JPH03198512A - 高周波増幅器 - Google Patents
高周波増幅器Info
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- JPH03198512A JPH03198512A JP1341056A JP34105689A JPH03198512A JP H03198512 A JPH03198512 A JP H03198512A JP 1341056 A JP1341056 A JP 1341056A JP 34105689 A JP34105689 A JP 34105689A JP H03198512 A JPH03198512 A JP H03198512A
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 abstract description 12
- 238000001514 detection method Methods 0.000 abstract description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 14
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 11
- 238000000034 method Methods 0.000 description 3
- 239000010754 BS 2869 Class F Substances 0.000 description 2
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 2
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
- H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
- H03F1/0211—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers with control of the supply voltage or current
- H03F1/0216—Continuous control
- H03F1/0222—Continuous control by using a signal derived from the input signal
- H03F1/0227—Continuous control by using a signal derived from the input signal using supply converters
-
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
- H03F1/3223—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using feed-forward
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[産業上の利用分野]
この発明は、高周波数帯で用いられ、主として電力増幅
器として用いられる線形増幅器に関するものである。
器として用いられる線形増幅器に関するものである。
[従来の技術]
近年、無線通信では周波数の有効利用を図るためチャネ
ルの狭帯域化が進んでいる。チャネル帯域幅が狭くなる
と、増幅器の非線形性のために送信スペクトルの劣化が
問題となる。増幅器の出力特性(AM−AM変換)およ
び出力位相の入力振幅による劣化(AM−PM変換)に
よる非線形性のため、3次、5次等奇数次の相互変調成
分が発生し、隣接チャネルへの干渉が発生しやすくなる
ためである。
ルの狭帯域化が進んでいる。チャネル帯域幅が狭くなる
と、増幅器の非線形性のために送信スペクトルの劣化が
問題となる。増幅器の出力特性(AM−AM変換)およ
び出力位相の入力振幅による劣化(AM−PM変換)に
よる非線形性のため、3次、5次等奇数次の相互変調成
分が発生し、隣接チャネルへの干渉が発生しやすくなる
ためである。
第5図は例えば東京大学出版会「マイクロ波」第8章(
阿部英太部著)に示された電界効果トランジスタ(FE
T)を用いた従来の増幅器の概略構成を示す回路図であ
り、(1)は入力側子、(2)は出力端子、(100)
はFET、(101)は入力側整合回路、(102)は
出力側整合回路、(103)はゲート側のバイアス回路
、(104)はゲート電圧供給端子、(105)はドレ
イン側のバイアス回路、(106)はドレイン電圧供給
端子である。このFET増幅器は第6図に示す出力特性
を有する。出力特性は入力の小さい領域では直線である
が、入力が大きくなると直線でなくなり、歪が発生する
。位相も同様に入力の小さい領域では変化が小さいが、
人力が大きくなると大きく変化する。この様に、入力電
力の大きい領域では振幅・位相共に歪が発生する。位相
変調方式の一種である4相変調力式(Q P S K方
式)では、増幅器への入力振幅が変調信号により変化す
るため、増幅器の直線性が特に重要になる。第7図は第
6図のような特性を持つ増幅器にQPSK波を入力した
時の出力波のスペクトルであり、隣接するチャネルへの
電力漏洩量がかなり大きいことがわかる。
阿部英太部著)に示された電界効果トランジスタ(FE
T)を用いた従来の増幅器の概略構成を示す回路図であ
り、(1)は入力側子、(2)は出力端子、(100)
はFET、(101)は入力側整合回路、(102)は
出力側整合回路、(103)はゲート側のバイアス回路
、(104)はゲート電圧供給端子、(105)はドレ
イン側のバイアス回路、(106)はドレイン電圧供給
端子である。このFET増幅器は第6図に示す出力特性
を有する。出力特性は入力の小さい領域では直線である
が、入力が大きくなると直線でなくなり、歪が発生する
。位相も同様に入力の小さい領域では変化が小さいが、
人力が大きくなると大きく変化する。この様に、入力電
力の大きい領域では振幅・位相共に歪が発生する。位相
変調方式の一種である4相変調力式(Q P S K方
式)では、増幅器への入力振幅が変調信号により変化す
るため、増幅器の直線性が特に重要になる。第7図は第
6図のような特性を持つ増幅器にQPSK波を入力した
時の出力波のスペクトルであり、隣接するチャネルへの
電力漏洩量がかなり大きいことがわかる。
このため、増幅器の非線形特性を補償する従来の方法と
して、特開昭62−274906号公報、あるいは19
89年電子情報通信学会秋季全国大会講演論文集のB−
539(p2−209 )に示された高周波増幅器があ
る。この増幅器は人力信号の包絡線レベルに比例してド
レイン電圧を変化させるものであり、F級のような歪み
の大きい増幅器であっても線形性の良い増幅特性が期待
でき、かつ入力信号の包絡線レベルの変化によらず電源
効率を高くすることができる特徴がある。
して、特開昭62−274906号公報、あるいは19
89年電子情報通信学会秋季全国大会講演論文集のB−
539(p2−209 )に示された高周波増幅器があ
る。この増幅器は人力信号の包絡線レベルに比例してド
レイン電圧を変化させるものであり、F級のような歪み
の大きい増幅器であっても線形性の良い増幅特性が期待
でき、かつ入力信号の包絡線レベルの変化によらず電源
効率を高くすることができる特徴がある。
第8図はこのような従来の非線形特性を補償した高周波
増幅器を示す回路図である。図において、(1)は入力
側子、(2)は出力端子、(3)は直流電圧供給端子、
(10)は増幅器、(20)は検波回路、(30)は非
線形制御回路、(40)は電圧可変直流−直流変換器で
ある。上記検波回路(20)、非線形制御回路(30)
、電圧可変直流−直流変換器(40)で振幅特性補正手
段を構成する。非線形制御回路(30)は増幅器(10
)のドレイン電圧を変化させた時の入力−出力特性のデ
ータにもとづき、入力信号の包絡線レベルに応じたドレ
イン電圧を出力する回路であり、ROM (Read
0nly Memory)等で実現される。電圧可変直
流−直流変換器(40)は非線形制御回路(30)から
の出力電圧を増幅器(10)が動作する電圧に変換する
回路であり、包絡線の時間的変化に追従して高速に動作
する必要がある。このように構成された回路では、第9
図(a)の実線に示すように、増幅器(10)がF級の
ような歪みの大きい増幅器であっても入力信号の包絡線
レベルに応じてドレイン電圧を制御することによって、
入力−出力特性をほぼ直線にすることができ、高い電源
効率を維持しつつ線形動作させることが可能である。ま
た、入力−出力位相特性は増幅器単体のものより改善さ
れる。
増幅器を示す回路図である。図において、(1)は入力
側子、(2)は出力端子、(3)は直流電圧供給端子、
(10)は増幅器、(20)は検波回路、(30)は非
線形制御回路、(40)は電圧可変直流−直流変換器で
ある。上記検波回路(20)、非線形制御回路(30)
、電圧可変直流−直流変換器(40)で振幅特性補正手
段を構成する。非線形制御回路(30)は増幅器(10
)のドレイン電圧を変化させた時の入力−出力特性のデ
ータにもとづき、入力信号の包絡線レベルに応じたドレ
イン電圧を出力する回路であり、ROM (Read
0nly Memory)等で実現される。電圧可変直
流−直流変換器(40)は非線形制御回路(30)から
の出力電圧を増幅器(10)が動作する電圧に変換する
回路であり、包絡線の時間的変化に追従して高速に動作
する必要がある。このように構成された回路では、第9
図(a)の実線に示すように、増幅器(10)がF級の
ような歪みの大きい増幅器であっても入力信号の包絡線
レベルに応じてドレイン電圧を制御することによって、
入力−出力特性をほぼ直線にすることができ、高い電源
効率を維持しつつ線形動作させることが可能である。ま
た、入力−出力位相特性は増幅器単体のものより改善さ
れる。
第9図(b)は出力波のスペクトルを示したもので、図
中Aは増幅器(10)単体のスペクトル、Bは第8図の
高周波増幅器のスペクトルである。
中Aは増幅器(10)単体のスペクトル、Bは第8図の
高周波増幅器のスペクトルである。
第8図の高周波増幅器のスペクトルBが増幅器単体のス
ペクトルAに比べ大きく改善されて、隣接チャネルへの
漏洩電力が小さくなっていることがわかる。
ペクトルAに比べ大きく改善されて、隣接チャネルへの
漏洩電力が小さくなっていることがわかる。
[発明が解決しようとする課題]
しかし、第8図に示すような従来の高周波増幅器では、
増幅器の振幅特性はほぼ直線となるためAM−AM変換
は補正できるが、位相特性が平坦にならないためAt−
PM変換は補正できないという問題点がある。このため
、位相歪のために生じるスペクトルの劣化は防ぎ得ない
。従って、隣接チャネルへの漏洩電力を非常に小さくし
たい場合にこの高周波増幅器では十分な特性が得られな
かった。
増幅器の振幅特性はほぼ直線となるためAM−AM変換
は補正できるが、位相特性が平坦にならないためAt−
PM変換は補正できないという問題点がある。このため
、位相歪のために生じるスペクトルの劣化は防ぎ得ない
。従って、隣接チャネルへの漏洩電力を非常に小さくし
たい場合にこの高周波増幅器では十分な特性が得られな
かった。
この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、AM−AM変換だけでなく、AM−PM変換
をも補正し、隣接チャネルへの漏洩電力を非常に小さく
ことを目的とする。
たもので、AM−AM変換だけでなく、AM−PM変換
をも補正し、隣接チャネルへの漏洩電力を非常に小さく
ことを目的とする。
「課題を解決するための手段]
この発明に係る高周波増幅器は、入力信号を増幅する増
幅器のドレイン電圧またはコレクタ電圧を入力信号の包
絡線レベルに比例して変化させる振幅特性補正手段と、
上記増幅器の入力側に設けられ、入力信号の包絡線レベ
ルに比例しで移相量を変化させる移相特性補正手段とを
備えたものである。
幅器のドレイン電圧またはコレクタ電圧を入力信号の包
絡線レベルに比例して変化させる振幅特性補正手段と、
上記増幅器の入力側に設けられ、入力信号の包絡線レベ
ルに比例しで移相量を変化させる移相特性補正手段とを
備えたものである。
[作用]
この発明においては、振幅特性補正手段により増幅器の
ドレイン電圧またはコレクタ電圧が入力信号の包絡線レ
ベルに比例して変化されて増幅器の振幅特性が直線にな
るよう補正されるとともに、移相特性補正手段により人
力信号の包絡線レベルに比例して増幅器への入力移相量
が変化されて増幅器の位相特性が平坦になるよう補正さ
れ、従つて増幅器のAM−PM変換を補正することがで
き、隣接チャネルへの電力の漏れ込みをほぼ完全になく
すことができる。
ドレイン電圧またはコレクタ電圧が入力信号の包絡線レ
ベルに比例して変化されて増幅器の振幅特性が直線にな
るよう補正されるとともに、移相特性補正手段により人
力信号の包絡線レベルに比例して増幅器への入力移相量
が変化されて増幅器の位相特性が平坦になるよう補正さ
れ、従つて増幅器のAM−PM変換を補正することがで
き、隣接チャネルへの電力の漏れ込みをほぼ完全になく
すことができる。
[実施例]
第1図はこの発明の一実施例を示す回路図である。図に
おいて、(1)〜(3)、(20)、(30)、(40
)は第5図に示したものと同一である。(50)は移相
器、(60)は移相器制御回路であり、検波回路(20
)、移相器(5o)、移相器制御回路(60)で位相特
性補正手段を構成する。この移相器制御回路(60)は
、検波回路(20)で得られた入力信号の包絡線レベル
に応じて移相器(50)を制御する電圧を出力する。
おいて、(1)〜(3)、(20)、(30)、(40
)は第5図に示したものと同一である。(50)は移相
器、(60)は移相器制御回路であり、検波回路(20
)、移相器(5o)、移相器制御回路(60)で位相特
性補正手段を構成する。この移相器制御回路(60)は
、検波回路(20)で得られた入力信号の包絡線レベル
に応じて移相器(50)を制御する電圧を出力する。
増幅器の入力−出力振幅特性は従来の高周波増幅器と同
様に、検波回路(20)で得られる入力信号の包絡線レ
ベルに応じて非線形制御回路(30)および電圧可変直
流直流変換器(40)でドレイン電圧を変化させるため
ほぼ直線に補正することができ、AM−AM変換をなく
することができる。
様に、検波回路(20)で得られる入力信号の包絡線レ
ベルに応じて非線形制御回路(30)および電圧可変直
流直流変換器(40)でドレイン電圧を変化させるため
ほぼ直線に補正することができ、AM−AM変換をなく
することができる。
一方、非線形制御回路(30)と同様の移相器制御回路
(60)によって、入力信号の包絡線レベルに応じて移
相器(50)に印加する電圧を制御することにより、移
相器(50)の移相量を変化させ、増幅器(10)の入
力−出力位相特性を平坦にすることができ、AM−PM
変換もなくすることができる。
(60)によって、入力信号の包絡線レベルに応じて移
相器(50)に印加する電圧を制御することにより、移
相器(50)の移相量を変化させ、増幅器(10)の入
力−出力位相特性を平坦にすることができ、AM−PM
変換もなくすることができる。
第2図はこの発明に用いる移相器(50)の−例を示す
構成図であり、電力分配器(51)、90°移相器(5
2)、180°移相器(53)、可変減衰器(54)で
構成されるベクトル合成形移相器である。180°移相
器(53)は外部から印加する電圧により0°と180
°を切り換えることができ、可変減衰器(54)は同様
に外部から印加する電圧により減衰量を可変できる。こ
の移相器は第3図のように180°移相器(53)と可
変減衰器(54)を制御することにより任意の移相量を
得ることができる。
構成図であり、電力分配器(51)、90°移相器(5
2)、180°移相器(53)、可変減衰器(54)で
構成されるベクトル合成形移相器である。180°移相
器(53)は外部から印加する電圧により0°と180
°を切り換えることができ、可変減衰器(54)は同様
に外部から印加する電圧により減衰量を可変できる。こ
の移相器は第3図のように180°移相器(53)と可
変減衰器(54)を制御することにより任意の移相量を
得ることができる。
第4図(a)は第1図の高周波増幅器の入力出力特性お
よび入力−出力位相特性であり、入力出力特性は従来の
高周波増幅器と同様にほぼ直線となっている」二、入力
−出力位相特性は従来の高周波増幅器と異なり、相対位
相差が平坦でほぼ0°となっている。第4図(b)は送
信波のスペクトルを示す図で、図中Aは増幅器(10)
単体、Bは第8図に示す従来の増幅器、Cは第1図に示
すこの発明の増幅器のスペクトルを示す。移相器(50
)を設け、人力振幅に応じて移相量を制御することによ
り、Cのスペクトルのように隣接チャネルへの漏洩電力
を非常に小さくすることができる。このため、チャネル
幅の狭帯域なシステムに有効である。
よび入力−出力位相特性であり、入力出力特性は従来の
高周波増幅器と同様にほぼ直線となっている」二、入力
−出力位相特性は従来の高周波増幅器と異なり、相対位
相差が平坦でほぼ0°となっている。第4図(b)は送
信波のスペクトルを示す図で、図中Aは増幅器(10)
単体、Bは第8図に示す従来の増幅器、Cは第1図に示
すこの発明の増幅器のスペクトルを示す。移相器(50
)を設け、人力振幅に応じて移相量を制御することによ
り、Cのスペクトルのように隣接チャネルへの漏洩電力
を非常に小さくすることができる。このため、チャネル
幅の狭帯域なシステムに有効である。
[発明の効果]
以上のように、この発明によれば入力信号を増幅する増
幅器のドレイン電圧またはコレクタ電圧を入力信号の包
絡線レベルに比例して変化させる振幅特性補正手段と、
上記増幅器の入力側に設けられ、人力信号の包絡線レベ
ルに比例して移相量を変化させる移相特性補正手段とを
備えたので、増幅器のAM−AM変換とAM−PM変換
をなくすることができ、隣接チャネルに漏れ込む電力を
非常に小さくすることができるという効果がある。
幅器のドレイン電圧またはコレクタ電圧を入力信号の包
絡線レベルに比例して変化させる振幅特性補正手段と、
上記増幅器の入力側に設けられ、人力信号の包絡線レベ
ルに比例して移相量を変化させる移相特性補正手段とを
備えたので、増幅器のAM−AM変換とAM−PM変換
をなくすることができ、隣接チャネルに漏れ込む電力を
非常に小さくすることができるという効果がある。
第1図はこの発明の一実施例による高周波増幅器を示す
回路図、第2図は第1図中の移相器の構成の一例を示す
構成図、第3図は第2図の移相器の動作を示す説明図、
第4図はこの発明の高周波増幅器の特性を示す特性図、
第5図は従来の高周波増幅器を示す回路図、第6図、第
7図は従来の高周波増幅器の特性を示す特性図、第8図
は別の従来の高周波増幅器を示す回路図、第9図はその
従来の高周波増幅器の特性を示す特性図である。 図において、(1)は入力側子、(2)は出力端子、(
3)は電圧供給端子、(10)は増幅器、(20)は検
波回路、(30)は非線形制御回路、(40)は電圧可
変直流直流変換器、(50)は移相器、(60)は移相
器制御回路である。 なお、図中、同一符号は同一または相当部分を示す。 第1図 3 了 3、電圧倶絽堝か 第4図 相対入力[dBl (δ) (b) 第2図 第3図 一一一−y 第5図 第6図 相対入力((lBl 相対入力(d8) 第8図 0 第7図 周;皮Bti差(khz+ 第9図 Ia)
回路図、第2図は第1図中の移相器の構成の一例を示す
構成図、第3図は第2図の移相器の動作を示す説明図、
第4図はこの発明の高周波増幅器の特性を示す特性図、
第5図は従来の高周波増幅器を示す回路図、第6図、第
7図は従来の高周波増幅器の特性を示す特性図、第8図
は別の従来の高周波増幅器を示す回路図、第9図はその
従来の高周波増幅器の特性を示す特性図である。 図において、(1)は入力側子、(2)は出力端子、(
3)は電圧供給端子、(10)は増幅器、(20)は検
波回路、(30)は非線形制御回路、(40)は電圧可
変直流直流変換器、(50)は移相器、(60)は移相
器制御回路である。 なお、図中、同一符号は同一または相当部分を示す。 第1図 3 了 3、電圧倶絽堝か 第4図 相対入力[dBl (δ) (b) 第2図 第3図 一一一−y 第5図 第6図 相対入力((lBl 相対入力(d8) 第8図 0 第7図 周;皮Bti差(khz+ 第9図 Ia)
Claims (1)
- 入力信号を増幅する増幅器のドレイン電圧またはコレク
タ電圧を入力信号の包絡線レベルに比例して変化させる
振幅特性補正手段と、上記増幅器の入力側に設けられ、
入力信号の包絡線レベルに比例して移相量を変化させる
移相特性補正手段とから構成されることを特徴とする高
周波増幅器。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1341056A JPH03198512A (ja) | 1989-12-27 | 1989-12-27 | 高周波増幅器 |
US07/631,502 US5142240A (en) | 1989-12-27 | 1990-12-21 | Amplifier circuit with correction of amplitude and phase distortions |
GB9028066A GB2240893B (en) | 1989-12-27 | 1990-12-24 | Amplifier circuit with correction of amplitude and phase distortions |
CA002033302A CA2033302C (en) | 1989-12-27 | 1990-12-27 | Amplifier circuit with correction of amplitude and phase distortions |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1341056A JPH03198512A (ja) | 1989-12-27 | 1989-12-27 | 高周波増幅器 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH03198512A true JPH03198512A (ja) | 1991-08-29 |
Family
ID=18342830
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1341056A Pending JPH03198512A (ja) | 1989-12-27 | 1989-12-27 | 高周波増幅器 |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5142240A (ja) |
JP (1) | JPH03198512A (ja) |
CA (1) | CA2033302C (ja) |
GB (1) | GB2240893B (ja) |
Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH08265052A (ja) * | 1995-03-20 | 1996-10-11 | Fukushima Nippon Denki Kk | 歪補償器 |
JP2001358784A (ja) * | 2000-04-07 | 2001-12-26 | Harris Corp | 搬送信号の位相歪のアダプティブ補償回路および補償方法 |
JP2007519353A (ja) * | 2004-01-30 | 2007-07-12 | ノキア コーポレイション | 電子回路 |
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