の実施形態を改善するのにも用い得ることに留意されたい。

さらに具体的には、利得制御ブロック５０６は、振幅補正信号３０９を受信し、振幅補正信号３０９に基づいて可変利得増幅器５０２の利得を調整するとともに、図４Ａを参照して上述した如く調整済み供給電圧２０８を生成するために、振幅補正信号３０９の低周波部および高周波部４０３、４０１をそれぞれＳＭＰＳ４０４および線形レギュレータ４０２に送る。利得制御ブロック５０６に入力される振幅補正信号３０９の振幅を監視することにより、ＰＡ１０４の前の可変利得増幅器５０２の利得をさらに補償する制御信号５０４が作成される。このように編成することにより、図４Ａで上述した第二の実施形態のものと比べ、ＰＡコントローラシステムにおいて、さらに低い帯域幅が使用可能になる。さらに、図４Ａの実施形態では、出力電力を変化させるのに、送信器ＩＣ１０２の利得を変化させる必要があったが、今では出力電力のプログラム設定性を完全にＰＡコントローラ２０２に対応させることができる。

可変利得増幅器５０２および利得制御ブロック５０６を追加したので、ＰＡ１０４を、それの圧縮点を超える任意の特定の深度で用いることが可能である。「圧縮超過深度」という用語は、本明細書では、ＰＡ１０４の平均入力圧縮レベルとＰＡ１０４における実際の平均入力電力との差を指すのに用いられる。例えば、ピーク出力電力が必要とされる場合は、ＰＡ１０４への入力を、ＰＡ１０４の１ｄＢ圧縮点を超えて、１０ｄＢだけオーバードライブすることができる。ピーク電力が必要とされる場合にＰＡ１０４の電源電圧を調整することも可能であるので、１ｄＢ圧縮点はより高く設定され、同一の出力ピーク電力を得るのに、ＰＡ１０４入力を３ｄＢだけオーバードライブすることが必要であるに過ぎない。入力レベルおよび電源電圧の両方を動的に調整すれば、かかるループシステムは、制御電圧２０８の振幅をさらに大幅に抑制することができる。

図５Ａの実施形態において、利得および圧縮点を振幅制御閉ループにより独立的にプログラム設定すれば、電源システム（線形レギュレータ）がＰＡ１０４に送るべき高周波エネルギーの量を抑制することも可能になる。これは、利得誤差の一部を、（ノード２０８で閉じられる）Ｖｃｃ制御ループよりも高速に、可変利得増幅器５０２に補正させることにより実施可能であり、このようにして、低効率、高周波ブランチ（線形レギュレータ４０１）により実施されるべき補正量を抑制する。それ故、ノード２０８および５０４の信号の帯域幅を、大幅に異ならせることが可能である。高周波にはほんの一部のエネルギーしか存在しないため、ノード５０４の帯域幅に対してノード２０８の制御帯域幅を抑制したことで、効率はほんの少しが犠牲になるに過ぎない。２つの能動帯域幅の比率は、全体システムの設計上のトレードオフの一部である。利得制御ブロック５０６は、利得ループが可変利得増幅器５０２を通して閉じた状態のまま、圧縮点を調整する。これにより、ＲＦコントローラシステムは、形成される信号品質への影響がより少ない最適の（振幅補正信号３０９の絶対値によりまたは代替として利得制御５０４の平均値により測定された）圧縮超過深度および効率を探索することができる。最適圧縮超過深度の探索は、振幅補正信号３０９の絶対値、ならびにその派生信号（ｄｅｒｉｖａｔｉｖｅ）を監視する低速制御ループにより実施可能である。別の代替方法は、利得制御信号５０４の平均値を監視することである。両振幅制御５０４および２０８の相関的動作を制御するために、特にノード２０８における最大電圧を制御するために、可変利得増幅器５０２の圧縮レベル用の制御システムを構築してもよい。図５Ａの実施形態においてＰＡ１０４への電源電圧２０８およびＰＡ１０４への入力５０８の両方が調整可能なため、かかる実施形態は本来、２つの制御用信号情報源を用いることにより、より大きな設計上の自由度をもたらす。これにより、図７に示すように、電圧制御信号２０８の変動振幅をさらに抑制することができる。同図において、最も変動が小さい電圧は７０３が付された信号であり、図５Ａのこの実施形態に対応する。

さらに、図５Ａの第三の実施形態は、ＲＦ信号の極座標表現（ｐｏｌａｒ ｒｅｐｒｅｓｅｎｔａｔｉｏｎ）を直接処理するのにも十分に適している。この場合、ＴＸＩＣ１０２からの振幅信号は振幅検出器３０２につながり、ＴＸＩＣ１０２からの位相専用信号は可変利得増幅器５０２およびリミッタ３１２に結合されることになるであろう。

図５Ｂは、本発明の第三の実施形態に係る、ＲＦ送信器回路においてＲＦＰＡの振幅制御ループを制御する方法を例示する。図５Ｂに例示の方法は、ステップ５１２が加えられた以外は、図４Ｂに例示の方法と実質的に同一である。ステップ５１２において、ＰＡ１０４への入力信号５０８は、可変利得増幅器５０２を使用することにより、振幅補正信号３０９に基づいて調整される。そのため、図５Ｂの方法には、ＰＡ１０４およびＲＦＰＡ回路全体の効率を制御する追加の手段が設けられている。

図６は、本発明に係る、ＲＦＰＡ回路においてＲＦＰＡの位相制御ループを制御する方法を例示する。図６の位相制御方法は、図３Ａ、４Ａ、５Ａ、１０Ａおよび１０Ｃに示されるように、図３Ｂ、４Ｂ、５Ｂ、１０Ｂおよび１０Ｄに記載の振幅補正ループ制御方法の任意のものに用いることができる。図６の方法を、図３Ａ、４Ａ、および５Ａと共に説明する。

手順が開始６０２すると、比較器３１６は、ＲＦ入力信号２０４の位相をＰＡ１０４からの減衰ＲＦ出力信号３２６の位相と比較６０４し、位相誤差信号３１７を生成する。位相誤差信号３１６は、ループフィルタ（ＰＬＦ）３１８によりフィルタ６０６され、位相制御信号３１９を生成する。入力ＲＦ信号２０４の位相は、入力信号２０４の位相が出力ＲＦ信号１１０の位相と動的に整合するように、位相制御信号３１９に基づいてシフト６０８され、手順が終了６１０する。

図７は、従来のポーラ制御方法、図３Ａの第一の実施形態、および図５Ａの第三の実施形態に対応するＰＡへの電源電圧２０８の波形の変化を、公称電源電圧が３．４Ｖで毎秒３．８４Ｍｃｈｉｐを用いるＷＣＤＭＡ変調方式の代表的な市販ＷＣＤＭＡ用ＰＡについてシミュレーションした結果を示す。前述のように、従来のポーラシステムにより生成される調整済み供給電圧２０８は、曲線７０１で示されているが、広いゆらぎで最も大きく変動し、図３Ａの第一の実施形態により生成される調整済み供給電圧２０８は、曲線７０２で示されているが、曲線７０１よりも小さく変動し、図５Ａの第三の実施形態により生成される調整済み供給電圧７０３は、ほんのわずかのゆらぎで最も小さく変動する。

図８は、図５Ａのノード５０９（その電圧はノード３０９の電圧と同一であろう）に存在する時間領域波形例をシミュレーションした結果を示し、図９は、図５Ａのノード４０１および４０３に存在する時間領域波形例をシミュレーションした結果を示すが、いずれも、公称電源電圧が３．４Ｖで毎秒３．８４Ｍｃｈｉｐを用いるＷＣＤＭＡ変調方式の代表的な市販ＷＣＤＭＡ用ＰＡにおけるものである。図８のループ電圧対時間は、ループが、一部の短い瞬間を除いては、ほとんどの時間に２．５Ｖよりも遥かに低い電圧を維持することを示している。これは、高いピークと、しかしながら遥かに低い平均とを必要とする信号の振幅特性に起因する。図９に電圧４０１および４０３が示されている。これらはそれぞれ、１００ｋＨｚハイパスフィルタ４１０および１００ｋＨｚローパスフィルタ４１１によるフィルタ後の電圧３０９（または５０９）に対応する。ローパスフィルタ信号４０３は、値が１．９Ｖの略ＤＣ信号であり、一方ハイパスフィルタ信号４０１は、低ＤＣ値およびわずか０．２Ｖの実効値を有する帯域制限波形であることが分かるであろう。もし実現容易な低域出力帯域幅のＳＭＰＳ４０４により９０％の効率で１．９Ｖが生成され、線形増幅器４０２を用いて６０％の効率で０．２Ｖが生成されれば、信号３０９は（１．９+０．２）／（１．９／０．９＋０．２／０．６）＝８７．５％の合成効率で生成され得る。これは、（１．９／３．４）／１．０５＝５３％の平均効率の線形レギュレータを用いて信号３０９を生成するよりも遥かに良好である。本明細書に提示の計算は工学的な近似であることは理解されるべきであるが、電池持続時間についての潜在的な利点は、この実施例を通して明らかに把握できる。

図１０Ａは、本発明の第四の実施形態に従う、ＲＦ電力増幅器回路を示す。図１０Ａに示されるＲＦ送信器回路は、実質的に図５Ａに示されるＲＦ送信器回路と同一であるが、アンテナロード検出回路１００２とアンテナロード偏差制御回路１００４とが追加され、ＲＦＰＡ回路とアンテナとの間のインピーダンス不整合を補償する手段を提供している点が異なる。図１０Ａの第四の実施形態は、本明細書において図５Ａの第三の実施形態の改良として示されるが、図１０Ａの第四の実施形態の同一の概念がまた、図３Ａの第一の実施形態または図４Ａの第二の実施形態を改良するためにも用いられ得ることに注意されたい。

アンテナロード検出回路１００２は、ＲＦＰＡ回路の出力１１０において見られるようにアンテナにおけるロード偏差を検出する。例えば、アンテナロード検出回路１００２は、ＰＡ１１０の出力１１０において見られるインピーダンス不整合を検出し得、これはアンテナロード不整合を示す。インピーダンス不整合は、（ｉ）ＰＡ１０４への電流を感知すること、（ｉｉ）アンテナ近傍の指向性カプラ（図示されず）のリバース電力ポートを感知すること、（ｉｉｉ）既知の供給電圧条件下でＰＡ１０４の利得を感知すること、および／または（ｉｖ）ＰＡ１０４の出力においてＰＣＢトレースに沿ったＶＳＷＲ（電圧定常波比率）を感知すること、を含む種々の方法で検出され得る。これらの感知される値のいくつかの組み合わせまたは個別の組み合わせは、アンテナロード検出回路１００２に、ＰＡの出力１０４におけるインピーダンス不整合のレベルおよび角度を示し得、この情報はアンテナロード偏差制御回路１００４に渡される。任意の他のアンテナロード不整合検出方法も用いられ得る。

アンテナロード偏差制御回路１００４は、制御信号１００８を生成し、この信号は、調整済み可変減衰器（ＲＦＦＡ）３０６の利得を設定するために、利得設定信号３２１として用いられる。制御信号１００８は、検出されるインピーダンス不整合を補償する方法で生成される。具体的には、アンテナロード偏差回路１００４は、制御信号１００８を生成して、ＲＦＦＡ１００６における減衰のレベルを増大させ、それにより、振幅比較器３０８へ入力されるフィードバック出力電圧３２６のレベルを減少させる。次に、このことは、調整済み電源電圧２０８を増大させることにより、ＰＡ１０４の出力電力１１０全体を増大させ、アンテナロード不整合によって引き起こされるアンテナからの放射電力の減少を補償する。ＰＡ１０４の出力１１０における速度はこの方法で調整され、この検出されたインピーダンス不整合の変化速度は、振幅制御ループの帯域幅よりも小さく、電力における増大の補償は、振幅制御ループによって正確に追跡され得る。さらに、インピーダンス不整合の変化速度は、変調速度よりも大幅に遅いので、変調の追跡に大きな効果をもたらさない。このＰＡ出力電力を増大させる方法の利点は、ＴＸＩＣ１０２からのＲＦ入力２９４が、そのレベルを変化する必要がなく、そのため、その出力レベルを調整するようにＴＸＩＣ１０２に命令する追加の制御信号に対する必要性を除去することである。ＴＸＩＣ１０２は、無線機とは物理的に異なる区画に配置され得、長い制御線を必要として、さらに、このような追加の制御信号を受容する適切なインタフェースを有し得ない。

図１０Ａには示されていないが、あまり有利ではないがそれでも適切な実施形態において、アンテナ偏差制御回路１００４は、種々の方法でＲＦ入力信号のレベルを調整し得る。その方法とは、ＰＡ１０４の入力に結合されていた可変減衰器を調整すること、またはＴＸＩＣ１０２もしくは変調を生成するデジタル信号プロセッサ（図示せず）に、その出力電力を調整するように命令し、それによりＰＡ１０４の全体の出力電力１１０を増大させ、アンテナロード不整合によって引き起こされたアンテナからの放射電力の減少を補償する。

さらに、ノード２０８においてＰＡ１０４に送られる電流およびノード２０８における調整済み電源電圧が、図１０Ａに示されるように、感知されて、アンテナロード偏差制御回路１００４に入力され得ることにも注意されたい。ＰＡ１０４に送られる電力は、単純な乗算器（図示せず）を用いてこのような電圧と電流とを単純に乗算することによって、決定され得る。ＰＡ１０４に送られる電力が所定の閾値（安全な電力消費のためのＰＡの率によって決定され得る）より大きい場合、アンテナロード偏差制御回路１００４は、次いで、ＲＦＦＡ３０６が、その減衰レベルを減少させて、振幅比較器３０８に入力される出力フィードバック電圧を増大させるように制御し得る。次に、このことは、ＰＡ１０４の出力電力の安全なレベルに達するまで、ＰＡ１０４の調整済み電源電圧２０８と全体の出力電力との減少という結果をもたらす。

さらに、ノード２０８においてＰＡ１０４に入る電圧と電流とを乗算した値から、ＰＡ１０４の出力電力を近似する値を差し引くことによって、ＰＡ１０４自体において散逸される電力を近似することも可能である。ＰＡ１０４の出力電力を近似する値は、ＰＡ１０４の出力に接続される指向性カプラ（図示せず）の順方向結合された電力ポートを監視することによって、得られ得る。ＰＡ１０４によって散逸される電力が、所定の閾値（安全な電力消費のためのＰＡの率によって決定され得る）より大きい場合、アンテナロード偏差制御回路１００４は、次いで、ＲＦＦＡ３０６が、その減衰レベルを減少させて、振幅比較器３０８に入力される出力フィードバック電圧を増大させるように制御し得る。次に、このことは、ＰＡ１０４の出力電力の安全なレベルに達するまで、ＰＡ１０４の調整済み電源電圧２０８と全体の出力電力との減少という結果をもたらす。

図１０Ｂは、本発明の第四の実施形態に従う、ＲＦＰＡ回路の振幅制御ループを制御する方法を示す。図１０Ｂに示される方法は、図５Ｂに示される方法と、実質的に同一であるが、ステップ１０２４と１０２２とが追加されている点が異なる。ステップ１０２４において、ＲＦ出力信号の振幅が、インピーダンス不整合によって引き起こされたＰＡ出力電力１０４における減少を補償するために、ＲＦ出力信号の振幅が、ＲＦＦＡ３０６によって減衰され、ＰＡ１０４からの出力電力１０４を増大させる。ステップ１０２２において、ＲＦ出力信号の振幅の減衰が、ＲＦＦＡ３０６によって減少されて、ＰＡ１０４に送られる電力が安全な所定の閾値を超える場合に、ＰＡ１０４からの出力電力を減少させる。これらのステップ１０２２と１０２４とは、ステップ４５４の前に行われて、振幅比較器３０８に送られる出力フィードバック電圧のレベルを調整する。

図１０Ｃは、本発明の第五の実施形態に従う、ＲＦ電力増幅器回路を示す。図１０Ｃに示されるＲＦ送信器回路は、図５Ａに示されるＲＦ送信器回路と実質的に同一であるが、アンテナロード検出回路１００２、アンテナロード偏差制御回路１００４および出力不整合補償回路１００６は、ＲＦＰＡ回路とアンテナとの間のインピーダンス不整合を補償するための手段を提供するように追加される。さらに、図１０Ｃに示されるＲＦ送信器回路は、図１０Ａに示されるＲＦ送信器回路と類似しているが、アンテナロード偏差制御回路１００４とは、ＲＦＦＡ３０６に対する利得設定信号３２１以外の出力整合補償回路１００６を制御するという点を除く。しかしながら、図１０Ａの第四の実施形態は、図１０Ｃの第五の実施形態と組み合わせて、両方の実施形態の特徴を含み得ることに注意されたい。図１０Ｃの第五の実施形態は、図５Ａの第三の実施形態に対する改良として、本明細書に図示されているが、図１０Ｃの第五の実施形態の同一の概念はまた、図３Ａの第一の実施形態または図４Ａの第二の実施形態を改良するためにも用いられ得ることに注意されたい。

アンテナロード検出回路１００２は、上述のように、ロード偏差と、結果生じるインピーダンス不整合を検出し、この情報はアンテナロード偏差制御回路１００４に渡される。アンテナロード偏差回路１００４は、検出されたインピーダンス不整合に基づき生成された制御信号１０１０を介して出力整合補償回路１００６を制御する。出力整合補償回路１００６は、ＰＡ１０４の出力インピーダンスを変形して、アンテナに対してより近くインピーダンスを整合し、それによりアンテナインピーダンス不整合によって引き起こされた電力損失を減少させる。例えば、アンテナロード偏差制御回路１００４は、インピーダンス不整合がアンテナロード偏差制御回路１００４によって検出されなくなるまで、一連の調整済みインピーダンス変形を介して、出力整合補償回路１００６に段階を踏ませる。出力整合補償回路１００６は、例えば、インピーダンス整合を最適化するために出力整合補償回路１００６内の静電容量を電子的に調整するために、バラクタダイオードを用いて実装され得る。あるいは、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）またはＰＩＮダイオードスイッチが、出力整合補償回路１００６内の回路ネットワークの様々な部品をイネーブルまたはディセーブルし得る。出力整合補償回路１００６は、ＰＡ出力整合ネットワークの一部として実装され得ることに注意されたい。

出力整合補償回路１００６の使用は、ＰＡ出力信号１１１０に望ましくない歪みを追加し得る。この歪みは、出力整合補償回路１００６に存在する高電圧スイングによって生じ得、これが出力整合補償回路１００６におけるバラクタダイオード（図示せず）の静電容量を変調する。さらに、ＦＥＴスイッチまたはＰＩＮダイオードスイッチを開閉することによるインピーダンスの変化は、出力１１０において望ましくない歪みを引き起こし得る。しかし、本発明のＰＡコントローラ回路の閉振幅制御ループおよび／または閉位相制御ループの動作は、この歪みおよび出力整合補償回路１００６の歪みを減少させ、例えば、ＷＣＤＭＡ信号などの歪みに敏感なシステムにおいてでさえも、図１０Ｃの第五の実施形態のＲＦ送信器回路の使用を可能にする。

図１０Ｄは、本発明の第五の実施形態に従う、ＲＦＰＡの振幅制御ループを制御する方法を示す。図１０Ｄに示される方法は、図５Ｂに示される方法と実質的に同一であるが、ステップ１０２６が追加されている点が異なる。ステップ１０２６において、ＰＡ１０４の出力インピーダンスは、出力整合補償回路１００６によって変形され、アンテナのインピーダンスにより正確に整合する。このことは、第五の実施形態のＲＦＰＡ送信器回路に追加手段を提供して、ロード偏差および出力インピーダンス不整合を補償する。

この開示を読めば直ちに、当業者であれば、本発明の開示の原理を通して、ＲＦ電力増幅器コントローラのさらに他の代替的構成設計および機能設計が分かるであろう。例えば、図４Ｂの実施形態では振幅補正信号３０９を２つの周波数範囲に分岐したが、振幅補正信号３０９を３つ以上の異なる周波数範囲に分岐して、可変電源コンポーネントで個別に処理することが可能である。電力増幅器コントローラ回路は、本明細書では実施形態を携帯電話の用途で用いられるＲＦＰＡコントローラとの関係で説明しているが、多くの異なる様式の電子装置における任意の様式の電力増幅器に用いてもよい。これらの用途の実施例には、映像信号およびマンチェスタ符号化データ伝送がある。

別の実施例として、本明細書に記載のＰＡシステムの一部の信号を処理するのに、デジタル技術を用いてもよい。信号がアナログ形式で表されるかまたはデジタル形式で表されるかによって、本発明の各種実施形態に係るＰＡシステムの振幅および位相制御ループの動作の機能または原理は、変わらないであろう。例えば、振幅誤差信号３０９の観測に基づいてＰＡ１０４の通常の伝達関数を計算し、ノード２０６、２０８でＰＡを駆動する信号を構築することは可能であり、これは依然として閉ループ制御の一形式である。

それ故、本発明の特定の実施形態および応用例を例示し、説明したが、本発明は本明細書に記載したまさにその構築物および構成要素に限定されるのではないこと、ならびに、当業者であれば把握する種々の修正、変更および変形を、本明細書に記載の本発明の方法および機器の編成、動作および細部について、添付の請求項に規定の発明の精神および範囲から逸脱することなしに行ってもよいことは理解されるべきである。

図１は、従来のＲＦ送信器回路を例示する。 図２は、本発明に係るＰＡコントローラを具備するＲＦ送信器回路を例示する。 図３Ａは、本発明の第一の実施形態に係るＲＦ電力増幅器回路を例示する。 図３Ｂは、本発明の第一の実施形態に係る、ＲＦＰＡ回路の振幅制御ループを制御する方法を例示する。 図４Ａは、本発明の第二の実施形態に係るＲＦ電力増幅器回路を例示する。 図４Ｂは、本発明の第二の実施形態に係る、ＲＦＰＡ回路の振幅制御ループを制御する方法を例示する。 図５Ａは、本発明の第三の実施形態に係るＲＦ電力増幅器回路を例示する。 図５Ｂは、本発明の第三の実施形態に係る、ＲＦＰＡ回路の振幅制御ループを制御する方法を例示する。 図６は、本発明に係るＲＦ電力増幅器回路の位相制御ループを制御する方法を例示する。 図７は、従来のポーラ制御方法、図３Ａの第一の実施形態、および図５Ａの第三の実施形態に対応するＰＡへの電源電圧２０８の波形の変化を、公称電源電圧が３．４Ｖで毎秒３．８４Ｍｃｈｉｐを用いるＷＣＤＭＡ変調方式の代表的な市販ＷＣＤＭＡ用ＰＡについてシミュレーションした結果を示す。 図８は、図５Ａのノード５０９に存在する時間領域波形例を、公称電源電圧が３．４Ｖで毎秒３．８４Ｍｃｈｉｐを用いるＷＣＤＭＡ変調方式の代表的な市販ＷＣＤＭＡ用ＰＡについてシミュレーションした結果を示す。 図９は、図５Ａのノード４０１および４０３に存在する時間領域波形例を、公称電源電圧が３．４Ｖで毎秒３．８４Ｍｃｈｉｐを用いるＷＣＤＭＡ変調方式の代表的な市販ＷＣＤＭＡ用ＰＡについてシミュレーションした結果を示す。 図１０Ａは、本発明の題四の実施形態に従う、ＲＦ電力増幅器回路を示す。 図１０Ｂは、本発明の題四の実施形態に従う、ＲＦＰＡ回路の振幅制御ループを制御する方法を示す。 図１０Ｃは、本発明の第五の実施形態に従う、ＲＦ電力増幅器回路を示す。 図１０Ｄは、本発明の第五の実施形態に従う、ＲＦＰＡ回路の振幅制御ループを制御する方法を示す。

Claims (25)

1. 無線周波数（ＲＦ）電力増幅器回路であって、
   ＲＦ入力信号を受信し、増幅してＲＦ出力信号を生成するように結合された電力増幅器と、
   電力増幅器コントローラであって、
   該ＲＦ入力信号の振幅と該ＲＦ出力信号の減衰振幅との間の振幅差を示す振幅補正信号を決定し、該振幅補正信号に基づき、該電力増幅器への電源電圧またはバイアスを調整する振幅制御ループと、
   該ＲＦ入力信号の位相と該ＲＦ出力信号の位相との間の位相差を示す位相誤差信号を決定し、該ＲＦ入力信号の該位相を調整して該電力増幅器により生成される位相歪みを低減する位相制御ループと
   を含む、電力増幅器コントローラであって、
   該電力増幅器と、該電力増幅器の出力に結合されたロードとの間のインピーダンス不整合を検出することに応答して、該振幅制御ループは、該電力増幅器から該ロードに伝達される電力の量を増大させる、ＲＦ電力増幅器回路。
2. 前記振幅制御ループが、 前記ＲＦ出力信号の前記減衰振幅をさらに減少させることによって、前記電力増幅器から前記ロードまで伝達される電力の量を増大させる、請求項１に記載のＲＦ電力増幅器回路。
3. 前記振幅制御ループが、 前記電力増幅器内の過度の電力散逸を検出することに応答して、前記ロードに伝達される前記電力の量を減少させる、請求項１に記載のＲＦ電力増幅器回路。
4. 前記振幅制御ループが、
   前記ＲＦ入力信号の前記振幅と、前記ＲＦ出力信号の前記振幅とを比較して、前記振幅補正信号を生成する振幅比較器と、
   該振幅補正信号を受信するように結合され、該振幅補正信号に基づき、該電力増幅器に提供される調整済み電源電圧を生成する電源と、
   を備えている、請求項１に記載のＲＦ電力増幅器回路。
5. 前記振幅制御ループが、
   前記振幅比較器に結合され、前記入力信号の前記振幅を検出する第一の振幅検出器と、
   該振幅比較器に結合され、前記出力信号の前記減衰振幅を検出する第二の振幅検出器と
   をさらに備えている、請求項４に記載のＲＦ電力増幅器回路。
6. 前記振幅制御ループが、
   前記第二の振幅検出器および前記電力増幅器に結合された可変減衰器であって、該可変減衰器は、該電力増幅器の前記出力信号を減衰させ、該減衰出力信号を該第二の振幅検出器に提供する、可変減衰器と、
   該可変減衰器に結合されたロード偏差制御回路であって、該ロード偏差制御回路は、該電力増幅器と前記ロードとの間の前記インピーダンス不整合を検出することに応答して、該可変減衰器の利得を調整して、該電力増幅器の該出力信号をさらに減衰させる、ロード偏差制御回路と
   をさらに備えている、請求項５に記載のＲＦ電力増幅器回路。
7. 前記ロード偏差制御回路は、前記電力増幅器内の過度の電力散逸を検出することに応答して、前記可変減衰器の前記利得を調整して、該電力増幅器の前記出力信号の前記減衰を減少させる、請求項６に記載のＲＦ電力増幅器回路。
8. 無線周波数（ＲＦ）電力増幅器回路であって、
   ＲＦ入力信号を受信し、増幅してＲＦ出力信号を生成するように結合された電力増幅器と、
   電力増幅器コントローラであって、
   該ＲＦ入力信号の振幅と該ＲＦ出力信号の減衰振幅との間の振幅差を示す振幅補正信号を決定し、該振幅補正信号に基づき、該電力増幅器への電源電圧またはバイアスを調整する振幅制御ループを含む、電力増幅器コントローラと
   を備えており、
   該電力増幅器と、該電力増幅器の出力に結合されたロードとの間のインピーダンス不整合を検出することに応答して、該振幅制御ループは、該電力増幅器から該ロードに伝達される電力の量を増大させる、ＲＦ電力増幅器回路。
9. 前記振幅制御ループが、前記ＲＦ出力信号の前記減衰振幅をさらに減少させることによって、前記電力増幅器から前記ロードまで伝達される電力の量を増大させる、請求項８に記載のＲＦ電力増幅器回路。
10. 前記振幅制御ループが、前記電力増幅器内の過度の電力散逸を検出することに応答して、前記ロードに伝達される前記電力の量を減少させる、請求項８に記載のＲＦ電力増幅器回路。
11. 前記振幅制御ループが、
    前記ＲＦ入力信号の前記振幅と、前記ＲＦ出力信号の前記振幅とを比較して、前記振幅補正信号を生成する振幅比較器と、
    該振幅補正信号を受信するように結合され、該振幅補正信号に基づき、該電力増幅器に提供される調整済み電源電圧を生成する電源と
    を備えている、請求項８に記載のＲＦ電力増幅器回路。
12. 前記振幅制御ループが、
    前記振幅比較器に結合され、前記入力信号の前記振幅を検出する第一の振幅検出器と、
    該振幅比較器に結合され、前記出力信号の前記減衰振幅を検出する第二の振幅検出器と
    をさらに備えている、請求項１１に記載のＲＦ電力増幅器回路。
13. 前記振幅制御ループが、
    前記第二の振幅検出器および前記電力増幅器に結合された可変減衰器であって、該可変減衰器は、該電力増幅器の前記出力信号を減衰させ、該減衰出力信号を該第二の振幅検出器に提供する、可変減衰器と、
    該可変減衰器に結合されたロード偏差制御回路であって、該ロード偏差制御回路は、該電力増幅器と前記ロードとの間の前記インピーダンス不整合を検出することに応答して、該可変減衰器の利得を調整して、該電力増幅器の該出力信号をさらに減衰させる、ロード偏差制御回路と
    をさらに備えている、請求項１２に記載のＲＦ電力増幅器回路。
14. 前記ロード偏差制御回路は、前記電力増幅器内の過度の電力散逸を検出することに応答して、前記可変減衰器の前記利得を調整して、該電力増幅器の前記出力信号の前記減衰を減少させる、請求項１３に記載のＲＦ電力増幅器回路。
15. ＲＦ入力信号を受信し、増幅してＲＦ出力信号を生成するように結合された電力増幅器を制御する方法であって、該方法は、
    該ＲＦ入力信号の振幅と該ＲＦ出力信号の減衰振幅とを比較して、該ＲＦ入力信号の振幅と該ＲＦ出力信号の減衰振幅との間の振幅差を示す振幅補正信号を生成するステップと、
    該振幅補正信号に基づき、該電力増幅器への電源電圧またはバイアスを調整するステップと、
    該電力増幅器と、該電力増幅器の出力に結合されたロードとの間のインピーダンス不整合を検出することに応答して、該電力増幅器から該ロードに伝達される電力の量を増大させるステップと
    を包含する、方法。
16. 前記電力の量を増大させるステップは、前記電力増幅器と前記ロードとの間のインピーダンス不整合を検出することに応答して、該電力増幅器の前記ＲＦ出力信号の前記減衰振幅をさらに減少させるステップを包含する、請求項１５に記載の方法。
17. 前記電力増幅器の過度の電力散逸を検出することに応答して、前記ロードに伝達される電力の量を減少させるステップをさらに包含する、請求項１５に記載の方法。
18. 前記ロードに伝達される電力の量を減少させるステップは、前記電力増幅器の過度の電力散逸を検出することに応答して、該電力増幅器の前記出力信号の前記減衰振幅を増大させるステップを包含する、請求項１７に記載の方法。
19. 無線周波数（ＲＦ）電力増幅器回路であって、
    ＲＦ入力信号を受信し、増幅してＲＦ出力信号を生成するように結合された電力増幅器と、
    電力増幅器コントローラであって、
    該ＲＦ入力信号の振幅と該ＲＦ出力信号の減衰振幅との間の振幅差を示す振幅補正信号を決定し、該振幅補正信号に基づき、該電力増幅器への電源電圧またはバイアスを調整する振幅制御ループと、
    該ＲＦ入力信号の位相と該ＲＦ出力信号の位相との間の位相差を示す位相誤差信号を決定し、該ＲＦ入力信号の該位相を調整して該電力増幅器により生成される位相歪みを低減する位相制御ループと
    を含む、電力増幅器コントローラであって、
    該電力増幅器と、該電力増幅器の出力に結合されたロードとの間のインピーダンス不整合を検出することに応答して、該電力増幅器の出力インピーダンスが、該ロードの該インピーダンスにより正確に整合するように調整される、ＲＦ電力増幅器回路。
20. 前記振幅制御ループが、
    前記ＲＦ入力信号の前記振幅と、前記ＲＦ出力信号の前記振幅とを比較して、前記振幅補正信号を生成する振幅比較器と、
    該振幅補正信号を受信するように結合され、該振幅補正信号に基づき、該電力増幅器に提供される調整済み電源電圧を生成する電源と
    を備えている、請求項１９に記載のＲＦ電力増幅器回路。
21. 前記振幅制御ループが、
    前記電力増幅器と前記ロードとの間のインピーダンス不整合を検出することに応答して、インピーダンス制御信号を生成するロード偏差制御回路と、
    該ロード偏差制御回路に結合され、該インピーダンス制御信号に基づき、該電力増幅器の出力インピーダンスを調整して、前記ロードの前記インピーダンスをより正確に整合させる出力整合補償回路と
    をさらに備えている、請求項２０に記載のＲＦ電力増幅器回路。
22. 無線周波数（ＲＦ）電力増幅器回路であって、
    ＲＦ入力信号を受信し、増幅してＲＦ出力信号を生成するように結合された電力増幅器と、
    電力増幅器コントローラであって、
    該ＲＦ入力信号の振幅と該ＲＦ出力信号の減衰振幅との間の振幅差を示す振幅補正信号を決定し、該振幅補正信号に基づき、該電力増幅器への電源電圧またはバイアスを調整する振幅制御ループを含む、電力増幅器コントローラと
    を備え、
    該電力増幅器と、該電力増幅器の出力に結合されたロードとの間のインピーダンス不整合を検出することに応答して、該電力増幅器の出力インピーダンスが、該ロードの該インピーダンスにより正確に整合するように調整される、ＲＦ電力増幅器回路。
23. 前記振幅制御ループが、
    前記ＲＦ入力信号の前記振幅と、前記ＲＦ出力信号の前記振幅とを比較して、前記振幅補正信号を生成する振幅比較器と、
    該振幅補正信号を受信するように結合され、該振幅補正信号に基づき、該電力増幅器に提供される調整済み電源電圧を生成する電源と
    を備えている、請求項２２に記載のＲＦ電力増幅器回路。
24. 前記振幅制御ループが、
    前記電力増幅器と前記ロードとの間のインピーダンス不整合を検出することに応答して、インピーダンス制御信号を生成するロード偏差制御回路と、
    該ロード偏差制御回路に結合され、該インピーダンス制御信号に基づき、該電力増幅器の出力インピーダンスを調整して、前記ロードの前記インピーダンスをより正確に整合させる出力整合補償回路と
    をさらに備えている、請求項２３に記載のＲＦ電力増幅器回路。
25. ＲＦ入力信号を受信し、増幅してＲＦ出力信号を生成するように結合された電力増幅器を制御する方法であって、該方法は、
    該ＲＦ入力信号の振幅と該ＲＦ出力信号の減衰振幅とを比較して、該ＲＦ入力信号の振幅と該ＲＦ出力信号の減衰振幅との間の振幅差を示す振幅補正信号を生成するステップと、
    該振幅補正信号に基づき、該電力増幅器への電源電圧またはバイアスを調整するステップと、
    該電力増幅器と、該電力増幅器の出力に結合されたロードとの間のインピーダンス不整合を検出することに応答して、該電力増幅器の出力インピーダンスを調整して、該ロードのインピーダンスをより正確に整合させるステップと
    を包含する、方法。

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