JPH10308718A - 搬送波リーク補償回路 - Google Patents
搬送波リーク補償回路Info
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- JPH10308718A JPH10308718A JP11586497A JP11586497A JPH10308718A JP H10308718 A JPH10308718 A JP H10308718A JP 11586497 A JP11586497 A JP 11586497A JP 11586497 A JP11586497 A JP 11586497A JP H10308718 A JPH10308718 A JP H10308718A
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- digital
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 簡単な回路構成により、出力電力と搬送波リ
ークの比を最大チャネル多重数の時と同じレベルに改善
可能にする。 【解決手段】 演算部１からの第１のベースバンド信号
Ｉ，Ｑのそれぞれをアナログ変換する各一のデジタル／
アナログコンバータ２，３と、これらのデジタル／アナ
ログコンバータ２，３から出力された第２のベースバン
ド信号Ｉ，Ｑを指定された値に増幅する各一のベースバ
ンド増幅器４，５と、これらのベースバンド増幅器４，
５から出力された第３のベースバンド信号Ｉ，Ｑにより
ローカル信号を直交変調する直交変調器６と、直交変調
器６の出力を演算部１の制御下で指定値に減衰する可変
減衰器８とを有して、これの出力を高周波増幅器で増
幅，出力する。
ークの比を最大チャネル多重数の時と同じレベルに改善
可能にする。 【解決手段】 演算部１からの第１のベースバンド信号
Ｉ，Ｑのそれぞれをアナログ変換する各一のデジタル／
アナログコンバータ２，３と、これらのデジタル／アナ
ログコンバータ２，３から出力された第２のベースバン
ド信号Ｉ，Ｑを指定された値に増幅する各一のベースバ
ンド増幅器４，５と、これらのベースバンド増幅器４，
５から出力された第３のベースバンド信号Ｉ，Ｑにより
ローカル信号を直交変調する直交変調器６と、直交変調
器６の出力を演算部１の制御下で指定値に減衰する可変
減衰器８とを有して、これの出力を高周波増幅器で増
幅，出力する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、スペクトラム拡
散通信方式（以下、ＣＤＭＡ方式という）に使用される
送信機において発生する搬送波リークの影響を低減する
搬送波リーク補償回路に関する。
散通信方式（以下、ＣＤＭＡ方式という）に使用される
送信機において発生する搬送波リークの影響を低減する
搬送波リーク補償回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＣＤＭＡ方式に使用される送信機におい
て、搬送波リークの主な発生原因として、２つがあげら
れる。１つは、１次変調および２次変調されたベースバ
ンド信号Ｉ，Ｑの各々の直流オフセット電圧の影響によ
るＩ／Ｑ平面上の不要なベクトル成分の発生であり、も
う１つは、直交変調器に入力されるローカル信号の一部
が高周波回路（ＲＦ）側に漏洩するために発生するロー
カルリークの存在である。
て、搬送波リークの主な発生原因として、２つがあげら
れる。１つは、１次変調および２次変調されたベースバ
ンド信号Ｉ，Ｑの各々の直流オフセット電圧の影響によ
るＩ／Ｑ平面上の不要なベクトル成分の発生であり、も
う１つは、直交変調器に入力されるローカル信号の一部
が高周波回路（ＲＦ）側に漏洩するために発生するロー
カルリークの存在である。
【０００３】一方、従来から、前記のような搬送波リー
クの影響を低減するキャリアリーク抑圧方法が、例えば
特開平６―３０３１４５号公報に示されている。これ
は、直交変調部より出力される直交変調信号を、ベース
バンド信号Ｉ，Ｑに復調し、そのベースバンド信号Ｉ，
Ｑ中の各々の直流成分を、前記直交変調部の入力側にフ
ィードバックし、この直交変調部の出力側で直流成分が
なくなるようにループ制御することにより、ベースバン
ド信号Ｉ，Ｑのデジタル信号を各々アナログ信号に変換
する際に生じる直流成分により発生する搬送波リークを
抑圧するというものである。
クの影響を低減するキャリアリーク抑圧方法が、例えば
特開平６―３０３１４５号公報に示されている。これ
は、直交変調部より出力される直交変調信号を、ベース
バンド信号Ｉ，Ｑに復調し、そのベースバンド信号Ｉ，
Ｑ中の各々の直流成分を、前記直交変調部の入力側にフ
ィードバックし、この直交変調部の出力側で直流成分が
なくなるようにループ制御することにより、ベースバン
ド信号Ｉ，Ｑのデジタル信号を各々アナログ信号に変換
する際に生じる直流成分により発生する搬送波リークを
抑圧するというものである。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、かかる
従来のキャリアリーク抑圧方法にあっては、直交変調器
に入力されるローカル信号の一部がＲＦ側に漏洩するロ
ーカルリークの存在により、搬送波リークを抑圧するこ
とはできず、また、直交変調信号をベースバンド信号
Ｉ，Ｑに戻すための復調部を設けなければならないた
め、回路構成が複雑となってしまうという課題があっ
た。さらに、ＣＤＭＡ方式に使用される送信機からの出
力電力は、チャネルの多重数に応じて変化するため、チ
ャネルの多重数が多い場合は、搬送波リークの影響は無
視できるものの、チャネルの多重数が少ない場合は、出
力電力が小さいため、搬送波リークとの比が悪化し、変
調精度や符号間干渉が劣化するという課題があった。
従来のキャリアリーク抑圧方法にあっては、直交変調器
に入力されるローカル信号の一部がＲＦ側に漏洩するロ
ーカルリークの存在により、搬送波リークを抑圧するこ
とはできず、また、直交変調信号をベースバンド信号
Ｉ，Ｑに戻すための復調部を設けなければならないた
め、回路構成が複雑となってしまうという課題があっ
た。さらに、ＣＤＭＡ方式に使用される送信機からの出
力電力は、チャネルの多重数に応じて変化するため、チ
ャネルの多重数が多い場合は、搬送波リークの影響は無
視できるものの、チャネルの多重数が少ない場合は、出
力電力が小さいため、搬送波リークとの比が悪化し、変
調精度や符号間干渉が劣化するという課題があった。
【０００５】この発明は前記のような課題を解決するも
のであり、簡単な回路構成により、チャネルの多重数が
少ないとき、すなわち、出力電力が小さいときに、ベー
スバンド信号を最大チャネル多重数の時のレベルまで増
幅し、その増幅レベル量を高周波信号にて減衰させるこ
とにより、出力電力を維持させながら、出力電力と搬送
波リークとの比を最大チャネル多重数の時と同じレベル
に改善することができる搬送波リーク補償回路を得るこ
とを目的としている。
のであり、簡単な回路構成により、チャネルの多重数が
少ないとき、すなわち、出力電力が小さいときに、ベー
スバンド信号を最大チャネル多重数の時のレベルまで増
幅し、その増幅レベル量を高周波信号にて減衰させるこ
とにより、出力電力を維持させながら、出力電力と搬送
波リークとの比を最大チャネル多重数の時と同じレベル
に改善することができる搬送波リーク補償回路を得るこ
とを目的としている。
【０００６】
【課題を解決するための手段】前記目的達成のために、
請求項１の発明にかかる搬送波リーク補償回路は、１次
変調および２次変調した第１のベースバンド信号Ｉおよ
び第１のベースバンド信号Ｑを出力する演算部と、前記
第１のベースバンド信号Ｉをデジタル信号からアナログ
信号に変換する第１のデジタル／アナログコンバータ
と、前記第１のベースバンド信号Ｑをデジタル信号から
アナログ信号に変換する第２のデジタル／アナログコン
バータと、前記第１のデジタル／アナログコンバータか
ら出力された第２のベースバンド信号Ｉを前記演算部の
第１のデジタル制御信号により指定された値に増幅する
第１のベースバンド増幅器と、前記第２のデジタル／ア
ナログコンバータから出力された第２のベースバンド信
号Ｑを前記演算部の第１のデジタル制御信号により指定
された値に増幅する第２のベースバンド増幅器と、前記
第１のベースバンド増幅器により増幅された第３のベー
スバンド信号Ｉおよび前記第２のベースバンド増幅器に
より増幅された第３のベースバンド信号Ｑを同時に入力
しローカル信号を直交変調する直交変調器と、該直交変
調器に前記ローカル信号を入力する局部発振器と、前記
演算部から出力された第２のデジタル制御信号をアナロ
グ制御信号に変換する第３のデジタル／アナログコンバ
ータと、前記直交変調器が出力する第１の高周波信号を
前記アナログ制御信号により指定された値に減衰する可
変減衰器とを設けて、該可変減衰器が出力する第２の高
周波信号を高周波増幅部で増幅するようにしたものであ
る。
請求項１の発明にかかる搬送波リーク補償回路は、１次
変調および２次変調した第１のベースバンド信号Ｉおよ
び第１のベースバンド信号Ｑを出力する演算部と、前記
第１のベースバンド信号Ｉをデジタル信号からアナログ
信号に変換する第１のデジタル／アナログコンバータ
と、前記第１のベースバンド信号Ｑをデジタル信号から
アナログ信号に変換する第２のデジタル／アナログコン
バータと、前記第１のデジタル／アナログコンバータか
ら出力された第２のベースバンド信号Ｉを前記演算部の
第１のデジタル制御信号により指定された値に増幅する
第１のベースバンド増幅器と、前記第２のデジタル／ア
ナログコンバータから出力された第２のベースバンド信
号Ｑを前記演算部の第１のデジタル制御信号により指定
された値に増幅する第２のベースバンド増幅器と、前記
第１のベースバンド増幅器により増幅された第３のベー
スバンド信号Ｉおよび前記第２のベースバンド増幅器に
より増幅された第３のベースバンド信号Ｑを同時に入力
しローカル信号を直交変調する直交変調器と、該直交変
調器に前記ローカル信号を入力する局部発振器と、前記
演算部から出力された第２のデジタル制御信号をアナロ
グ制御信号に変換する第３のデジタル／アナログコンバ
ータと、前記直交変調器が出力する第１の高周波信号を
前記アナログ制御信号により指定された値に減衰する可
変減衰器とを設けて、該可変減衰器が出力する第２の高
周波信号を高周波増幅部で増幅するようにしたものであ
る。
【０００７】また、請求項２の発明にかかる搬送波リー
ク補償回路は、前記演算部に、外部回路よりチャネル多
重数に応じた出力電力情報を受け、該出力電力情報に応
じて前記第１のベースバンド増幅器および前記第２のベ
ースバンド増幅器の増幅度を制御すると同時に、前記出
力電力情報に応じて前記可変減衰器の減衰量を制御する
機能を持たせたものである。
ク補償回路は、前記演算部に、外部回路よりチャネル多
重数に応じた出力電力情報を受け、該出力電力情報に応
じて前記第１のベースバンド増幅器および前記第２のベ
ースバンド増幅器の増幅度を制御すると同時に、前記出
力電力情報に応じて前記可変減衰器の減衰量を制御する
機能を持たせたものである。
【０００８】また、請求項３の発明にかかる搬送波リー
ク補償回路は、前記第１のベースバンド増幅器および前
記第２のベースバンド増幅器に、前記演算部から出力さ
れる第１のデジタル制御信号により前記第２のベースバ
ンド信号Ｉおよび前記第２のベースバンド信号Ｑを最大
チャネル多重数の時のレベルまで均一かつ同時に増幅す
る機能を持たせたものである。
ク補償回路は、前記第１のベースバンド増幅器および前
記第２のベースバンド増幅器に、前記演算部から出力さ
れる第１のデジタル制御信号により前記第２のベースバ
ンド信号Ｉおよび前記第２のベースバンド信号Ｑを最大
チャネル多重数の時のレベルまで均一かつ同時に増幅す
る機能を持たせたものである。
【０００９】また、請求項４の発明にかかる搬送波リー
ク補償回路は、前記可変減衰器に、前記第３のデジタル
／アナログコンバータから与えられるアナログ制御信号
により第１の高周波信号を指定されたレベルに減衰させ
る機能を持たせたものである。
ク補償回路は、前記可変減衰器に、前記第３のデジタル
／アナログコンバータから与えられるアナログ制御信号
により第１の高周波信号を指定されたレベルに減衰させ
る機能を持たせたものである。
【００１０】
【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の一形態を
図面を参照して説明する。図１において、１は１次変
調，２次変調した第１のベースバンド信号Ｉおよび第１
のベースバンド信号Ｑを出力する演算部であり、これが
乗算器および加算器で積和算を行うハードウエアとプロ
セッサにより構成されている。第１のベースバンド信号
Ｉは第１のデジタル／アナログ（以下、Ｄ／Ａという）
コンバータ２によりデジタル信号からアナログ信号に変
換される。第１のベースバンド信号Ｑは、第２のＤ／Ａ
コンバータ３によりデジタル信号からアナログ信号に変
換される。なお、これらの第１のＤ／Ａコンバータ２お
よび第２のＤ／Ａコンバータ３は、「アナログデバイセ
ズ コンバータデータブック」，１９９５／１９９６，
Ｐ４−５３７〜Ｐ５４８に記載のＡＤ９７１３Ｂに代表
されるＤ／Ａコンバータにより簡単に実現できる。４は
第１のＤ／Ａコンバータ２から出力された第２のベース
バンド信号Ｉを増幅する第１のベースバンド増幅器、５
は第２のＤ／Ａコンバータ３から出力された第２のベー
スバンド信号Ｑを増幅する第２のベースバンド増幅器で
ある。
図面を参照して説明する。図１において、１は１次変
調，２次変調した第１のベースバンド信号Ｉおよび第１
のベースバンド信号Ｑを出力する演算部であり、これが
乗算器および加算器で積和算を行うハードウエアとプロ
セッサにより構成されている。第１のベースバンド信号
Ｉは第１のデジタル／アナログ（以下、Ｄ／Ａという）
コンバータ２によりデジタル信号からアナログ信号に変
換される。第１のベースバンド信号Ｑは、第２のＤ／Ａ
コンバータ３によりデジタル信号からアナログ信号に変
換される。なお、これらの第１のＤ／Ａコンバータ２お
よび第２のＤ／Ａコンバータ３は、「アナログデバイセ
ズ コンバータデータブック」，１９９５／１９９６，
Ｐ４−５３７〜Ｐ５４８に記載のＡＤ９７１３Ｂに代表
されるＤ／Ａコンバータにより簡単に実現できる。４は
第１のＤ／Ａコンバータ２から出力された第２のベース
バンド信号Ｉを増幅する第１のベースバンド増幅器、５
は第２のＤ／Ａコンバータ３から出力された第２のベー
スバンド信号Ｑを増幅する第２のベースバンド増幅器で
ある。
【００１１】ここで、各ベースバンド増幅器４，５は演
算部１により増幅率が制御されて、それぞれ第２のベー
スバンド信号Ｉおよび第２のベースバンド信号Ｑを最大
チャネル多重数のときのレベルまで精度良く増幅して、
第３のベースバンド信号Ｉおよび第３のベースバンド信
号Ｑを出力するものである。６はこれらの第３のベース
バンド信号Ｉおよび第３のベースバンド信号Ｑを受け
て、ローカル信号を直交変調する直交変調器、７はその
ローカル信号を出力する局部発振器、８は直交変調器６
にて変調した第１の高周波信号を、第３のＤ／Ａコンバ
ータ９を介して与えられるアナログ制御信号により指定
されたレベルまで減衰して第２の高周波信号として出力
する可変減衰器である。また、１０は第２の高周波信号
を増幅して、指定された出力電力にて出力端子１１へ出
力する高周波増幅部である。
算部１により増幅率が制御されて、それぞれ第２のベー
スバンド信号Ｉおよび第２のベースバンド信号Ｑを最大
チャネル多重数のときのレベルまで精度良く増幅して、
第３のベースバンド信号Ｉおよび第３のベースバンド信
号Ｑを出力するものである。６はこれらの第３のベース
バンド信号Ｉおよび第３のベースバンド信号Ｑを受け
て、ローカル信号を直交変調する直交変調器、７はその
ローカル信号を出力する局部発振器、８は直交変調器６
にて変調した第１の高周波信号を、第３のＤ／Ａコンバ
ータ９を介して与えられるアナログ制御信号により指定
されたレベルまで減衰して第２の高周波信号として出力
する可変減衰器である。また、１０は第２の高周波信号
を増幅して、指定された出力電力にて出力端子１１へ出
力する高周波増幅部である。
【００１２】図２は第１のベースバンド増幅器４および
第２のベースバンド増幅器５の具体例を示す。これらの
第１のベースバンド増幅器４および第２のベースバンド
増幅器５は同一回路を使用し、同一動作のため、第１の
ベースバンド増幅器４について説明する。また、ここで
は第１のベースバンド増幅器４が非反転増幅回路である
場合について説明する。１２はこれの非反転入力端子１
３より第２のベースバンド信号Ｉが入力される演算増幅
器であり、第２のベースバンド信号Ｉは演算増幅器１２
の増幅分増幅され、ベースバンド出力端子１４に出力さ
れる。演算増幅器１２の反転入力端子１５と前記ベース
バンド出力端子１４との間には、可変抵抗器１６が接続
されている。さらに、反転入力端子１５は、抵抗１７を
介してグランドに接続されている。ベースバンド出力端
子１４より出力された第３のベースバンド信号Ｉは、可
変抵抗器１６を通して反転入力端子１５にネガティブフ
ィードバックされる。この演算増幅器１２の増幅度は、
可変抵抗器１６の抵抗値を変えることにより可変でき
る。
第２のベースバンド増幅器５の具体例を示す。これらの
第１のベースバンド増幅器４および第２のベースバンド
増幅器５は同一回路を使用し、同一動作のため、第１の
ベースバンド増幅器４について説明する。また、ここで
は第１のベースバンド増幅器４が非反転増幅回路である
場合について説明する。１２はこれの非反転入力端子１
３より第２のベースバンド信号Ｉが入力される演算増幅
器であり、第２のベースバンド信号Ｉは演算増幅器１２
の増幅分増幅され、ベースバンド出力端子１４に出力さ
れる。演算増幅器１２の反転入力端子１５と前記ベース
バンド出力端子１４との間には、可変抵抗器１６が接続
されている。さらに、反転入力端子１５は、抵抗１７を
介してグランドに接続されている。ベースバンド出力端
子１４より出力された第３のベースバンド信号Ｉは、可
変抵抗器１６を通して反転入力端子１５にネガティブフ
ィードバックされる。この演算増幅器１２の増幅度は、
可変抵抗器１６の抵抗値を変えることにより可変でき
る。
【００１３】図３は前記可変抵抗器１６の簡単な具体例
を示す。この可変抵抗器１６は、スイッチ１８と、抵抗
１９−１〜１９−８とから構成されている。抵抗１９の
入力側端子は、前記の出力端子１４と接続され、もう一
方の端子は、スイッチ１８の入力側の端子と接続されて
いる。スイッチ１８のもう一方の出力側の端子は反転入
力端子１５に接続されている。スイッチ１８は、演算部
１のデジタル制御信号によりオン／オフされる。スイッ
チ１８の具体例として、例えばμＰＤ４０５１Ｂ（日本
電気（株））に代表されるマルチプレクサがある。この
マルチプレクサを使用すると、演算部１からの３ビット
のデジタル制御信号により８種類の抵抗値を実現するこ
とができる。図３は８種類の抵抗値を実現した場合を示
す。
を示す。この可変抵抗器１６は、スイッチ１８と、抵抗
１９−１〜１９−８とから構成されている。抵抗１９の
入力側端子は、前記の出力端子１４と接続され、もう一
方の端子は、スイッチ１８の入力側の端子と接続されて
いる。スイッチ１８のもう一方の出力側の端子は反転入
力端子１５に接続されている。スイッチ１８は、演算部
１のデジタル制御信号によりオン／オフされる。スイッ
チ１８の具体例として、例えばμＰＤ４０５１Ｂ（日本
電気（株））に代表されるマルチプレクサがある。この
マルチプレクサを使用すると、演算部１からの３ビット
のデジタル制御信号により８種類の抵抗値を実現するこ
とができる。図３は８種類の抵抗値を実現した場合を示
す。
【００１４】なお、前記局部発振器７から出力されるロ
ーカル信号の一部が高周波回路側に漏洩することによ
り、常時一定レベルのローカルリークが存在している。
また、可変減衰器８は直交変調器６より出力された第１
の高周波信号を前記第１のベースバンド増幅器４で増幅
した分減衰する。このとき、可変減衰器８により第１の
高周波信号と搬送波リークは同時に同レベルで減衰され
るため、可変減衰器８より出力された第２の高周波信号
と搬送波リークとの比は悪化しない、さらに、高周波増
幅部１０により第２の高周波信号と搬送波リークは同時
に同レベルで増幅されるため、高周波増幅部１０より出
力された第３の高周波信号と搬送波リークとの比を悪化
させることなく、指定された出力電力を出力させること
ができる。
ーカル信号の一部が高周波回路側に漏洩することによ
り、常時一定レベルのローカルリークが存在している。
また、可変減衰器８は直交変調器６より出力された第１
の高周波信号を前記第１のベースバンド増幅器４で増幅
した分減衰する。このとき、可変減衰器８により第１の
高周波信号と搬送波リークは同時に同レベルで減衰され
るため、可変減衰器８より出力された第２の高周波信号
と搬送波リークとの比は悪化しない、さらに、高周波増
幅部１０により第２の高周波信号と搬送波リークは同時
に同レベルで増幅されるため、高周波増幅部１０より出
力された第３の高周波信号と搬送波リークとの比を悪化
させることなく、指定された出力電力を出力させること
ができる。
【００１５】ここで、前記第３のＤ／Ａコンバータ９は
「ＮＥＣ 汎用リニアＩＣデータブック」，Ｐ６９２〜
Ｐ７０４に記載のμＰＤ６３７６に代表されるＤ／Ａコ
ンバータで簡単に実現できる。また、可変減衰器８は、
「’９４．８ 日立ダイオード カタログ」，Ｐ５７２
〜Ｐ５７３に記載のＨＶＭ１４Ｓに代表されるＰＩＮダ
イオードを使用することにより簡単に実現することがで
きる。
「ＮＥＣ 汎用リニアＩＣデータブック」，Ｐ６９２〜
Ｐ７０４に記載のμＰＤ６３７６に代表されるＤ／Ａコ
ンバータで簡単に実現できる。また、可変減衰器８は、
「’９４．８ 日立ダイオード カタログ」，Ｐ５７２
〜Ｐ５７３に記載のＨＶＭ１４Ｓに代表されるＰＩＮダ
イオードを使用することにより簡単に実現することがで
きる。
【００１６】次に動作を説明する。まず、演算部１より
出力された第１のベースバンド信号Ｉは、第１のＤ／Ａ
コンバータ２によりデジタル信号からアナログ信号の第
２のベースバンド信号Ｉに変換され、この第２のベース
バンド信号Ｉは、第１のベースバンド増幅器４により最
大チャネル多重数の時のレベルまで増幅される。同様に
して、第１のベースバンド信号Ｑは、第２のＤ／Ａコン
バータ３によりデジタル信号からアナログ信号の第２の
ベースバンド信号Ｑに変換され、第２のベースバンド信
号Ｑは、この第２のベースバンド増幅器５により最大チ
ャネル多重数の時のレベルまで増幅される。なお、第１
のベースバンド増幅器４および第２のベースバンド増幅
器５は同一回路が使用され、前記のように同一動作とな
るため、ここでは、第１のベースバンド増幅器４を用い
て、前記μＰＤ４０５１Ｂのスイッチ１８を使用したと
きの動作を、最大チャネル多重数を８チャネルとした場
合について説明する。
出力された第１のベースバンド信号Ｉは、第１のＤ／Ａ
コンバータ２によりデジタル信号からアナログ信号の第
２のベースバンド信号Ｉに変換され、この第２のベース
バンド信号Ｉは、第１のベースバンド増幅器４により最
大チャネル多重数の時のレベルまで増幅される。同様に
して、第１のベースバンド信号Ｑは、第２のＤ／Ａコン
バータ３によりデジタル信号からアナログ信号の第２の
ベースバンド信号Ｑに変換され、第２のベースバンド信
号Ｑは、この第２のベースバンド増幅器５により最大チ
ャネル多重数の時のレベルまで増幅される。なお、第１
のベースバンド増幅器４および第２のベースバンド増幅
器５は同一回路が使用され、前記のように同一動作とな
るため、ここでは、第１のベースバンド増幅器４を用い
て、前記μＰＤ４０５１Ｂのスイッチ１８を使用したと
きの動作を、最大チャネル多重数を８チャネルとした場
合について説明する。
【００１７】前記演算部１は、チャネル多重数に応じて
出力端子１１より出力すべきレベルの情報（以下、出力
レベル情報という）を外部回路から得る。出力端子１１
から出力される出力電力とチャネル多重数との間には、
図４に示すように１：１の関係がある。さらに、出力レ
ベル情報とチャネル多重数との間には、図５に示すよう
に１：１の関係があるため、演算部１は出力レベル情報
のみ得ればよい。演算部１は、常にベースバンド出力端
子１４より最大チャネル多重数の時のレベルを出力させ
るために、図６に示すように出力レベル情報と第１のベ
ースバンド増幅器４の増幅度との関係をデータテーブル
として保持している。
出力端子１１より出力すべきレベルの情報（以下、出力
レベル情報という）を外部回路から得る。出力端子１１
から出力される出力電力とチャネル多重数との間には、
図４に示すように１：１の関係がある。さらに、出力レ
ベル情報とチャネル多重数との間には、図５に示すよう
に１：１の関係があるため、演算部１は出力レベル情報
のみ得ればよい。演算部１は、常にベースバンド出力端
子１４より最大チャネル多重数の時のレベルを出力させ
るために、図６に示すように出力レベル情報と第１のベ
ースバンド増幅器４の増幅度との関係をデータテーブル
として保持している。
【００１８】また、演算部１は、出力レベル情報を得る
と、図６に従って第１のベースバンド増幅器４の増幅度
を設定する。例えば、演算部１はＶＩという出力レベル
情報を得ると、第１のベースバンド増幅器４の増幅度を
ＧＩにするため、図７に示す出力レベル情報と抵抗値１
９−１〜１９−８との関係に従って、抵抗１９−１を導
通させる。このため、第１のベースバンド出力端子１４
より出力される第３のベースバンド信号Ｉは、導通した
抵抗１９−１を通して反転入力端子１５にネガティブフ
ィードバックされ、第１のベースバンド増幅器４の増幅
度がＧ１となり、第３のベースバンド信号Ｉは、最大チ
ャネル多重数の時のレベルとなる。また、演算部１がＶ
８という出力レベル情報を得ると、第１のベースバンド
増幅器４の増幅度をＧ８にするため、図７に従って抵抗
１９−８を導通させる。このため、ベースバンド出力端
子１４より出力される第３のベースバンド信号Ｉは、導
通した抵抗９−８を通して反転入力端子５にネガティブ
フィードバックされるため、第１のベースバンド増幅器
４の増幅度がＧ８となり、第３のベースバンド信号Ｉ
は、最大チャネル多重数の時のレベルとなる。図７にお
いて、｀１´は抵抗のＯＮを示し、｀０´は抵抗ＯＦＦ
を示す。
と、図６に従って第１のベースバンド増幅器４の増幅度
を設定する。例えば、演算部１はＶＩという出力レベル
情報を得ると、第１のベースバンド増幅器４の増幅度を
ＧＩにするため、図７に示す出力レベル情報と抵抗値１
９−１〜１９−８との関係に従って、抵抗１９−１を導
通させる。このため、第１のベースバンド出力端子１４
より出力される第３のベースバンド信号Ｉは、導通した
抵抗１９−１を通して反転入力端子１５にネガティブフ
ィードバックされ、第１のベースバンド増幅器４の増幅
度がＧ１となり、第３のベースバンド信号Ｉは、最大チ
ャネル多重数の時のレベルとなる。また、演算部１がＶ
８という出力レベル情報を得ると、第１のベースバンド
増幅器４の増幅度をＧ８にするため、図７に従って抵抗
１９−８を導通させる。このため、ベースバンド出力端
子１４より出力される第３のベースバンド信号Ｉは、導
通した抵抗９−８を通して反転入力端子５にネガティブ
フィードバックされるため、第１のベースバンド増幅器
４の増幅度がＧ８となり、第３のベースバンド信号Ｉ
は、最大チャネル多重数の時のレベルとなる。図７にお
いて、｀１´は抵抗のＯＮを示し、｀０´は抵抗ＯＦＦ
を示す。
【００１９】このようにして、第１のベースバンド増幅
器４および第２のベースバンド増幅器５により均一かつ
同時に増幅された第３のベースバンド信号Ｉおよび第３
のベースバンド信号Ｑは、同時に直交変調器６に入力さ
れてローカル信号を直交変調する。この直交変調器６に
は、局部発振器７が接続されており、この局部発振器７
から出力されるローカル信号の一部がＲＦ側に漏洩する
ことにより、常時一定レベルのローカルリークが存在し
ている。なお、搬送波リークの発生原因として、第１の
ベースバンド信号Ｉおよび第１のベースバンド信号Ｑの
各々の直流オフセット電圧の影響によるＩ／Ｑ平面上の
不要なベクトル成分の発生、および前記のようなローカ
ルリークの影響の２つがあげられる。例えば、第１のベ
ースバンド増幅器４および第２のベースバンド増幅器５
の各々の出力側にコンデンサを直列に挿入することによ
り、第１のベースバンド信号Ｉおよび第１のベースバン
ド信号Ｑの各々の直流オフセット電圧によるＩ／Ｑ平面
上の不要なベクトル成分の影響が低減されるが、この場
合、常時一定レベルで発生している前記ローカルリーク
の影響が支配的となっている。
器４および第２のベースバンド増幅器５により均一かつ
同時に増幅された第３のベースバンド信号Ｉおよび第３
のベースバンド信号Ｑは、同時に直交変調器６に入力さ
れてローカル信号を直交変調する。この直交変調器６に
は、局部発振器７が接続されており、この局部発振器７
から出力されるローカル信号の一部がＲＦ側に漏洩する
ことにより、常時一定レベルのローカルリークが存在し
ている。なお、搬送波リークの発生原因として、第１の
ベースバンド信号Ｉおよび第１のベースバンド信号Ｑの
各々の直流オフセット電圧の影響によるＩ／Ｑ平面上の
不要なベクトル成分の発生、および前記のようなローカ
ルリークの影響の２つがあげられる。例えば、第１のベ
ースバンド増幅器４および第２のベースバンド増幅器５
の各々の出力側にコンデンサを直列に挿入することによ
り、第１のベースバンド信号Ｉおよび第１のベースバン
ド信号Ｑの各々の直流オフセット電圧によるＩ／Ｑ平面
上の不要なベクトル成分の影響が低減されるが、この場
合、常時一定レベルで発生している前記ローカルリーク
の影響が支配的となっている。
【００２０】前記したように、第１のベースバンド増幅
器４および第２のベースバンド増幅器５から出力される
第３のベースバンド信号Ｉおよび第３のベースバンド信
号Ｑとチャネル多重数との間には、１：１の関係があ
り、チャネル多重数が多い場合には、例えば、図８
（ａ）に示すように最大チャネル多重数では、第３のベ
ースバンド信号Ｉおよび第３のベースバンド信号Ｑのレ
ベルが大きく、直交変調器６から出力される第１の高周
波信号と搬送波リークとの比が−ｘｄＢのように十分と
れるため、搬送波リークの影響は無視できる。しかし、
チャネル多重数が少ない場合には、第３のベースバンド
信号Ｉおよび第３のベースバンド信号Ｑのレベルが小さ
いため、直交変調器６から出力される第１の高周波信号
と搬送波リークとの比が−ｙｄＢのように悪くなり、搬
送波リークの影響が無視できなくなる。しかしながら、
この発明では、図８（ｂ）のように、第３のベースバン
ド信号Ｉおよび第３のベースバンド信号Ｑは常に最大チ
ャネル多重数の時のレベル−ｘｄＢとなっているため、
第１の高周波信号も、常に最大チャネル多重数の時のレ
ベルとなっており、第１の高周波信号と搬送波リークと
の比は、チャネルの多重数にかかわらず最大チャネル多
重数の時のレベル−ｘｄＢを維持している。
器４および第２のベースバンド増幅器５から出力される
第３のベースバンド信号Ｉおよび第３のベースバンド信
号Ｑとチャネル多重数との間には、１：１の関係があ
り、チャネル多重数が多い場合には、例えば、図８
（ａ）に示すように最大チャネル多重数では、第３のベ
ースバンド信号Ｉおよび第３のベースバンド信号Ｑのレ
ベルが大きく、直交変調器６から出力される第１の高周
波信号と搬送波リークとの比が−ｘｄＢのように十分と
れるため、搬送波リークの影響は無視できる。しかし、
チャネル多重数が少ない場合には、第３のベースバンド
信号Ｉおよび第３のベースバンド信号Ｑのレベルが小さ
いため、直交変調器６から出力される第１の高周波信号
と搬送波リークとの比が−ｙｄＢのように悪くなり、搬
送波リークの影響が無視できなくなる。しかしながら、
この発明では、図８（ｂ）のように、第３のベースバン
ド信号Ｉおよび第３のベースバンド信号Ｑは常に最大チ
ャネル多重数の時のレベル−ｘｄＢとなっているため、
第１の高周波信号も、常に最大チャネル多重数の時のレ
ベルとなっており、第１の高周波信号と搬送波リークと
の比は、チャネルの多重数にかかわらず最大チャネル多
重数の時のレベル−ｘｄＢを維持している。
【００２１】一方、直交変調された第１の高周波信号
は、第３のＤ／Ａコンバータ９から出力されるアナログ
制御信号により減衰量を制御できる可変減衰器８によ
り、ベースバンドで増幅された分減衰される。可変減衰
器８の減衰量と第１のベースバンド増幅器４および第２
のベースバンド増幅器５の増幅度との間には、図９のよ
うに１：１の関係があり、演算部１は可変減衰器８の減
衰量と第１のベースバンド増幅器４および第２のベース
バンド増幅器５の増幅度との前記のような関係を、デー
タテーブルとして保持している。
は、第３のＤ／Ａコンバータ９から出力されるアナログ
制御信号により減衰量を制御できる可変減衰器８によ
り、ベースバンドで増幅された分減衰される。可変減衰
器８の減衰量と第１のベースバンド増幅器４および第２
のベースバンド増幅器５の増幅度との間には、図９のよ
うに１：１の関係があり、演算部１は可変減衰器８の減
衰量と第１のベースバンド増幅器４および第２のベース
バンド増幅器５の増幅度との前記のような関係を、デー
タテーブルとして保持している。
【００２２】すなわち、第１のベースバンド増幅器４お
よび第２のベースバンド増幅器５の増幅度がＧ１であっ
た場合、図９に従い、第３のＤ／Ａコンバータ９から出
力されるアナログ制御信号により可変減衰器８の減衰量
がＡ１となり、第１の高周波信号はＡ１分減衰される。
同様に、第１のベースバンド増幅器４および第２のベー
スバンド増幅器５の増幅度がＧ８であった場合、図９に
従い、第３のＤ／Ａコンバータ９から出力されるアナロ
グ制御信号により、可変減衰器８の減衰量がＡ８とな
り、第１の高周波信号はＡ８分減衰される。この時、第
１の高周波信号と搬送波リークは同時に同レベルで減衰
されるため、可変減衰器８から出力される第２の高周波
信号と搬送波リークとの比は悪化しない、さらに、この
第２の高周波信号は、高周波増幅部１０により増幅され
る。第２の高周波信号と搬送波リークは高周波増幅部１
０により同時に同レベルで増幅されるため、結果とし
て、高周波増幅部１０により増幅された第３の高周波信
号と搬送波リークとの比は悪化しない。前記の動作によ
り、指定された出力電力を維持させながら、出力電力と
搬送波リークの比を最大チャネル多重数の時と同じレベ
ルに改善させることができる。
よび第２のベースバンド増幅器５の増幅度がＧ１であっ
た場合、図９に従い、第３のＤ／Ａコンバータ９から出
力されるアナログ制御信号により可変減衰器８の減衰量
がＡ１となり、第１の高周波信号はＡ１分減衰される。
同様に、第１のベースバンド増幅器４および第２のベー
スバンド増幅器５の増幅度がＧ８であった場合、図９に
従い、第３のＤ／Ａコンバータ９から出力されるアナロ
グ制御信号により、可変減衰器８の減衰量がＡ８とな
り、第１の高周波信号はＡ８分減衰される。この時、第
１の高周波信号と搬送波リークは同時に同レベルで減衰
されるため、可変減衰器８から出力される第２の高周波
信号と搬送波リークとの比は悪化しない、さらに、この
第２の高周波信号は、高周波増幅部１０により増幅され
る。第２の高周波信号と搬送波リークは高周波増幅部１
０により同時に同レベルで増幅されるため、結果とし
て、高周波増幅部１０により増幅された第３の高周波信
号と搬送波リークとの比は悪化しない。前記の動作によ
り、指定された出力電力を維持させながら、出力電力と
搬送波リークの比を最大チャネル多重数の時と同じレベ
ルに改善させることができる。
【００２３】
【発明の効果】以上のように、この発明の搬送波リーク
補償回路によれば、チャネルの多重数が少ないとき、す
なわち、出力電力が小さい時において、ベースバンド信
号を最大チャネルの多重数の時のレベルまで増幅し、そ
の増幅レベル量を高周波信号にて減衰させることによ
り、指定された出力電力を維持させながら、出力電力と
搬送波リークの比を最大チャネルの多重数の時と同じレ
ベルに改善することができ、この結果、変調精度や符号
間干渉の悪化を防止することができるという効果が得ら
れる。
補償回路によれば、チャネルの多重数が少ないとき、す
なわち、出力電力が小さい時において、ベースバンド信
号を最大チャネルの多重数の時のレベルまで増幅し、そ
の増幅レベル量を高周波信号にて減衰させることによ
り、指定された出力電力を維持させながら、出力電力と
搬送波リークの比を最大チャネルの多重数の時と同じレ
ベルに改善することができ、この結果、変調精度や符号
間干渉の悪化を防止することができるという効果が得ら
れる。
【図１】この発明の搬送波リーク補償回路の実施の一形
態を示すブロック図である。
態を示すブロック図である。
【図２】図１における第１および第２のベースバンド増
幅器の内部構成を示す回路図である。
幅器の内部構成を示す回路図である。
【図３】図２における可変抵抗器の内部構成を示す回路
図である。
図である。
【図４】この発明におけるチャネル多重数と出力電力の
関係を示す説明図である。
関係を示す説明図である。
【図５】この発明におけるチャネル多重数と出力レベル
情報の関係を示す説明図である。
情報の関係を示す説明図である。
【図６】この発明における出力レベル情報と増幅度の関
係を示す説明図である。
係を示す説明図である。
【図７】この発明における出力レベル情報と導通する抵
抗の関係を示す説明図である。
抗の関係を示す説明図である。
【図８】従来およびこの発明における第３のベースバン
ド信号Ｉおよび第３のベースバンド信号Ｑと搬送波リー
クとの関係を対応説明する説明図である。
ド信号Ｉおよび第３のベースバンド信号Ｑと搬送波リー
クとの関係を対応説明する説明図である。
【図９】この発明における増幅度と減衰量の関係を示す
図である。
図である。
１ 演算部 ２ 第１のＤ／Ａコンバータ（第１のデジタル／アナロ
グコンバータ） ３ 第２のＤ／Ａコンバータ（第２のデジタル／アナロ
グコンバータ） ４ 第１のベースバンド増幅器 ５ 第２のベースバンド増幅器 ６ 直交変調器 ７ 局部発振器 ８ 可変減衰器 ９ 第３のＤ／Ａコンバータ（第３のデジタル／アナロ
グコンバータ） １０ 高周波増幅部 １１ 出力端子
グコンバータ） ３ 第２のＤ／Ａコンバータ（第２のデジタル／アナロ
グコンバータ） ４ 第１のベースバンド増幅器 ５ 第２のベースバンド増幅器 ６ 直交変調器 ７ 局部発振器 ８ 可変減衰器 ９ 第３のＤ／Ａコンバータ（第３のデジタル／アナロ
グコンバータ） １０ 高周波増幅部 １１ 出力端子
Claims (4)
- 【請求項１】 １次変調および２次変調した第１のベー
スバンド信号Ｉおよび第１のベースバンド信号Ｑを出力
する演算部と、 前記第１のベースバンド信号Ｉをデジタル信号からアナ
ログ信号に変換する第１のデジタル／アナログコンバー
タと、 前記第１のベースバンド信号Ｑをデジタル信号からアナ
ログ信号に変換する第２のデジタル／アナログコンバー
タと、 前記第１のデジタル／アナログコンバータから出力され
た第２のベースバンド信号Ｉを前記演算部の第１のデジ
タル制御信号により指定された値に増幅する第１のベー
スバンド増幅器と、 前記第２のデジタル／アナログコンバータから出力され
た第２のベースバンド信号Ｑを前記演算部の第１のデジ
タル制御信号により指定された値に増幅する第２のベー
スバンド増幅器と、 前記第１のベースバンド増幅器により増幅された第３の
ベースバンド信号Ｉおよび前記第２のベースバンド増幅
器により増幅された第３のベースバンド信号Ｑを同時に
入力しローカル信号を直交変調する直交変調器と、 該直交変調器に前記ローカル信号を入力する局部発振器
と、 前記演算部から出力された第２のデジタル制御信号をア
ナログ制御信号に変換する第３のデジタル／アナログコ
ンバータと、 前記直交変調器が出力する第１の高周波信号を前記アナ
ログ制御信号により指定された値に減衰する可変減衰器
と、 該可変減衰器が出力する第２の高周波信号を増幅する高
周波増幅部とを備えたことを特徴とする搬送波リーク補
償回路。 - 【請求項２】 前記演算部が、外部回路よりチャネル多
重数に応じた出力電力情報を受け、該出力電力情報に応
じて前記第１のベースバンド増幅器および前記第２のベ
ースバンド増幅器の増幅度を制御すると同時に、前記出
力電力情報に応じて前記可変減衰器の減衰量を制御する
機能を有することを特徴とする請求項１に記載の搬送波
リーク補償回路。 - 【請求項３】 前記第１のベースバンド増幅器および前
記第２のベースバンド増幅器が、前記演算部から出力さ
れる第１のデジタル制御信号により前記第２のベースバ
ンド信号Ｉおよび前記第２のベースバンド信号Ｑを最大
チャネル多重数の時のレベルまで均一かつ同時に増幅す
る機能を有することを特徴とする請求項１に記載の搬送
波リーク補償回路。 - 【請求項４】 前記可変減衰器が、前記第３のデジタル
／アナログコンバータから与えられるアナログ制御信号
により第１の高周波信号を指定されたレベルに減衰させ
る機能を有することを特徴とする請求項１の記載の搬送
波リーク補償回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11586497A JP2852292B2 (ja) | 1997-05-06 | 1997-05-06 | 搬送波リーク補償回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11586497A JP2852292B2 (ja) | 1997-05-06 | 1997-05-06 | 搬送波リーク補償回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10308718A true JPH10308718A (ja) | 1998-11-17 |
| JP2852292B2 JP2852292B2 (ja) | 1999-01-27 |
Family
ID=14673046
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11586497A Expired - Fee Related JP2852292B2 (ja) | 1997-05-06 | 1997-05-06 | 搬送波リーク補償回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2852292B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2001035589A1 (fr) * | 1999-11-05 | 2001-05-17 | Anritsu Corporation | Generateur de signaux de modulation numeriques |
| WO2001078280A1 (fr) * | 2000-04-06 | 2001-10-18 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Systeme de communication multiplex et procede de traitement de signaux |
| GB2405296A (en) * | 2003-08-19 | 2005-02-23 | Thales Uk Plc | Pre-spreading a carrier signal to avoid frequency spurs caused by carrier leakage |
-
1997
- 1997-05-06 JP JP11586497A patent/JP2852292B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2001035589A1 (fr) * | 1999-11-05 | 2001-05-17 | Anritsu Corporation | Generateur de signaux de modulation numeriques |
| EP1146707A1 (en) * | 1999-11-05 | 2001-10-17 | Anritsu Corporation | Digital modulation signal generator |
| US6904099B1 (en) | 1999-11-05 | 2005-06-07 | Anritsu Corporation | Digital modulation signal generator |
| EP1146707A4 (en) * | 1999-11-05 | 2006-08-23 | Anritsu Corp | DIGITAL MODULATION SIGNAL GENERATOR |
| WO2001078280A1 (fr) * | 2000-04-06 | 2001-10-18 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Systeme de communication multiplex et procede de traitement de signaux |
| EP1185016A4 (en) * | 2000-04-06 | 2005-04-13 | Mitsubishi Electric Corp | MULTIPLEX POST-TRANSMISSION SYSTEM AND METHOD FOR SIGNAL PROCESSING |
| GB2405296A (en) * | 2003-08-19 | 2005-02-23 | Thales Uk Plc | Pre-spreading a carrier signal to avoid frequency spurs caused by carrier leakage |
| GB2405296B (en) * | 2003-08-19 | 2006-04-12 | Thales Uk Plc | Apparatus and method for signal generation |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2852292B2 (ja) | 1999-01-27 |
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