JP2917828B2 - 送信器 - Google Patents
送信器Info
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- JP2917828B2 JP2917828B2 JP6236315A JP23631594A JP2917828B2 JP 2917828 B2 JP2917828 B2 JP 2917828B2 JP 6236315 A JP6236315 A JP 6236315A JP 23631594 A JP23631594 A JP 23631594A JP 2917828 B2 JP2917828 B2 JP 2917828B2
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Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は送信器に係り、特に電力
増幅器により電力増幅された信号を送信する送信器に関
する。
増幅器により電力増幅された信号を送信する送信器に関
する。
【０００２】
【従来の技術】マイクロ波帯の移動体通信や移動体衛星
通信の分野では、近年の加入者数の急速な増加に対応す
るため、有限の周波数資源の有効利用と歪の影響の低減
化との兼ね合いから４相位相変調（ＱＰＳＫ）やπ／４
シフトＱＰＳＫ等の狭帯域の線形変調方式を送信器内の
変調器の変調方式として採用している。
通信の分野では、近年の加入者数の急速な増加に対応す
るため、有限の周波数資源の有効利用と歪の影響の低減
化との兼ね合いから４相位相変調（ＱＰＳＫ）やπ／４
シフトＱＰＳＫ等の狭帯域の線形変調方式を送信器内の
変調器の変調方式として採用している。
【０００３】かかる送信器では、狭帯域の被変調波を送
信できる反面、スペクトラムの拡がりを改善するために
被変調波を増幅する電力増幅器に厳しい線形動作が要求
されており、そのため従来は電力増幅器の飽和出力を上
げたり、直線性を改善していた。
信できる反面、スペクトラムの拡がりを改善するために
被変調波を増幅する電力増幅器に厳しい線形動作が要求
されており、そのため従来は電力増幅器の飽和出力を上
げたり、直線性を改善していた。
【０００４】また、従来より、非線形の位相特性を有す
る電力増幅器を用いた場合においても、スペクトラムの
拡がりを図５に示す如く、自動利得制御（ＡＧＣ）回路
と位相変調回路を用いて抑制するようにした送信器も知
られている（特開平４−２８７４５７号公報、発明の名
称「電力増幅器の位相補償方式」）。
る電力増幅器を用いた場合においても、スペクトラムの
拡がりを図５に示す如く、自動利得制御（ＡＧＣ）回路
と位相変調回路を用いて抑制するようにした送信器も知
られている（特開平４−２８７４５７号公報、発明の名
称「電力増幅器の位相補償方式」）。
【０００５】この従来の送信器においては、入力端子４
１を介して入力された増幅歪の少ない被変調波をＡＧＣ
回路４２に供給する一方、包絡線検波回路４６により包
絡線検波する。ＡＧＣ回路４２の出力被変調波は、位相
変調回路４３により位相変調された後電力増幅器４４に
供給されて電力増幅される。電力増幅器４４の出力信号
は出力端子４５へ出力される一方、包絡線検波回路４８
に供給される。
１を介して入力された増幅歪の少ない被変調波をＡＧＣ
回路４２に供給する一方、包絡線検波回路４６により包
絡線検波する。ＡＧＣ回路４２の出力被変調波は、位相
変調回路４３により位相変調された後電力増幅器４４に
供給されて電力増幅される。電力増幅器４４の出力信号
は出力端子４５へ出力される一方、包絡線検波回路４８
に供給される。
【０００６】差動増幅器４７は、包絡線検波回路４６よ
り入力される振幅歪の少ない入力被変調波の包絡線検波
信号と、包絡線検波回路４８より入力される、電力増幅
器４４による増幅の際に発生した振幅歪を有する被変調
波の包絡線検波信号とを比較し、それらの差の信号でＡ
ＧＣ回路４２の利得を制御する。これにより、電力増幅
器４４による増幅の際に発生する振幅歪が抑制される。
り入力される振幅歪の少ない入力被変調波の包絡線検波
信号と、包絡線検波回路４８より入力される、電力増幅
器４４による増幅の際に発生した振幅歪を有する被変調
波の包絡線検波信号とを比較し、それらの差の信号でＡ
ＧＣ回路４２の利得を制御する。これにより、電力増幅
器４４による増幅の際に発生する振幅歪が抑制される。
【０００７】また、包絡線検波回路４６の出力検波信号
は位相変調回路４３に供給され、位相変調回路４３が電
力増幅器４４の位相特性と逆特性の位相変調を行うよう
に制御する。これにより、電力増幅器４４で発生する位
相歪が抑制され、搬送波電力対雑音電力比（Ｃ／Ｎ）の
劣化が低減される。
は位相変調回路４３に供給され、位相変調回路４３が電
力増幅器４４の位相特性と逆特性の位相変調を行うよう
に制御する。これにより、電力増幅器４４で発生する位
相歪が抑制され、搬送波電力対雑音電力比（Ｃ／Ｎ）の
劣化が低減される。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかるに、電力増幅器
の飽和出力を上げたり、直線性を改善することにより、
スペクトラムの拡がりを抑制するようにした従来の送信
器では、電力増幅器の価格が高くなり、また、消費電力
が増加するために大型の放熱機構が必要となり、装置全
体を大型化する。
の飽和出力を上げたり、直線性を改善することにより、
スペクトラムの拡がりを抑制するようにした従来の送信
器では、電力増幅器の価格が高くなり、また、消費電力
が増加するために大型の放熱機構が必要となり、装置全
体を大型化する。
【０００９】また、図５に示した従来の送信器では、入
力端子４１に入力される信号が位相変調された高周波数
の被変調波であるため、電力増幅器４４の入力側と出力
側のそれぞれに設けられた包絡線検波回路４６及び４８
として高価な高周波数用検波回路が必要であり、また、
位相変調回路も２回路必要であるため、高価である等の
問題がある。
力端子４１に入力される信号が位相変調された高周波数
の被変調波であるため、電力増幅器４４の入力側と出力
側のそれぞれに設けられた包絡線検波回路４６及び４８
として高価な高周波数用検波回路が必要であり、また、
位相変調回路も２回路必要であるため、高価である等の
問題がある。
【００１０】本発明は以上の点に鑑みなされたもので、
安価で、低消費電力、かつ、小型な構成の送信器を提供
することを目的とする。
安価で、低消費電力、かつ、小型な構成の送信器を提供
することを目的とする。
【００１１】また、本発明の他の目的は、常に最適な動
作点に自動的に制御され、出力レベル可変時でも安定し
た歪改善効果が得られる送信器を提供することにある。
作点に自動的に制御され、出力レベル可変時でも安定し
た歪改善効果が得られる送信器を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明は、上記の目的を
達成するため、変調信号で搬送波を線形変調して被変調
波を出力する変調器と、変調器の出力被変調波を制御信
号に応じて減衰した信号を出力する可変減衰器と、可変
減衰器の出力信号を電力増幅して送信出力部へ出力する
電力増幅器と、電力増幅器の出力信号の包絡線を検波す
る検波器と、ベースバンド信号を全波整流した信号と検
波器の出力検波信号の両包絡線の差を示す誤差信号を生
成出力する誤差信号生成手段と、誤差信号生成手段の出
力誤差信号と前記ベースバンド信号との乗算を行い、得
られた乗算結果を変調器へ変調信号として供給する乗算
器と、誤差信号生成手段の出力誤差信号を平均化して得
た信号を制御信号として前記可変減衰器へ出力する平均
化回路とを有し、変調器、可変減衰器、電力増幅器、検
波器、誤差信号生成手段及び乗算器よりなる包絡線帰還
ループにより、ベースバンド信号を全波整流した信号と
検波器の出力検波信号の両包絡線が同じになるように制
御し、かつ、変調器、可変減衰器、電力増幅器、検波
器、誤差信号生成手段及び平均化回路よりなる動作点帰
還ループにより、誤差信号の平均値が最小になるように
制御する構成としたものである。
達成するため、変調信号で搬送波を線形変調して被変調
波を出力する変調器と、変調器の出力被変調波を制御信
号に応じて減衰した信号を出力する可変減衰器と、可変
減衰器の出力信号を電力増幅して送信出力部へ出力する
電力増幅器と、電力増幅器の出力信号の包絡線を検波す
る検波器と、ベースバンド信号を全波整流した信号と検
波器の出力検波信号の両包絡線の差を示す誤差信号を生
成出力する誤差信号生成手段と、誤差信号生成手段の出
力誤差信号と前記ベースバンド信号との乗算を行い、得
られた乗算結果を変調器へ変調信号として供給する乗算
器と、誤差信号生成手段の出力誤差信号を平均化して得
た信号を制御信号として前記可変減衰器へ出力する平均
化回路とを有し、変調器、可変減衰器、電力増幅器、検
波器、誤差信号生成手段及び乗算器よりなる包絡線帰還
ループにより、ベースバンド信号を全波整流した信号と
検波器の出力検波信号の両包絡線が同じになるように制
御し、かつ、変調器、可変減衰器、電力増幅器、検波
器、誤差信号生成手段及び平均化回路よりなる動作点帰
還ループにより、誤差信号の平均値が最小になるように
制御する構成としたものである。
【００１３】また、本発明は、誤差信号生成手段におけ
る全波整流特性と検波器の入力信号電力対出力検波電圧
特性とは、それぞれ互いに近似する特性としたものであ
る。
る全波整流特性と検波器の入力信号電力対出力検波電圧
特性とは、それぞれ互いに近似する特性としたものであ
る。
【００１４】
【作用】本発明では、変調器、可変減衰器、電力増幅
器、検波器、誤差信号生成手段及び乗算器により形成さ
れるフィードバックループが包絡線帰還ループを構成
し、ベースバンド変調信号と被変調波の包絡線とが同じ
になるように制御する。
器、検波器、誤差信号生成手段及び乗算器により形成さ
れるフィードバックループが包絡線帰還ループを構成
し、ベースバンド変調信号と被変調波の包絡線とが同じ
になるように制御する。
【００１５】また、本発明では、可変減衰器、電力増幅
器、検波器、誤差信号生成手段及び平均化回路よりなる
フィードバックループが動作点帰還ループを構成し、誤
差信号生成手段の出力誤差信号の平均値が最小となるよ
うに制御する。
器、検波器、誤差信号生成手段及び平均化回路よりなる
フィードバックループが動作点帰還ループを構成し、誤
差信号生成手段の出力誤差信号の平均値が最小となるよ
うに制御する。
【００１６】更に、本発明では、誤差信号生成手段にお
ける全波整流特性と、検波器の入力信号電力対出力検波
電圧特性とは、それぞれ互いに近似する特性としたた
め、上記の包絡線帰還ループにより、ベースバンド変調
信号と被変調波の包絡線とがより正確に同じになるよう
に制御させることができる。
ける全波整流特性と、検波器の入力信号電力対出力検波
電圧特性とは、それぞれ互いに近似する特性としたた
め、上記の包絡線帰還ループにより、ベースバンド変調
信号と被変調波の包絡線とがより正確に同じになるよう
に制御させることができる。
【００１７】
【実施例】次に、本発明の実施例について説明する。図
１は本発明の一実施例のブロック図を示す。同図に示す
ように、本実施例は、発振器１１、バッファアンプ１
２、位相変調器１３、可変減衰器１４、高電力増幅器
（ＨＰＡ）１５、方向性結合器１６、検波器１７、誤差
増幅器１８、アナログ乗算器２０、波形折り返し回路
（全波整流回路）２１、平均化回路２２並びに誤差増幅
器２３から構成されている。
１は本発明の一実施例のブロック図を示す。同図に示す
ように、本実施例は、発振器１１、バッファアンプ１
２、位相変調器１３、可変減衰器１４、高電力増幅器
（ＨＰＡ）１５、方向性結合器１６、検波器１７、誤差
増幅器１８、アナログ乗算器２０、波形折り返し回路
（全波整流回路）２１、平均化回路２２並びに誤差増幅
器２３から構成されている。
【００１８】発振器１１は、所定周波数の搬送波周波数
を発振出力する。位相変調器１３は所定の位相変調方
式、例えばＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈ
ｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）方式の変調を行う。可変減衰器１
４は入力信号を加算器２８の出力信号に応じた減衰率で
減衰させる。高電力増幅器１５は入力信号を高効率で電
力増幅する。検波器１７は入力信号の包絡線を検波す
る。
を発振出力する。位相変調器１３は所定の位相変調方
式、例えばＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈ
ｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）方式の変調を行う。可変減衰器１
４は入力信号を加算器２８の出力信号に応じた減衰率で
減衰させる。高電力増幅器１５は入力信号を高効率で電
力増幅する。検波器１７は入力信号の包絡線を検波す
る。
【００１９】また、位相変調器１３、可変減衰器１４、
高電力増幅器１５、方向性結合器１６、検波器１７、誤
差増幅器１８及びアナログ乗算器２０よりなる第１のフ
ィードバックループは、包絡線帰還ループを構成してい
る。この包絡線帰還ループを構成する各回路は、伝送す
る変調信号速度（例えば６４ｋｂｐｓ）よりも十分に速
い（例えば１０倍以上）速度で動作するようになされて
いる。アナログ乗算器２０は誤差増幅器１８よりの出力
信号により利得を可変することにより、位相変調器１３
に加える変調信号の大きさを変えて、包絡線帰還ループ
を構成するために設けられている。
高電力増幅器１５、方向性結合器１６、検波器１７、誤
差増幅器１８及びアナログ乗算器２０よりなる第１のフ
ィードバックループは、包絡線帰還ループを構成してい
る。この包絡線帰還ループを構成する各回路は、伝送す
る変調信号速度（例えば６４ｋｂｐｓ）よりも十分に速
い（例えば１０倍以上）速度で動作するようになされて
いる。アナログ乗算器２０は誤差増幅器１８よりの出力
信号により利得を可変することにより、位相変調器１３
に加える変調信号の大きさを変えて、包絡線帰還ループ
を構成するために設けられている。
【００２０】また、可変減衰器１４、高電力増幅器１
５、方向性結合器１６、検波器１７、誤差増幅器１８、
平均化回路２２及び誤差増幅器２３よりなる第２のフィ
ードバックループは、動作点帰還ループを構成してい
る。この動作点帰還ループは、その構成回路のうち、最
も動作速度が遅くて良い回路（例えば、平均化回路２２
あるいは誤差増幅器２３）の動作速度を調整して前記変
調信号速度よりも十分に遅い（例えば１／１００倍以
下）速度で動作するように構成されている。
５、方向性結合器１６、検波器１７、誤差増幅器１８、
平均化回路２２及び誤差増幅器２３よりなる第２のフィ
ードバックループは、動作点帰還ループを構成してい
る。この動作点帰還ループは、その構成回路のうち、最
も動作速度が遅くて良い回路（例えば、平均化回路２２
あるいは誤差増幅器２３）の動作速度を調整して前記変
調信号速度よりも十分に遅い（例えば１／１００倍以
下）速度で動作するように構成されている。
【００２１】次に、本実施例の動作について説明する。
発振器１１により発振出力された高周波数の信号はバッ
ファアンプ１２を介して位相変調器１３に搬送波として
入力される。一方、入力端子１９より帯域制限されて高
調波歪を減衰させた、図２（Ａ）に示す如きベースバン
ド信号ａが入力される。このベースバンド信号ａはアナ
ログ乗算器２０に供給され、後述の誤差増幅器１８の出
力信号と乗算された後、位相変調器１３に変調信号とし
て供給される。
発振器１１により発振出力された高周波数の信号はバッ
ファアンプ１２を介して位相変調器１３に搬送波として
入力される。一方、入力端子１９より帯域制限されて高
調波歪を減衰させた、図２（Ａ）に示す如きベースバン
ド信号ａが入力される。このベースバンド信号ａはアナ
ログ乗算器２０に供給され、後述の誤差増幅器１８の出
力信号と乗算された後、位相変調器１３に変調信号とし
て供給される。
【００２２】位相変調器１３はアナログ乗算器２０より
入力される変調信号の論理値が”１”、”０”にそれぞ
れ対応してバッファアンプ１２よりの搬送波の位相が０
°、１８０°とされるＢＰＳＫ変調を行い、得られた振
幅一定の被変調波を可変減衰器１４に供給する。可変減
衰器１４は入力被変調波を後述の誤差増幅器２３の出力
信号に応じた減衰率で減衰して高電力増幅器１５に供給
する。
入力される変調信号の論理値が”１”、”０”にそれぞ
れ対応してバッファアンプ１２よりの搬送波の位相が０
°、１８０°とされるＢＰＳＫ変調を行い、得られた振
幅一定の被変調波を可変減衰器１４に供給する。可変減
衰器１４は入力被変調波を後述の誤差増幅器２３の出力
信号に応じた減衰率で減衰して高電力増幅器１５に供給
する。
【００２３】高電力増幅器１５により送信に要するレベ
ルにまで電力増幅された、図２（Ｂ）に示す波形の被変
調波ｂは、方向性結合器１６により２分岐され、一方は
出力端子２４へ出力され、他方は検波器１７により包絡
線検波されて図２（Ｃ）に示す包絡線検波信号ｃとされ
た後、誤差増幅器１８に供給される。一方、前記入力端
子１９よりのベースバンド信号ａは波形折り返し回路２
１に供給されて、全波整流される。
ルにまで電力増幅された、図２（Ｂ）に示す波形の被変
調波ｂは、方向性結合器１６により２分岐され、一方は
出力端子２４へ出力され、他方は検波器１７により包絡
線検波されて図２（Ｃ）に示す包絡線検波信号ｃとされ
た後、誤差増幅器１８に供給される。一方、前記入力端
子１９よりのベースバンド信号ａは波形折り返し回路２
１に供給されて、全波整流される。
【００２４】 誤差増幅器１８は検波器１７よりの包絡
線検波信号ｃを、波形折り返し回路２１により全波整流
された図２（Ｄ）に示す如き全波整流信号ｄから差し引
いた差信号である誤差信号を生成出力し、アナログ乗算
器２０に供給する。この誤差信号は図２（Ｅ）にｅで示
される。従って、前記包絡線帰還ループのアナログ乗算
器２０において誤差増幅器１８により得られた誤差信号
ｅと入力端子１９よりのベースバンド信号ａとを乗算す
ることにより振幅が誤差信号ｅに応じて可変されたベー
スバンド信号が出力され、このベースバンド信号が変調
信号として位相変調器１３において搬送波を位相変調す
ることとなる。この場合、アナログ乗算器２０のゲイン
は、誤差信号ｅのレベルに応じて図２（Ｅ）の波形の右
端に示すように制御され、その結果、前記包絡線帰還ル
ープにより包絡線検波信号ｃのレベルが全波整流信号ｄ
のレベルと同じになるように制御される。
線検波信号ｃを、波形折り返し回路２１により全波整流
された図２（Ｄ）に示す如き全波整流信号ｄから差し引
いた差信号である誤差信号を生成出力し、アナログ乗算
器２０に供給する。この誤差信号は図２（Ｅ）にｅで示
される。従って、前記包絡線帰還ループのアナログ乗算
器２０において誤差増幅器１８により得られた誤差信号
ｅと入力端子１９よりのベースバンド信号ａとを乗算す
ることにより振幅が誤差信号ｅに応じて可変されたベー
スバンド信号が出力され、このベースバンド信号が変調
信号として位相変調器１３において搬送波を位相変調す
ることとなる。この場合、アナログ乗算器２０のゲイン
は、誤差信号ｅのレベルに応じて図２（Ｅ）の波形の右
端に示すように制御され、その結果、前記包絡線帰還ル
ープにより包絡線検波信号ｃのレベルが全波整流信号ｄ
のレベルと同じになるように制御される。
【００２５】ここで、検波器１７は図３に示す如き入力
信号電力対出力検波電圧特性を有している。同図からわ
かるように、検波器１７には通常ダイオードが用いられ
ているため、その入力信号電力対出力検波電圧特性は線
形特性ではなく、ダイオード特性に対応した非線形特性
を示す。
信号電力対出力検波電圧特性を有している。同図からわ
かるように、検波器１７には通常ダイオードが用いられ
ているため、その入力信号電力対出力検波電圧特性は線
形特性ではなく、ダイオード特性に対応した非線形特性
を示す。
【００２６】一方、折り返し回路２１の入力電圧は検波
器１７の入力電圧の振幅に相当するため、折り返し回路
２１の入力電圧対出力電圧特性は、図４に示すように、
上記の検波器１７の入力信号電力対出力検波電圧特性に
対応する特性に設定されている。これにより、前記包絡
線帰還ループによりベースバンド変調信号と検波器１７
により検波された被変調波の包絡線とがそれぞれ一致す
るように包絡線の制御が行われる。
器１７の入力電圧の振幅に相当するため、折り返し回路
２１の入力電圧対出力電圧特性は、図４に示すように、
上記の検波器１７の入力信号電力対出力検波電圧特性に
対応する特性に設定されている。これにより、前記包絡
線帰還ループによりベースバンド変調信号と検波器１７
により検波された被変調波の包絡線とがそれぞれ一致す
るように包絡線の制御が行われる。
【００２７】また、本実施例では上記の誤差増幅器１８
の出力誤差信号ｅは平均化回路２２にも供給され、ここ
で平均化（積分）されることにより図２（Ｆ）にｆで示
す如き信号とされた後、誤差増幅器２３で増幅されて可
変減衰器１４に制御信号として供給される。従って、こ
の可変減衰器１４を制御する前記した動作点帰還ループ
により、検波器１７の出力包絡線検波信号ｃの誤差を平
均化してそれが最小になるように制御される。
の出力誤差信号ｅは平均化回路２２にも供給され、ここ
で平均化（積分）されることにより図２（Ｆ）にｆで示
す如き信号とされた後、誤差増幅器２３で増幅されて可
変減衰器１４に制御信号として供給される。従って、こ
の可変減衰器１４を制御する前記した動作点帰還ループ
により、検波器１７の出力包絡線検波信号ｃの誤差を平
均化してそれが最小になるように制御される。
【００２８】このように、本実施例によれば、包絡線帰
還ループにより高電力増幅器１５で発生する振幅歪みを
改善することができ、また、動作点帰還ループにより誤
差増幅器１８の出力誤差信号を最小にできる。なお、出
力端子２４の出力被変調波は、図示しない送信出力部を
介して送信される。
還ループにより高電力増幅器１５で発生する振幅歪みを
改善することができ、また、動作点帰還ループにより誤
差増幅器１８の出力誤差信号を最小にできる。なお、出
力端子２４の出力被変調波は、図示しない送信出力部を
介して送信される。
【００２９】なお、本発明は上記の実施例に限定される
ものではなく、例えば変調器の変調方式としては、４相
位相変調（ＱＰＳＫ）方式や振幅変調方式等の線形変調
方式を採用することも原理的に可能である。
ものではなく、例えば変調器の変調方式としては、４相
位相変調（ＱＰＳＫ）方式や振幅変調方式等の線形変調
方式を採用することも原理的に可能である。
【００３０】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
変調器、可変減衰器、電力増幅器、検波器、誤差信号生
成手段及び乗算器により形成される包絡線帰還ループに
より、ベースバンド変調信号と被変調波の包絡線とが同
じになるように制御するため、電力増幅器で発生する振
幅歪を改善することができる。
変調器、可変減衰器、電力増幅器、検波器、誤差信号生
成手段及び乗算器により形成される包絡線帰還ループに
より、ベースバンド変調信号と被変調波の包絡線とが同
じになるように制御するため、電力増幅器で発生する振
幅歪を改善することができる。
【００３１】また、本発明によれば、可変減衰器、電力
増幅器、検波器、誤差信号生成手段及び平均化回路より
なる動作点帰還ループにより、誤差信号生成手段の出力
誤差信号の平均値が最小となるように制御するようにし
たため、常に最適な動作点に自動的に制御され、出力レ
ベル可変時でも安定した歪改善効果が得られる。
増幅器、検波器、誤差信号生成手段及び平均化回路より
なる動作点帰還ループにより、誤差信号生成手段の出力
誤差信号の平均値が最小となるように制御するようにし
たため、常に最適な動作点に自動的に制御され、出力レ
ベル可変時でも安定した歪改善効果が得られる。
【００３２】以上より、本発明によれば、歪改善効果に
より電力増幅器の飽和出力や直線性の規格を従来より緩
和することができると共に、大部分の回路を集積回路化
することができるため、従来に比べて安価で低消費電
力、小型な構成とすることができる。
より電力増幅器の飽和出力や直線性の規格を従来より緩
和することができると共に、大部分の回路を集積回路化
することができるため、従来に比べて安価で低消費電
力、小型な構成とすることができる。
【００３３】更に、本発明によれば、誤差信号生成手段
における全波整流特性と、検波器の入力信号電力対出力
検波電圧特性とは、それぞれ互いに近似する特性とする
ことにより、上記の包絡線帰還ループにより、ベースバ
ンド変調信号と被変調波の包絡線とがより正確に同じに
なるため、電力増幅器で発生する振幅歪を大幅に抑圧で
きる。
における全波整流特性と、検波器の入力信号電力対出力
検波電圧特性とは、それぞれ互いに近似する特性とする
ことにより、上記の包絡線帰還ループにより、ベースバ
ンド変調信号と被変調波の包絡線とがより正確に同じに
なるため、電力増幅器で発生する振幅歪を大幅に抑圧で
きる。
【図１】本発明の一実施例のブロック図である。
【図２】図１の動作説明用タイムチャートである。
【図３】図１の検波器の入力信号電力対出力検波電圧特
性の一例を示す図である。
性の一例を示す図である。
【図４】図１の折り返し回路の入力電圧対出力電圧特性
の一例を示す図である。
の一例を示す図である。
【図５】従来の一例のブロック図である。
１３ 位相変調器 １４ 可変減衰器 １５ 高電力増幅器 １７ 検波器 １８、２３ 誤差増幅器 １９ 変調信号入力端子 ２０ アナログ乗算器 ２１ 波形折り返し回路 ２２ 平均化回路
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平３−198555（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−372228（ＪＰ，Ａ) 特開 平４−68735（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−136830（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−21990（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−204605（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−260105（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−350462（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38 H03F 1/32
Claims (2)
- 【請求項１】 変調信号で搬送波を線形変調して被変調
波を出力する変調器と、 該変調器の出力被変調波を制御信号に応じて減衰した信
号を出力する可変減衰器と、 該可変減衰器の出力信号を電力増幅して送信出力部へ出
力する電力増幅器と、 該電力増幅器の出力信号の包絡線を検波する検波器と、 ベースバンド信号を全波整流した信号と該検波器の出力
検波信号の両包絡線の差を示す誤差信号を生成出力する
誤差信号生成手段と、 該誤差信号生成手段の出力誤差信号と前記ベースバンド
信号との乗算を行い、得られた乗算結果を前記変調器へ
変調信号として供給する乗算器と、 前記誤差信号生成手段の出力誤差信号を平均化して得た
信号を前記制御信号として前記可変減衰器へ出力する平
均化回路とを有し、前記変調器、可変減衰器、電力増幅
器、検波器、誤差信号生成手段及び乗算器よりなる包絡
線帰還ループにより、前記ベースバンド信号を全波整流
した信号と前記検波器の出力検波信号の両包絡線が同じ
になるように制御し、かつ、前記変調器、可変減衰器、
電力増幅器、検波器、誤差信号生成手段及び平均化回路
よりなる動作点帰還ループにより、前記誤差信号の平均
値が最小になるように制御することを特徴とする送信
器。 - 【請求項２】 前記誤差信号生成手段における全波整流
特性と、前記検波器の入力信号電力対出力検波電圧特性
とは、それぞれ互いに近似する特性であることを特徴と
する請求項１記載の送信器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6236315A JP2917828B2 (ja) | 1994-09-30 | 1994-09-30 | 送信器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6236315A JP2917828B2 (ja) | 1994-09-30 | 1994-09-30 | 送信器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08102768A JPH08102768A (ja) | 1996-04-16 |
| JP2917828B2 true JP2917828B2 (ja) | 1999-07-12 |
Family
ID=16998983
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6236315A Expired - Lifetime JP2917828B2 (ja) | 1994-09-30 | 1994-09-30 | 送信器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2917828B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3214463B2 (ja) | 1998-10-21 | 2001-10-02 | 日本電気株式会社 | 無線通信装置 |
| JP3554218B2 (ja) | 1999-03-17 | 2004-08-18 | 富士通株式会社 | 電力制御回路および送信機 |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0771118B2 (ja) * | 1989-12-27 | 1995-07-31 | 三菱電機株式会社 | 変調装置 |
| JP2540377B2 (ja) * | 1990-07-04 | 1996-10-02 | 三菱電機株式会社 | 自動出力電力制御装置 |
| JPH05136830A (ja) * | 1991-01-29 | 1993-06-01 | Fujitsu Ltd | 線形送信回路 |
| JPH04372228A (ja) * | 1991-06-20 | 1992-12-25 | Toshiba Corp | キャリア出力装置 |
| JPH05260105A (ja) * | 1992-03-11 | 1993-10-08 | Fujitsu Ltd | 無線送信装置 |
| JP3166321B2 (ja) * | 1992-07-01 | 2001-05-14 | 日本電気株式会社 | 変調信号送信システム |
| JP3107680B2 (ja) * | 1993-06-03 | 2000-11-13 | 松下電器産業株式会社 | 線形送信回路 |
| JP3300185B2 (ja) * | 1995-01-31 | 2002-07-08 | 株式会社日立国際電気 | 無線機および無線機の使用方法 |
-
1994
- 1994-09-30 JP JP6236315A patent/JP2917828B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH08102768A (ja) | 1996-04-16 |
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