JP2001024447A - 歪み補償方法および無線通信装置 - Google Patents
歪み補償方法および無線通信装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 変調による歪みを生じることなく、電力増幅
器の非線形歪みを低減できるとともに、入力信号の包絡
線からでは検出できず、電力増幅器の電源電圧に依存し
ない非線形歪みをも、確実に低減できるようにする。 【解決手段】 加算回路３５で、利得制御回路３４から
の高周波信号Ｓ２に、コンパレータ４４からの、入力包
絡線検出信号Ｄ５と出力包絡線検出信号Ｄ７との差分の
信号Ｓａを加算し、加算回路３５からの高周波信号Ｓ３
を、電力増幅器３１で増幅する。差分信号Ｓａは、温度
や電源電圧などの環境パラメータが変化しなければ、歪
み成分のみからなるものとなり、環境パラメータが変化
すると、その歪み成分と電力増幅器３１の利得変動によ
るオフセット成分との和となる。ローパスフィルタ４５
で差分信号Ｓａ中のオフセット成分のみを取り出し、そ
の信号Ｓ８を加算した利得制御信号ＶＧＣによって、オ
フセット成分としての信号Ｓ８がゼロとなるように、利
得制御回路３４の利得を制御する。
器の非線形歪みを低減できるとともに、入力信号の包絡
線からでは検出できず、電力増幅器の電源電圧に依存し
ない非線形歪みをも、確実に低減できるようにする。 【解決手段】 加算回路３５で、利得制御回路３４から
の高周波信号Ｓ２に、コンパレータ４４からの、入力包
絡線検出信号Ｄ５と出力包絡線検出信号Ｄ７との差分の
信号Ｓａを加算し、加算回路３５からの高周波信号Ｓ３
を、電力増幅器３１で増幅する。差分信号Ｓａは、温度
や電源電圧などの環境パラメータが変化しなければ、歪
み成分のみからなるものとなり、環境パラメータが変化
すると、その歪み成分と電力増幅器３１の利得変動によ
るオフセット成分との和となる。ローパスフィルタ４５
で差分信号Ｓａ中のオフセット成分のみを取り出し、そ
の信号Ｓ８を加算した利得制御信号ＶＧＣによって、オ
フセット成分としての信号Ｓ８がゼロとなるように、利
得制御回路３４の利得を制御する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、無線通信装置の
送信部の電力増幅器の非線形歪みを補償する方法、およ
び送信部の電力増幅器の非線形歪みを補償した無線通信
装置に関する。
送信部の電力増幅器の非線形歪みを補償する方法、およ
び送信部の電力増幅器の非線形歪みを補償した無線通信
装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】デジタル無線通信装置では、通信の高速
化・大容量化などに伴い、送信用の電力増幅器に求めら
れる線形性が厳しくなりつつある。しかし、電力増幅器
の線形性を厳しくすると、電力増幅器の電力効率が低下
し、例えば、デジタル携帯電話システムの端末電話機で
は、連続通話可能時間の長時間化を妨げることになる。
そこで、電力増幅器の非線形歪みを補償して、電力増幅
器の電力効率を向上させることが考えられている。
化・大容量化などに伴い、送信用の電力増幅器に求めら
れる線形性が厳しくなりつつある。しかし、電力増幅器
の線形性を厳しくすると、電力増幅器の電力効率が低下
し、例えば、デジタル携帯電話システムの端末電話機で
は、連続通話可能時間の長時間化を妨げることになる。
そこで、電力増幅器の非線形歪みを補償して、電力増幅
器の電力効率を向上させることが考えられている。
【０００３】図１４は、特許第２６８９０１１号「線形
送信装置」に示されている従来の歪み補償方法を示す。
送信装置」に示されている従来の歪み補償方法を示す。
【０００４】入力端子１０１からの変調波の入力信号Ｓ
ｉは、方向性結合器９２を通じ、電力制御回路９３を通
じて、電力増幅器９１に入力され、電力増幅器９１の出
力信号が、方向性結合器９４を通じて、出力信号Ｓｏと
して出力端子１０２に導出される。
ｉは、方向性結合器９２を通じ、電力制御回路９３を通
じて、電力増幅器９１に入力され、電力増幅器９１の出
力信号が、方向性結合器９４を通じて、出力信号Ｓｏと
して出力端子１０２に導出される。
【０００５】そして、入力信号Ｓｉが、方向性結合器９
２で分岐されて、包絡線検波回路９５に供給されて、包
絡線検波回路９５で、入力信号Ｓｉの包絡線が検出さ
れ、その包絡線検出信号が、直流電圧変換回路９６に供
給されて、直流電圧変換回路９６で、電源端子１０３か
らの直流電圧が、入力信号Ｓｉの包絡線に応じて変換さ
れ、その変換後の直流電圧が、電力増幅器９１に、その
電源電圧として供給される。
２で分岐されて、包絡線検波回路９５に供給されて、包
絡線検波回路９５で、入力信号Ｓｉの包絡線が検出さ
れ、その包絡線検出信号が、直流電圧変換回路９６に供
給されて、直流電圧変換回路９６で、電源端子１０３か
らの直流電圧が、入力信号Ｓｉの包絡線に応じて変換さ
れ、その変換後の直流電圧が、電力増幅器９１に、その
電源電圧として供給される。
【０００６】さらに、出力信号Ｓｏが、方向性結合器９
４で分岐されて、包絡線検波回路９７に供給されて、包
絡線検波回路９７で、出力信号Ｓｏの包絡線が検出さ
れ、その包絡線検出信号が、包絡線検波回路９５からの
包絡線検出信号とともに、差信号生成回路９８に供給さ
れて、差信号生成回路９８において、入力信号Ｓｉの包
絡線と出力信号Ｓｏの包絡線との差の信号が得られ、そ
の差信号が、直流増幅器９９を通じて、電力制御回路９
３に供給されて、電力制御回路９３で、入力信号Ｓｉの
包絡線と出力信号Ｓｏの包絡線との差に応じて、電力増
幅器９１の入力電力が制御される。
４で分岐されて、包絡線検波回路９７に供給されて、包
絡線検波回路９７で、出力信号Ｓｏの包絡線が検出さ
れ、その包絡線検出信号が、包絡線検波回路９５からの
包絡線検出信号とともに、差信号生成回路９８に供給さ
れて、差信号生成回路９８において、入力信号Ｓｉの包
絡線と出力信号Ｓｏの包絡線との差の信号が得られ、そ
の差信号が、直流増幅器９９を通じて、電力制御回路９
３に供給されて、電力制御回路９３で、入力信号Ｓｉの
包絡線と出力信号Ｓｏの包絡線との差に応じて、電力増
幅器９１の入力電力が制御される。
【０００７】この方法は、入力信号Ｓｉの包絡線に応じ
て電力増幅器９１の電源電圧を制御することによって、
電力増幅器９１の非線形歪みを低減し、入力信号Ｓｉの
包絡線と出力信号Ｓｏの包絡線との差に応じて電力増幅
器９１の入力電力を制御することによって、温度変化な
どによる電力増幅器９１の利得変動を吸収しようとする
ものである。
て電力増幅器９１の電源電圧を制御することによって、
電力増幅器９１の非線形歪みを低減し、入力信号Ｓｉの
包絡線と出力信号Ｓｏの包絡線との差に応じて電力増幅
器９１の入力電力を制御することによって、温度変化な
どによる電力増幅器９１の利得変動を吸収しようとする
ものである。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た従来の歪み補償方法では、直流電圧変換回路９６で電
力増幅器９１の電源電圧を変調して、電力増幅器９１で
増幅される信号を振幅変調するので、変調による歪みを
生じるという欠点がある。しかも、入力信号Ｓｉの包絡
線に応じて電力増幅器９１の電源電圧を変調するので、
入力信号Ｓｉの包絡線からでは検出できず、電力増幅器
９１の電源電圧に依存しない非線形歪み、例えば、電力
増幅器９１を構成するＧａＡｓＦＥＴのゲート・ソース
間の寄生容量Ｃｇｓなどの非線形パラメータに起因する
歪みを、低減することができないという欠点がある。
た従来の歪み補償方法では、直流電圧変換回路９６で電
力増幅器９１の電源電圧を変調して、電力増幅器９１で
増幅される信号を振幅変調するので、変調による歪みを
生じるという欠点がある。しかも、入力信号Ｓｉの包絡
線に応じて電力増幅器９１の電源電圧を変調するので、
入力信号Ｓｉの包絡線からでは検出できず、電力増幅器
９１の電源電圧に依存しない非線形歪み、例えば、電力
増幅器９１を構成するＧａＡｓＦＥＴのゲート・ソース
間の寄生容量Ｃｇｓなどの非線形パラメータに起因する
歪みを、低減することができないという欠点がある。
【０００９】そこで、この発明は、変調による歪みを生
じることなく、電力増幅器の非線形歪みを低減すること
ができるとともに、入力信号の包絡線からでは検出でき
ず、電力増幅器の電源電圧に依存しない非線形歪みを
も、確実に低減することができるようにしたものであ
る。
じることなく、電力増幅器の非線形歪みを低減すること
ができるとともに、入力信号の包絡線からでは検出でき
ず、電力増幅器の電源電圧に依存しない非線形歪みを
も、確実に低減することができるようにしたものであ
る。
【００１０】
【課題を解決するための手段】この発明の歪み補償方法
は、電力増幅器の非線形歪みを補償する方法であって、
特に、電力増幅器の入力信号および出力信号の包絡線を
それぞれ検出し、それぞれの検出信号の差分に応じた信
号を前記電力増幅器の入力信号に加算するものである。
は、電力増幅器の非線形歪みを補償する方法であって、
特に、電力増幅器の入力信号および出力信号の包絡線を
それぞれ検出し、それぞれの検出信号の差分に応じた信
号を前記電力増幅器の入力信号に加算するものである。
【００１１】上記の方法によれば、電力増幅器の電源電
圧を変調して、電力増幅器で増幅される信号を振幅変調
するのではなく、電力増幅器の入力信号に補償用の信号
を加算するので、変調による歪みを生じることなく、電
力増幅器の非線形歪みを低減することができる。しか
も、電力増幅器の入力信号の包絡線と出力信号の包絡線
との差分に応じた信号を、補償用の信号として加算する
ので、入力信号の包絡線からでは検出できず、電力増幅
器の電源電圧に依存しない非線形歪みをも、確実に低減
することができる。
圧を変調して、電力増幅器で増幅される信号を振幅変調
するのではなく、電力増幅器の入力信号に補償用の信号
を加算するので、変調による歪みを生じることなく、電
力増幅器の非線形歪みを低減することができる。しか
も、電力増幅器の入力信号の包絡線と出力信号の包絡線
との差分に応じた信号を、補償用の信号として加算する
ので、入力信号の包絡線からでは検出できず、電力増幅
器の電源電圧に依存しない非線形歪みをも、確実に低減
することができる。
【００１２】
【発明の実施の形態】〔無線通信装置および高周波電力
増幅部の構成〕図１は、この発明の無線通信装置の一
例、すなわち、この発明の歪み補償方法によって送信部
の電力増幅器の非線形歪みが補償される無線通信装置の
一例を示し、デジタル携帯電話システムの端末電話機の
場合である。
増幅部の構成〕図１は、この発明の無線通信装置の一
例、すなわち、この発明の歪み補償方法によって送信部
の電力増幅器の非線形歪みが補償される無線通信装置の
一例を示し、デジタル携帯電話システムの端末電話機の
場合である。
【００１３】この無線通信装置では、デジタル直交ベー
スバンド信号Ｉ，Ｑが、ロールオフフィルタ１１，１２
を通じて、Ｄ／Ａコンバータ１３，１４に供給されて、
それぞれアナログ信号に変換され、そのアナログ直交ベ
ースバンド信号が、ローパスフィルタ１５，１６を通じ
て、直交変調部２０に供給されて、直交変調部２０から
直交変調された高周波信号Ｓｉが得られ、その高周波信
号Ｓｉが、高周波電力増幅部３０の高周波電力増幅器３
１で増幅されて、出力端子３７に送信高周波信号Ｓｏが
得られるとともに、高周波電力増幅部３０において、以
下のように高周波電力増幅器３１の非線形歪みが補償さ
れる。以下では、高周波電力増幅器３１を電力増幅器３
１と略称する。
スバンド信号Ｉ，Ｑが、ロールオフフィルタ１１，１２
を通じて、Ｄ／Ａコンバータ１３，１４に供給されて、
それぞれアナログ信号に変換され、そのアナログ直交ベ
ースバンド信号が、ローパスフィルタ１５，１６を通じ
て、直交変調部２０に供給されて、直交変調部２０から
直交変調された高周波信号Ｓｉが得られ、その高周波信
号Ｓｉが、高周波電力増幅部３０の高周波電力増幅器３
１で増幅されて、出力端子３７に送信高周波信号Ｓｏが
得られるとともに、高周波電力増幅部３０において、以
下のように高周波電力増幅器３１の非線形歪みが補償さ
れる。以下では、高周波電力増幅器３１を電力増幅器３
１と略称する。
【００１４】図２は、高周波電力増幅部３０の一実施形
態を示す。この実施形態では、図１の直交変調部２０か
ら入力端子３２に得られる入力高周波信号Ｓｉが、方向
性結合器３３によって２つの入力高周波信号Ｓ１および
Ｓ５に分岐され、一方の入力高周波信号Ｓ１が、利得制
御回路３４に入力され、利得制御回路３４の出力側の加
算回路３５において、利得制御回路３４からの高周波信
号Ｓ２に対して、後述のコンパレータ４４からの差分信
号Ｓａが加算され、加算回路３５からの高周波信号Ｓ３
が、電力増幅器３１で増幅される。
態を示す。この実施形態では、図１の直交変調部２０か
ら入力端子３２に得られる入力高周波信号Ｓｉが、方向
性結合器３３によって２つの入力高周波信号Ｓ１および
Ｓ５に分岐され、一方の入力高周波信号Ｓ１が、利得制
御回路３４に入力され、利得制御回路３４の出力側の加
算回路３５において、利得制御回路３４からの高周波信
号Ｓ２に対して、後述のコンパレータ４４からの差分信
号Ｓａが加算され、加算回路３５からの高周波信号Ｓ３
が、電力増幅器３１で増幅される。
【００１５】電力増幅器３１の出力の高周波信号Ｓ４
は、方向性結合器３６によって２つの出力高周波信号Ｓ
ｏおよびＳ６に分岐され、一方の出力高周波信号Ｓｏ
が、送信高周波信号として出力端子３７に導出される。
は、方向性結合器３６によって２つの出力高周波信号Ｓ
ｏおよびＳ６に分岐され、一方の出力高周波信号Ｓｏ
が、送信高周波信号として出力端子３７に導出される。
【００１６】方向性結合器３３で分岐された他方の入力
高周波信号Ｓ５は、包絡線検出回路４１に供給されて、
包絡線検出回路４１で高周波信号Ｓ５の包絡線が検出さ
れ、その包絡線検出信号Ｄ５が、コンパレータ４４の一
方の入力端子に供給される。また、方向性結合器３６で
分岐された他方の出力高周波信号Ｓ６が、レベル調整回
路４２で後述のようにレベル調整され、その調整後の高
周波信号Ｓ７が、包絡線検出回路４３に供給されて、包
絡線検出回路４３で高周波信号Ｓ７の包絡線が検出さ
れ、その包絡線検出信号Ｄ７が、コンパレータ４４の他
方の入力端子に供給される。
高周波信号Ｓ５は、包絡線検出回路４１に供給されて、
包絡線検出回路４１で高周波信号Ｓ５の包絡線が検出さ
れ、その包絡線検出信号Ｄ５が、コンパレータ４４の一
方の入力端子に供給される。また、方向性結合器３６で
分岐された他方の出力高周波信号Ｓ６が、レベル調整回
路４２で後述のようにレベル調整され、その調整後の高
周波信号Ｓ７が、包絡線検出回路４３に供給されて、包
絡線検出回路４３で高周波信号Ｓ７の包絡線が検出さ
れ、その包絡線検出信号Ｄ７が、コンパレータ４４の他
方の入力端子に供給される。
【００１７】これによって、コンパレータ４４からは、
入力包絡線検出信号Ｄ５と出力包絡線検出信号Ｄ７との
差分の信号Ｓａが得られ、上述したように、加算回路３
５において、この差分信号Ｓａが利得制御回路３４から
の高周波信号Ｓ２に加算される。
入力包絡線検出信号Ｄ５と出力包絡線検出信号Ｄ７との
差分の信号Ｓａが得られ、上述したように、加算回路３
５において、この差分信号Ｓａが利得制御回路３４から
の高周波信号Ｓ２に加算される。
【００１８】さらに、この差分信号Ｓａが、ローパスフ
ィルタ４５に供給されて、ローパスフィルタ４５から、
差分信号Ｓａ中の周波数の低い成分が取り出され、加算
回路４６において、制御部５０からの利得制御信号ＶＧ
Ｏに対して、ローパスフィルタ４５からの信号Ｓ８が加
算され、加算回路４６からの信号Ｓ９が、レベル調整回
路４７でレベル調整され、その調整後の利得制御信号Ｖ
ＧＣによって、以下のように利得制御回路３４の利得が
制御される。
ィルタ４５に供給されて、ローパスフィルタ４５から、
差分信号Ｓａ中の周波数の低い成分が取り出され、加算
回路４６において、制御部５０からの利得制御信号ＶＧ
Ｏに対して、ローパスフィルタ４５からの信号Ｓ８が加
算され、加算回路４６からの信号Ｓ９が、レベル調整回
路４７でレベル調整され、その調整後の利得制御信号Ｖ
ＧＣによって、以下のように利得制御回路３４の利得が
制御される。
【００１９】〔利得制御の動作〕上述した高周波電力増
幅部３０では、以下に示すように、温度や電源電圧など
の環境パラメータの変動にかかわらず、高周波電力増幅
部３０の利得が一定に保持される。
幅部３０では、以下に示すように、温度や電源電圧など
の環境パラメータの変動にかかわらず、高周波電力増幅
部３０の利得が一定に保持される。
【００２０】入力高周波信号Ｓｉ，Ｓ１，Ｓ５および入
力包絡線検出信号Ｄ５は、歪みのない信号である。出力
高周波信号Ｓｏ，Ｓ６，Ｓ７および出力包絡線検出信号
Ｄ７は、温度や電源電圧などの環境パラメータが変化し
なければ、電力増幅器３１の非線形歪みのみを有する信
号となる。
力包絡線検出信号Ｄ５は、歪みのない信号である。出力
高周波信号Ｓｏ，Ｓ６，Ｓ７および出力包絡線検出信号
Ｄ７は、温度や電源電圧などの環境パラメータが変化し
なければ、電力増幅器３１の非線形歪みのみを有する信
号となる。
【００２１】環境パラメータが変化すると、電力増幅器
３１の利得が変化するので、出力高周波信号Ｓｏ，Ｓ
６，Ｓ７および出力包絡線検出信号Ｄ７は、歪み成分の
ほかに、電力増幅器３１の利得変動に起因するレベルの
オフセット成分が付加された信号となる。ただし、ある
環境パラメータのもとで、入力包絡線検出信号Ｄ５と出
力包絡線検出信号Ｄ７が同一レベルとなるように、レベ
ル調整回路４２が設定される。
３１の利得が変化するので、出力高周波信号Ｓｏ，Ｓ
６，Ｓ７および出力包絡線検出信号Ｄ７は、歪み成分の
ほかに、電力増幅器３１の利得変動に起因するレベルの
オフセット成分が付加された信号となる。ただし、ある
環境パラメータのもとで、入力包絡線検出信号Ｄ５と出
力包絡線検出信号Ｄ７が同一レベルとなるように、レベ
ル調整回路４２が設定される。
【００２２】したがって、コンパレータ４４からの差分
信号Ｓａは、環境パラメータが変化しなければ、出力包
絡線検出信号Ｄ７に含まれる歪み成分のみからなるもの
となり、環境パラメータが変化すると、その歪み成分と
上記のオフセット成分との和となる。
信号Ｓａは、環境パラメータが変化しなければ、出力包
絡線検出信号Ｄ７に含まれる歪み成分のみからなるもの
となり、環境パラメータが変化すると、その歪み成分と
上記のオフセット成分との和となる。
【００２３】ローパスフィルタ４５では、この差分信号
Ｓａ中の周波数の低い成分、すなわち環境パラメータの
変動による上記のオフセット成分のみが、信号Ｓ８とし
て取り出され、差分信号Ｓａ中の周波数の高い成分、す
なわち歪み成分の包絡線変動成分は遮断される。もちろ
ん、環境パラメータの変動がなければ、信号Ｓ８はゼロ
となる。
Ｓａ中の周波数の低い成分、すなわち環境パラメータの
変動による上記のオフセット成分のみが、信号Ｓ８とし
て取り出され、差分信号Ｓａ中の周波数の高い成分、す
なわち歪み成分の包絡線変動成分は遮断される。もちろ
ん、環境パラメータの変動がなければ、信号Ｓ８はゼロ
となる。
【００２４】そして、高周波電力増幅部３０では、制御
部５０からの利得制御信号ＶＧＯに、このローパスフィ
ルタ４５からの信号Ｓ８が加算された利得制御信号ＶＧ
Ｃによって、環境パラメータの変動によるオフセット成
分としての信号Ｓ８がゼロとなるように、利得制御回路
３４の利得が制御される。
部５０からの利得制御信号ＶＧＯに、このローパスフィ
ルタ４５からの信号Ｓ８が加算された利得制御信号ＶＧ
Ｃによって、環境パラメータの変動によるオフセット成
分としての信号Ｓ８がゼロとなるように、利得制御回路
３４の利得が制御される。
【００２５】したがって、温度や電源電圧などの環境パ
ラメータの変動にかかわらず、高周波電力増幅部３０の
利得が一定に保持される。すなわち、環境パラメータの
変動によって、電力増幅器３１の利得は変化するが、そ
れに応じて利得制御回路３４の利得が逆方向に同量だけ
変化することによって、電力増幅器３１および利得制御
回路３４を含む高周波電力増幅部３０の利得は一定に保
持され、結果的に電力増幅器３１の利得の変動が打ち消
されるようになる。
ラメータの変動にかかわらず、高周波電力増幅部３０の
利得が一定に保持される。すなわち、環境パラメータの
変動によって、電力増幅器３１の利得は変化するが、そ
れに応じて利得制御回路３４の利得が逆方向に同量だけ
変化することによって、電力増幅器３１および利得制御
回路３４を含む高周波電力増幅部３０の利得は一定に保
持され、結果的に電力増幅器３１の利得の変動が打ち消
されるようになる。
【００２６】〔歪み補償の動作〕さらに、上述した高周
波電力増幅部３０では、以下に示すように、電力増幅器
３１の非線形歪みが補償される。
波電力増幅部３０では、以下に示すように、電力増幅器
３１の非線形歪みが補償される。
【００２７】図３（Ａ）に示すように、電力増幅器３１
の入力電圧をＶｉ、出力電圧をＶｏ、線形利得をＧ
（倍）とする。電力増幅器３１が非線形歪みを有するこ
とから、大出力領域では振幅抑圧を生じる。その抑圧量
は、入力電圧Ｖｉに依存するので、ｆ（Ｖｉ）で表すこ
とができる。したがって、出力電圧Ｖｏは、図３（Ａ）
にも示すように、 Ｖｏ＝Ｇ×Ｖｉ−ｆ（Ｖｉ） …（１） で表される。
の入力電圧をＶｉ、出力電圧をＶｏ、線形利得をＧ
（倍）とする。電力増幅器３１が非線形歪みを有するこ
とから、大出力領域では振幅抑圧を生じる。その抑圧量
は、入力電圧Ｖｉに依存するので、ｆ（Ｖｉ）で表すこ
とができる。したがって、出力電圧Ｖｏは、図３（Ａ）
にも示すように、 Ｖｏ＝Ｇ×Ｖｉ−ｆ（Ｖｉ） …（１） で表される。
【００２８】この振幅抑圧−ｆ（Ｖｉ）を補うために、
図２の高周波電力増幅部３０では、電力増幅器３１の入
力側の加算回路３５において、入力高周波信号Ｓ２に信
号Ｓａが加算される。したがって、信号Ｓａの加算によ
る電力増幅器３１の入力電圧の増加量をＶａとすると、
信号Ｓａが加算された場合の電力増幅器３１の出力電圧
は、図３（Ｂ）にも示すように、 Ｖｏ＝Ｇ×（Ｖｉ＋Ｖａ）−ｆ（Ｖｉ＋Ｖａ） ＝Ｇ×Ｖｉ−｛ｆ（Ｖｉ＋Ｖａ）−Ｇ×Ｖａ｝ …（２） で表される。
図２の高周波電力増幅部３０では、電力増幅器３１の入
力側の加算回路３５において、入力高周波信号Ｓ２に信
号Ｓａが加算される。したがって、信号Ｓａの加算によ
る電力増幅器３１の入力電圧の増加量をＶａとすると、
信号Ｓａが加算された場合の電力増幅器３１の出力電圧
は、図３（Ｂ）にも示すように、 Ｖｏ＝Ｇ×（Ｖｉ＋Ｖａ）−ｆ（Ｖｉ＋Ｖａ） ＝Ｇ×Ｖｉ−｛ｆ（Ｖｉ＋Ｖａ）−Ｇ×Ｖａ｝ …（２） で表される。
【００２９】ここで、式（１）および式（２）におい
て、それぞれの第２項のｆ（Ｖｉ）と｛ｆ（Ｖｉ＋Ｖ
ａ）−Ｇ×Ｖａ｝との間で、 ｆ（Ｖｉ）＞｛ｆ（Ｖｉ＋Ｖａ）−Ｇ×Ｖａ｝ …（３） の関係があれば、信号Ｓａの加算によって振幅抑圧が緩
和されて、高周波電力増幅部３０としては非線形歪みが
低減されることになる。
て、それぞれの第２項のｆ（Ｖｉ）と｛ｆ（Ｖｉ＋Ｖ
ａ）−Ｇ×Ｖａ｝との間で、 ｆ（Ｖｉ）＞｛ｆ（Ｖｉ＋Ｖａ）−Ｇ×Ｖａ｝ …（３） の関係があれば、信号Ｓａの加算によって振幅抑圧が緩
和されて、高周波電力増幅部３０としては非線形歪みが
低減されることになる。
【００３０】そして、高周波電力増幅部３０では、信号
Ｓａとして、コンパレータ４４からの、入力包絡線検出
信号Ｄ５と出力包絡線検出信号Ｄ７との差分の、Ｇ×Ｖ
ａ＞｛ｆ（Ｖｉ＋Ｖａ）−ｆ（Ｖｉ）｝となる信号が加
算されることによって、式（３）の関係が満たされ、振
幅抑圧が緩和されて、非線形歪みが低減される。
Ｓａとして、コンパレータ４４からの、入力包絡線検出
信号Ｄ５と出力包絡線検出信号Ｄ７との差分の、Ｇ×Ｖ
ａ＞｛ｆ（Ｖｉ＋Ｖａ）−ｆ（Ｖｉ）｝となる信号が加
算されることによって、式（３）の関係が満たされ、振
幅抑圧が緩和されて、非線形歪みが低減される。
【００３１】この場合、電力増幅器３１の入力高周波信
号Ｓ２に信号Ｓａを加算するので、電力増幅器の電源電
圧を変調して高周波信号を振幅変調する場合とは異な
り、変調による歪みを生じることがない。しかも、入力
包絡線検出信号Ｄ５と出力包絡線検出信号Ｄ７との差分
の信号Ｓａを、補償用の信号として加算するので、入力
包絡線検出信号に応じて電力増幅器の電源電圧を変調す
る場合とは異なり、入力包絡線検出信号Ｄ５では検出で
きず、電力増幅器３１の電源電圧に依存しない非線形歪
み、例えば、電力増幅器３１を構成するＧａＡｓＦＥＴ
のゲート・ソース間の寄生容量Ｃｇｓなどの非線形パラ
メータに起因する歪みをも、確実に低減することができ
る。
号Ｓ２に信号Ｓａを加算するので、電力増幅器の電源電
圧を変調して高周波信号を振幅変調する場合とは異な
り、変調による歪みを生じることがない。しかも、入力
包絡線検出信号Ｄ５と出力包絡線検出信号Ｄ７との差分
の信号Ｓａを、補償用の信号として加算するので、入力
包絡線検出信号に応じて電力増幅器の電源電圧を変調す
る場合とは異なり、入力包絡線検出信号Ｄ５では検出で
きず、電力増幅器３１の電源電圧に依存しない非線形歪
み、例えば、電力増幅器３１を構成するＧａＡｓＦＥＴ
のゲート・ソース間の寄生容量Ｃｇｓなどの非線形パラ
メータに起因する歪みをも、確実に低減することができ
る。
【００３２】加算回路３５は、例えば、図４に示すよう
に、３つの抵抗Ｒ１，Ｒ２およびＲ３がスター接続され
たものとする。これによれば、加算回路３５が受動素子
のみからなるので、純粋な加算が行われ、変調による歪
みの発生をより確実に防止することができる。
に、３つの抵抗Ｒ１，Ｒ２およびＲ３がスター接続され
たものとする。これによれば、加算回路３５が受動素子
のみからなるので、純粋な加算が行われ、変調による歪
みの発生をより確実に防止することができる。
【００３３】図５に示すような振幅位相特性（振幅位相
歪み）を有する、最大出力が２９．３ｄＢｍ、小電力利
得が２６．１ｄＢ、最大位相偏移ｄＨが−５．２度の電
力増幅器に、ＱＰＳＫ（Ｑuadrature ＰＳＫ：直交ＰＳ
Ｋ）変調信号を入力して得られる、歪みを含む電力増幅
器の出力スペクトラムを計算した結果を、図６に示す。
この場合、隣接チャンネル漏洩電力比は−３９ｄＢｃで
ある。
歪み）を有する、最大出力が２９．３ｄＢｍ、小電力利
得が２６．１ｄＢ、最大位相偏移ｄＨが−５．２度の電
力増幅器に、ＱＰＳＫ（Ｑuadrature ＰＳＫ：直交ＰＳ
Ｋ）変調信号を入力して得られる、歪みを含む電力増幅
器の出力スペクトラムを計算した結果を、図６に示す。
この場合、隣接チャンネル漏洩電力比は−３９ｄＢｃで
ある。
【００３４】これに対して、同じ電力増幅器を電力増幅
器３１として、これに上記のように加算回路３５で差分
信号Ｓａが加算されたＱＰＳＫ変調信号を入力して得ら
れる、電力増幅器３１の出力スペクトラムを計算した結
果を、図７に示す。この場合、隣接チャンネル漏洩電力
比は−８８ｄＢｃであり、図６の歪み補償を行わない場
合に比べて４９ｄＢも改善される。
器３１として、これに上記のように加算回路３５で差分
信号Ｓａが加算されたＱＰＳＫ変調信号を入力して得ら
れる、電力増幅器３１の出力スペクトラムを計算した結
果を、図７に示す。この場合、隣接チャンネル漏洩電力
比は−８８ｄＢｃであり、図６の歪み補償を行わない場
合に比べて４９ｄＢも改善される。
【００３５】〔利得制御回路の例〕図８は、図２の利得
制御回路３４の一例を示し、利得制御回路３４をＦＥＴ
を用いた減衰器とした場合である。
制御回路３４の一例を示し、利得制御回路３４をＦＥＴ
を用いた減衰器とした場合である。
【００３６】この例では、ＦＥＴ６１のソースおよびド
レインが、抵抗ＲｓおよびＲｄを介して、＋３Ｖの電源
ライン６２に接続され、ＦＥＴ６１のゲートが、抵抗Ｒ
ｇを介して、利得制御信号ＶＧＣが供給される端子６３
に接続され、ＦＥＴ６１のソースから導出された端子６
４に、高周波信号Ｓ１が入力され、ＦＥＴ６１のドレイ
ンから導出された端子６５から、高周波信号Ｓ２が出力
される。
レインが、抵抗ＲｓおよびＲｄを介して、＋３Ｖの電源
ライン６２に接続され、ＦＥＴ６１のゲートが、抵抗Ｒ
ｇを介して、利得制御信号ＶＧＣが供給される端子６３
に接続され、ＦＥＴ６１のソースから導出された端子６
４に、高周波信号Ｓ１が入力され、ＦＥＴ６１のドレイ
ンから導出された端子６５から、高周波信号Ｓ２が出力
される。
【００３７】この例で、ＦＥＴ６１としてゲート幅が１
ｍｍのＧａＡｓＪＦＥＴを用いた場合、図９に示すよう
な減衰特性が得られ、利得制御信号ＶＧＣを０Ｖ〜＋３
Ｖの範囲で変化させることによって、約１０ｄＢの利得
制御が可能である。
ｍｍのＧａＡｓＪＦＥＴを用いた場合、図９に示すよう
な減衰特性が得られ、利得制御信号ＶＧＣを０Ｖ〜＋３
Ｖの範囲で変化させることによって、約１０ｄＢの利得
制御が可能である。
【００３８】図１０は、図２の利得制御回路３４の他の
例を示し、２重ゲートＦＥＴを用いた場合である。
例を示し、２重ゲートＦＥＴを用いた場合である。
【００３９】この例では、２重ゲートＦＥＴ７１の第１
ゲートＧ１が、抵抗Ｒｂを介して、バイアス電圧Ｖｂが
供給される端子７２に接続され、２重ゲートＦＥＴ７１
のドレインＤが、負荷抵抗Ｒｒを介して電源に接続さ
れ、２重ゲートＦＥＴ７１の第１ゲートＧ１から導出さ
れた端子７３に、高周波信号Ｓ１が入力され、２重ゲー
トＦＥＴ７１の第２ゲートＧ２から導出された端子７４
に、利得制御信号ＶＧＣが供給され、２重ゲートＦＥＴ
７１のドレインＤから導出された端子７５から、高周波
信号Ｓ２が出力される。２重ゲートＦＥＴ７１のソース
Ｓは、接地される。
ゲートＧ１が、抵抗Ｒｂを介して、バイアス電圧Ｖｂが
供給される端子７２に接続され、２重ゲートＦＥＴ７１
のドレインＤが、負荷抵抗Ｒｒを介して電源に接続さ
れ、２重ゲートＦＥＴ７１の第１ゲートＧ１から導出さ
れた端子７３に、高周波信号Ｓ１が入力され、２重ゲー
トＦＥＴ７１の第２ゲートＧ２から導出された端子７４
に、利得制御信号ＶＧＣが供給され、２重ゲートＦＥＴ
７１のドレインＤから導出された端子７５から、高周波
信号Ｓ２が出力される。２重ゲートＦＥＴ７１のソース
Ｓは、接地される。
【００４０】この例で、２重ゲートＦＥＴ７１としてゲ
ート幅が２００μｍのＧａＡｓＪＦＥＴを用いた場合、
図１１に示すような利得特性が得られ、利得制御信号Ｖ
ＧＣを０Ｖ〜＋２Ｖの範囲で変化させることによって、
約１５ｄＢの利得制御が可能である。
ート幅が２００μｍのＧａＡｓＪＦＥＴを用いた場合、
図１１に示すような利得特性が得られ、利得制御信号Ｖ
ＧＣを０Ｖ〜＋２Ｖの範囲で変化させることによって、
約１５ｄＢの利得制御が可能である。
【００４１】〔包絡線検出回路の例〕図１２は、図２の
包絡線検出回路４１および４３の一例を示す。この例で
は、ダイオード８１のカソードと接地との間に、抵抗８
２とコンデンサ８３が並列に接続され、小信号領域にお
けるダイオード８１の非直線性を改善するために、ダイ
オード８１のアノードが、抵抗Ｒｂを介して、バイアス
電圧Ｖｂが供給される端子８４に接続され、ダイオード
８１のアノードから導出された端子８５に、高周波信号
Ｓ５またはＳ７が入力され、ダイオード８１のカソード
から導出された端子８６から、包絡線検出信号Ｄ５また
はＤ７が出力される。
包絡線検出回路４１および４３の一例を示す。この例で
は、ダイオード８１のカソードと接地との間に、抵抗８
２とコンデンサ８３が並列に接続され、小信号領域にお
けるダイオード８１の非直線性を改善するために、ダイ
オード８１のアノードが、抵抗Ｒｂを介して、バイアス
電圧Ｖｂが供給される端子８４に接続され、ダイオード
８１のアノードから導出された端子８５に、高周波信号
Ｓ５またはＳ７が入力され、ダイオード８１のカソード
から導出された端子８６から、包絡線検出信号Ｄ５また
はＤ７が出力される。
【００４２】この例では、高周波信号Ｓ５またはＳ７と
して加えられる入力電力に対する、包絡線検出信号Ｄ５
またはＤ７として得られる出力電圧の特性として、図１
３に示すような特性が得られる。
して加えられる入力電力に対する、包絡線検出信号Ｄ５
またはＤ７として得られる出力電圧の特性として、図１
３に示すような特性が得られる。
【００４３】〔他の実施形態〕図２の実施形態は、入力
端子３２に得られる入力高周波信号Ｓｉが、方向性結合
器３３によって２つの入力高周波信号Ｓ１およびＳ５に
分岐され、電力増幅器３１の出力の高周波信号Ｓ４が、
方向性結合器３６によって２つの出力高周波信号Ｓｏお
よびＳ６に分岐される場合であるが、入力端子３２に得
られる入力高周波信号Ｓｉが、そのまま利得制御回路３
４および包絡線検出回路４１に供給され、電力増幅器３
１の出力の高周波信号Ｓ４が、そのまま出力高周波信号
Ｓｏとして、出力端子３７に導出されるとともに、レベ
ル調整回路４２に供給されるように構成してもよい。
端子３２に得られる入力高周波信号Ｓｉが、方向性結合
器３３によって２つの入力高周波信号Ｓ１およびＳ５に
分岐され、電力増幅器３１の出力の高周波信号Ｓ４が、
方向性結合器３６によって２つの出力高周波信号Ｓｏお
よびＳ６に分岐される場合であるが、入力端子３２に得
られる入力高周波信号Ｓｉが、そのまま利得制御回路３
４および包絡線検出回路４１に供給され、電力増幅器３
１の出力の高周波信号Ｓ４が、そのまま出力高周波信号
Ｓｏとして、出力端子３７に導出されるとともに、レベ
ル調整回路４２に供給されるように構成してもよい。
【００４４】また、包絡線検出回路４３の入力側で出力
高周波信号Ｓのレベルが調整される代わりに、包絡線検
出回路４１の入力側で入力高周波信号Ｓのレベルが調整
されるように構成してもよい。
高周波信号Ｓのレベルが調整される代わりに、包絡線検
出回路４１の入力側で入力高周波信号Ｓのレベルが調整
されるように構成してもよい。
【００４５】さらに、図２の実施形態は、電力増幅器３
１の入力側において、前段に利得制御回路３４が設けら
れ、後段に加算回路３５が設けられる場合であるが、逆
に、前段に加算回路３５が設けられ、後段に利得制御回
路３４が設けられてもよい。
１の入力側において、前段に利得制御回路３４が設けら
れ、後段に加算回路３５が設けられる場合であるが、逆
に、前段に加算回路３５が設けられ、後段に利得制御回
路３４が設けられてもよい。
【００４６】また、この発明は、デジタル携帯電話シス
テムの端末電話機の送信部の電力増幅器に限らず、基地
局の送信用の電力増幅器や、その他の無線通信システム
の基地局または移動局の送信部の電力増幅器に、広く適
用することができる。
テムの端末電話機の送信部の電力増幅器に限らず、基地
局の送信用の電力増幅器や、その他の無線通信システム
の基地局または移動局の送信部の電力増幅器に、広く適
用することができる。
【００４７】
【発明の効果】上述したように、この発明によれば、変
調による歪みを生じることなく、電力増幅器の非線形歪
みを低減することができるとともに、入力信号の包絡線
からでは検出できず、電力増幅器の電源電圧に依存しな
い非線形歪みをも、確実に低減することができる。
調による歪みを生じることなく、電力増幅器の非線形歪
みを低減することができるとともに、入力信号の包絡線
からでは検出できず、電力増幅器の電源電圧に依存しな
い非線形歪みをも、確実に低減することができる。
【図１】この発明の無線通信装置の一例を示す図であ
る。
る。
【図２】図１の高周波電力増幅部の一例を示す図であ
る。
る。
【図３】この発明の方法で電力増幅器の非線形歪みが低
減されることを示すための図である。
減されることを示すための図である。
【図４】図２の加算回路の一例を示す図である。
【図５】出力スペクトラムの計算に用いた電力増幅器の
振幅位相特性を示す図である。
振幅位相特性を示す図である。
【図６】図５の特性の電力増幅器で、歪み補償を行わな
い場合の出力スペクトラム計算結果を示す図である。
い場合の出力スペクトラム計算結果を示す図である。
【図７】図５の特性の電力増幅器で、この発明の方法で
歪み補償を行った場合の出力スペクトラム計算結果を示
す図である。
歪み補償を行った場合の出力スペクトラム計算結果を示
す図である。
【図８】図２の利得制御回路の一例を示す図である。
【図９】図８の利得制御回路の特性例を示す図である。
【図１０】図２の利得制御回路の他の例を示す図であ
る。
る。
【図１１】図１０の利得制御回路の特性例を示す図であ
る。
る。
【図１２】図２の包絡線検出回路の一例を示す図であ
る。
る。
【図１３】図１２の包絡線検出回路の特性例を示す図で
ある。
ある。
【図１４】特許第２６８９０１１号に示されている従来
の歪み補償方法を示す図である。
の歪み補償方法を示す図である。
３０…高周波電力増幅部、３１…高周波電力増幅器、３
２…入力端子、３３…方向性結合器、３４…利得制御回
路、３５…加算回路、３６…方向性結合器、３７…出力
端子、４１…包絡線検出回路、４２…レベル調整回路、
４３…包絡線検出回路、４４…コンパレータ、４５…ロ
ーパスフィルタ、４６…加算回路、４７…レベル調整回
路、５０…制御部
２…入力端子、３３…方向性結合器、３４…利得制御回
路、３５…加算回路、３６…方向性結合器、３７…出力
端子、４１…包絡線検出回路、４２…レベル調整回路、
４３…包絡線検出回路、４４…コンパレータ、４５…ロ
ーパスフィルタ、４６…加算回路、４７…レベル調整回
路、５０…制御部
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J090 AA01 AA41 CA21 FA20 GN01 GN08 HA09 HA13 HA19 HA25 HA29 HN03 HN08 KA17 KA18 KA26 KA34 KA41 KA42 KA53 KA55 KA68 MA00 SA14 TA01 TA02 TA06 5J091 AA01 AA41 CA21 FA20 HA09 HA13 HA19 HA25 HA29 KA17 KA18 KA26 KA34 KA41 KA42 KA53 KA55 KA68 MA00 SA14 TA01 TA02 TA06 5J100 JA01 KA05 LA00 LA01 LA02 LA08 LA09 QA01 SA01 5K060 BB07 CC11 HH05 HH06 JJ16 KK01 KK06 LL01 LL22 LL24
Claims (6)
- 【請求項１】電力増幅器の非線形歪みを補償する方法で
あって、 電力増幅器の入力信号および出力信号の包絡線をそれぞ
れ検出し、それぞれの検出信号の差分に応じた信号を前
記電力増幅器の入力信号に加算する歪み補償方法。 - 【請求項２】請求項１の歪み補償方法において、 さらに、前記差分に応じた信号中の周波数の低い成分を
取り出し、その成分によって、前記電力増幅器の入力側
に設けた利得制御回路の利得を制御する歪み補償方法。 - 【請求項３】電力増幅器と、 この電力増幅器の入力信号の包絡線を検出する入力包絡
線検出回路と、 前記電力増幅器の出力信号の包絡線を検出する出力包絡
線検出回路と、 前記入力包絡線検出回路の出力信号と前記出力包絡線検
出回路の出力信号との差分に応じた信号を得る差分検出
回路と、 この差分検出回路の出力信号を前記電力増幅器の入力信
号に加算する加算回路と、 を備える電力増幅装置。 - 【請求項４】請求項３の電力増幅装置において、 前記加算回路は、３つの抵抗がスター接続されたもので
ある電力増幅装置。 - 【請求項５】請求項３または４の歪み補償増幅装置にお
いて、さらに、 前記差分検出回路の出力信号中の周波数の低い成分を取
り出すフィルタと、 前記電力増幅器の入力側に設けられ、前記フィルタの出
力信号によって利得が制御される利得制御回路と、 を備える電力増幅装置。 - 【請求項６】請求項３〜５のいずれかの電力増幅装置を
高周波電力増幅部として備える無線通信装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11195317A JP2001024447A (ja) | 1999-07-09 | 1999-07-09 | 歪み補償方法および無線通信装置 |
| KR1020000037688A KR20010015141A (ko) | 1999-07-09 | 2000-07-03 | 왜곡보상방법 및 무선통신장치 |
| US09/609,425 US6480705B1 (en) | 1999-07-09 | 2000-07-05 | Distortion compensation method and wireless communication apparatus |
| EP00305641A EP1067696A3 (en) | 1999-07-09 | 2000-07-05 | Distortion compensation method and wireless communication apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11195317A JP2001024447A (ja) | 1999-07-09 | 1999-07-09 | 歪み補償方法および無線通信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001024447A true JP2001024447A (ja) | 2001-01-26 |
Family
ID=16339163
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11195317A Abandoned JP2001024447A (ja) | 1999-07-09 | 1999-07-09 | 歪み補償方法および無線通信装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6480705B1 (ja) |
| EP (1) | EP1067696A3 (ja) |
| JP (1) | JP2001024447A (ja) |
| KR (1) | KR20010015141A (ja) |
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| JP2006340097A (ja) * | 2005-06-02 | 2006-12-14 | Rf Chips Technology Inc | 利得制御回路および利得制御機能を有するアンプ回路 |
| US7657241B2 (en) | 2002-02-01 | 2010-02-02 | Qualcomm, Incorporated | Distortion reduction calibration |
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| CN104124930A (zh) * | 2014-07-31 | 2014-10-29 | 北京邮电大学 | 一种双功率模式包络跟踪方法 |
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|---|---|---|---|---|
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| JP2003069493A (ja) * | 2001-08-28 | 2003-03-07 | Mitsubishi Electric Corp | 無線通信システム、無線通信システムの端末局及び基地局、並びにその送信電力制御方法 |
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| ITRM20110321A1 (it) * | 2011-06-21 | 2012-12-22 | Pantaleoni Adrio | Dispositivo di amplificazione con schema di correzione d?errore a controreazione bilanciata reiterabile. |
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