CN1729617A - 传输器级 - Google Patents

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CN1729617A
CN1729617A CNA2003801067935A CN200380106793A CN1729617A CN 1729617 A CN1729617 A CN 1729617A CN A2003801067935 A CNA2003801067935 A CN A2003801067935A CN 200380106793 A CN200380106793 A CN 200380106793A CN 1729617 A CN1729617 A CN 1729617A
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郝曼·加法里
拉尔夫·布而登斯基
格拉尔德·乌尔里奇特
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Abstract

一种根据包络重建原理操作的传输器级，其包含用于提供欲传送的振幅与相位调变信号的一振幅表示与一相位表示的提供装置(14)，以及具有一前送分支(16)与一反馈分支(17)的一锁相循环(PLL)，以及一放大控制装置(21)，用于将振幅表示转换为一放大控制信号，并是馈送至一非线性功率放大器(10)的放大控制输入(13)。在该前送分支(16)中配置一数字/模拟转换器；此外，在该反馈分支(17)中配置一模拟/数字转换器，以使该锁相循环的相位检测器可以数字形式执行，借助尽可能大部分的数字信号处理，即可获得一种较经济且可精确操作的传输器级。

Description

传输器级
技术领域
本发明与传输器级有关，特别是与根据EDGE或UMTS规格的可经由操作于非线性范围的放大器而传送相位与振幅调变信号的传输器级有关。
背景技术
移动式通信服务具有频带(frequency band)限制，数据传输所需的信道频宽(channel bandwidth)与可能的数据率(data rate)皆为关键的因子，其代表传输系统的效率，亦即在一频带内需尽量提高数据率；目前已有多种可以提高相同信道频宽的数据率的方法，借以具有更高效率的讯息流(message flow)。
过去几年中，在移动式通信领域中建立了全球移动通信系统(Global Systemfor Mobile Communication，GSM)标准，并是利用高斯最小位移键控(GaussianMinimum Shift Keying，GMSK)调变技术。GMSK是所谓连续相位调变(ContinuousPhase Modulation，CPM)方法的其中一种，该等方法皆为具有固定振幅与稳定相位的非线性数字调变方法。
改变调变技术会使讯息流增加，在此，GSM-EDGE(Enhancement Data Ratio forGSM Evaluation)标准中以3π/8-8PSK(Phase Shift Keying，相位位移键控)调变来取代GMSK调变，或是全球移动式电信系统(Universal MobileTelecommunications System，UMTS)标准中以正交相位位移键控(QuadraturePhase Shift Keying，QPSK)调变来取代GMSK调变；除相位调变之外，该3π/8-8PSK调变与该QPSK调变亦包含了振幅表示，借此，便可以相同的信道频宽增加数据率来其它信息。
在移动终端中的一个关键点是RF传输放大器关于欲以EDGE与UMTS标准传输的RF信号的传输行为；相对于GMSK调变，相位与振幅皆以3π/8-8PSK调变与QPSK调变加以调变，而加宽在非线性功率放大器之后的输出信号频谱以及使传输信号产生明显失真(distortion)，这将导致在接收场强度相同时比特误率(BitError Rates，BER)的增加。
为了使这些失真最小化，在实际上则需要使用线性功率放大器，相较于效率可达50％至60％的非线性功率放大器而言，线性放大器的效率一般较低，仅约35％。
由低效率的组件所产生的系统高能量消耗是对比于移动式站台所需达成的最长操作时间。
像极性环(polar loop)这类的信号重建技术使得在EDGE标准与UMTS标准中亦可使用非线性功率放大器。
举例而言，在US 4,481,672、WO 02/47249A2、US 4,630,315或GB 2368214A等专利文件中皆说明了所谓的极性环传输电路。
在专利EP 1211801 A2中揭示了一种适合用于具有相位与振幅调变的未来移动式无线系统的极性圈传输电路，其亦可用于根据GSM标准的习知系统。极性圈电路包含了一功率放大器，其接收来自输入侧的VCO的信号，借助限定传输信号为目标信号的振幅以及借助限定实际信号、该等限定信号的后续相位比较与后续的低通滤波即可获得该VCO的控制信号。
可控制非线性功率放大器的振幅控制信号是借助作为目标信号的传输信号的包络(envelope)检测、实际信号的封包检测、借助不同放大器的差异形成以及后续的低通滤波而产生。
振幅调校与相位调校的实际信号是分流自该非线性功率放大器输出，并馈送至一可编程放大器，接着向下混波至一中频，馈送至一跃立型(ramp-like)可控制放大器，然后一方面馈送至整流器以调校振幅，另一方面则馈送至限波器(limiter)以调校相位。
从输出分流的反馈信号首先会被馈送至该可编程放大器的控制终端，并在该处以极性圈传输电路输出处的控制信号对功率级加以调校。在此，该可编程放大器是一线性放大器，于其输入处所馈送的信号将借此而线性衰减；但其输出处的无线频率信号的电压并不是与控制终端所馈送的调整信号线性相关，且举例而言，该无线频率信号为该调整信号的每一最低有效位(Least Significant Bit，LSB)2dB。
如专利EP 1211801 A2中所揭示的典型极性圈传输电路适用于以GSM标准为基础的蜂窝式无线电话(cellular radio telephone)，也适用于用以调变相位与振幅的其它调变方法。
至于就其它组件而言，这样的蜂窝式移动无线系统具有自动放大调校的组件，其中，在基站及/或在移动式部份中执行场强度测量，以于确定目前的传输信道因低接收场强度而不符要求时，调校该移动电话及/或该基站的传输功率。
一方面由于对低比特误率的需求，因此需要使用非常高的传输功率，这是因为这样一来接收器的信号/噪声比(signal/noise ratio)及比特误率会自然降低；另一方面，由于人群之间阻值的增加，因此不需高功率。此外，高传输功率使电池仅能以粗网(rough-meshed)方式加以设计，或使载频(carrier frequency)不能够再为了在有限频带中容许较高的使用量而以网格点(cell raster)方式被重复使用。
特别是，在使用非线性放大器时，高传输功率会增加侧信道锯齿干扰，亦即由于其非线性的原因，实际上以一种载频为规格的传输器在侧信道中也会传输功率，然而该侧信道实际上不得传输任何功率或仅可传输低于一临界值以下的功率；因此当所谓的侧信道传输处于特定规格上时，这样的传输装置并不符合要求。举例而言，就前述EDGE标准而言，当相对于载频的偏移频率为+/-200kHz时，无线装置的输出信号频谱须小于-54dBc，且当相对于载频的偏移频率为+/-300kHz时，无线装置的输出信号频谱则必须小于-60dBc。
对UMTS标准而言，在所有侧信道中的输出信号频谱必须优于-45dBc。
然而，宽频CDMA(code division multiple access，分码多任务)技术是与UMTS同时使用，其中，与基站通信的移动电话需具有与基站相同的功率，因此在移动电话中需执行非常快速的功率调校。
此外，特别是对移动电话而言，由于移动电话市场具有高度竞争性，因此其价格必须不能太高，其中价格的优势可使一种系统得以生存(亦即被市场接受)，而其它的系统则无法成功推行于市场中。
因此就移动电话而言，需使用尽可能敏感的传输功率调校，其可快速降低功率，并可于良好传输信道的情形中尽可能向远处传输，然其亦可非常快速地增加传输功率，且在不良信道的情形中大部分都能够特别强烈地增加功率。因此极性圈电路一方面必须操作于功率放大器的高动态范围中，而另一方面则需与关于形成该极性圈的锁幅循环(amplirude-locked loop)与锁相循环(phase-locked loop)竞争非常高的动态范围。
专利EP 1211801 A2的揭示内容的缺点在于输出功率的调整是由反馈分支中(feedback branch)的可编程放大器产生，该可编程与下游的跃立型可控制放大器因此必须提供非常高动态的输出信号，然其在最大输出传输功率的情形中非常小，而在其它的情形(亦即最小输出功率时)中又非常大，且在此处会特别接近传输信号产生器的输出信号振幅。
目前已发现到包含一完整锁相循环与一完整锁幅循环的增强型极性圈并不能适用于所有情形，在许多应用中，是以包络回复(Envelope Restoration，ER)为基础的电路较为适用；正如同极性圈电路，根据ER原理的传输电路亦具有一锁相循环，但与极性圈电路不同的是，其并不包含锁幅循环，而是在无须反馈的情形下，以欲传输信号的振幅调变表示为基础而控制其振幅。
专利US 6,256,482中则揭示了一种不含锁幅循环(amplitude-locked loop，ALL)的传输器级。
一般而言，用于蜂窝式移动无线电的传输器级必须符合狭隘的规格且同时又不能太昂贵，亦即必须以最少的电路花费执行，特别是在移动电话市场中具有非常明显的低价格需求，因顾客在与网络供货商签定契约时，仅花费少数的钱或甚至不用花钱在移动电话上。由于网络经营者必须在订定契约时同时“给出”移动电话，因此制造成本较低的移动电话是网络经营者的利润关键。
发明内容
本发明的目的之一在于提供一种精确操作且又不昂贵的传输器级。
此一目的可借助权利要求1或权利要求20所述的传输器级、如权利要求21所述的传输方法、或借助如权利要求22所述的计算机程序而实现。
本发明利用不昂贵的传输器级，其仅具有一锁相循环，但可直接根据包络回复原理而执行自一功率放大器输出的信号振幅调变，亦即无须反馈。
该锁相循环包含有一前送分支与一反馈分支，并包含一相位检测器，其用于比较作为一目标信号的相位表示与一实际信号，以提供一调整信号，该调整信号由一循环滤波器滤波并被馈送至一可控制震荡器，其依序耦合至该功率放大器的信号输入。
根据本发明的第一构想，该前送分支具有一数字/模拟转换器于信号流中该可控制震荡器上游与该相位检测器下游之间；此外，该反馈分支具有一模拟/数字转换器于信号流方向中该相位检测器上游与该分流装置下游，该分流装置将部分的功率放大器输出信号分流以反馈，因此该相位检测器是一数字相位检测器。本发明的优点为不须使用极性圈电路中所使用的昂贵的模拟相位检测器电路。
特别是对EDGE或UMTS应用而言，基带调变信号是以数字方式存在，因此本发明构想是尽可能在数字域(digital domain)中处理信号，其中信号是尽可能较晚到达模拟域(analog domain)中，这不仅是单纯基于昂贵的模拟装置制造成本的考量，亦包括其组装与校正成本，且其将妨碍结合性。
根据本发明，该传输器级中的显著部分可完全整合于一数字信号处理器(digital signal processor，DSP)中，其一方面可量产，另一方面可使DSP与DSP之间(亦即移动电话与移动电话之间)的误差降低至最小。
根据本发明的另一构想，在用于将欲传输信号的振幅表示转换为一放大控制信号的该放大控制装置中还具有一数字/模拟转换器，其将通常以数字形式存在的振幅表示信号转为模拟信号，该数字/模拟转换器是耦合至该功率放大器的放大控制输出。
在本发明的一个较佳实施例中，该放大控制装置包含一可变增益放大器，经由其便可将该功率放大器的输出水平控制于一高动态范围中。该可变增益放大器的控制输入由信道测量装置加以寻址，以依需要调整基站接收器的传输功率。
该放大器是配置在该数字/模拟转换器的上游，因此完全作为一数字放大器；因此可将从该基站(或移动电话)的一信道决定装置所供给的数字信号馈送至该传输器级，且该数字放大器因其数字性质的原因，亦可弹性执行可选择转换功能。
在本发明的一个较佳实施例中，该反馈分支具有一降压式转换器，以将具有一传输频率的分流信号转换为较易支配的中频(intermediate frequency)，其中以中频为其频率而存在的信号会接着被模拟/数字转换以进行其它的数字处理，以于最后馈送至该前送分支中的相位检测器。在本发明的另一个较佳实施例中，该频率转换器的上游连接了一个具有可变衰减的衰减器，并是根据该放大控制装置中的该可变增益放大器而操作，以提供一个具有固定功率的信号，或是所提供信号具有在良好定义的预定范围内的功率，且与该功率放大器的输出功率无关，因此便可确保混波器与下游的模拟/数字转换器都不会被过度调变(over-modulated)。
特别是本发明的优点在于，由于所有的模拟/数字转换器一方面皆操作于宽裕支配的频率范围中，且另一方面皆于临界值内处理具有已知的功率水平系数的输入信号，因此在该锁相循环中不需要快速、昂贵、高动态的模拟/数字转换器。
本发明的另一优势是，可将与前方的数字界面的偏移向上偏移至一个较佳的抗锯齿滤波器(anti-aliasing filter，AAF)中，使得该传输器级的一最大部分具有数字形式，并因此可以整合执行于一数字信号处理器中。
借助该反馈分支中可变衰减器的使用，可使回复信号的振幅稳定以避免该反馈分支中的模拟/数字转换器的过度调变。
本发明的另一项优势在于一EDGE或UMTS信号源的I/Q信号可以完全以数字方式加以处理为振幅信息A(t)与相位信息φ(t)，藉此，便不需使用在极性圈类型中所必须使用的限波器电路与振幅解调器。
此外，本发明的优点在于使用了该相位信息的较佳数字频率转换，借此便能够确定该PLL循环的频宽得以有效调整。特别是，该PLL的循环滤波器与连接至该放大控制装置中一可变放大器下游的低通滤波器皆以数字方式实行，因此可简单且弹性调整该数字滤波器的滤波器系数，以执行所需的转换功能。
本发明的另一个优点是该PLL可校正非线性功率放大器的AM/PM失真。
此外，本发明的优点在于，由于该锁相循环的实质部分与该放大控制装置的实质部分是完全以数字方式执行功率放大器的振幅调变，因此本发明能够提供高度的精确性。
此外，本发明亦可经由对FIR或IIR滤波器的滤波系数的软件调整而精确控制滤波器特性，并可适应例如该功率放大器与该VCO的组件特性。
在本发明的传输器级中，由于高度的数字信号处理，因此本发明一方面可以不昂贵的方式执行，且另一方面又可相当精确，以符合现代移动式无线电标准的既定规格。
附图说明
图1为本发明的传输器级的电路方块图；
图2为根据本发明另一较佳实施例的传输器级的电路方块图；
图3表列了可变衰减器与可变放大器的控制连接；以及
图4为该VCO输出频谱与该功率放大器输出频谱的比较图。
具体实施方式
图1是本发明的传输器级的电路方块图，该传输器级利用一种具有信号输入11、一信号输出12与一放大控制输入13的功率放大器10来传输一振幅与相位调变信号。
该传输器级包含提供装置14以提供该振幅与相位调变信号，并是以组件标号14标示于图1中，该提供装置14可产生该信号，其最终由该放大器10输出并以例如一天线而加以传播，并是耦合至该电路的整体输出15。
如图1所示的传输器级还包含一个具有一前送分支16与一反馈分支17的锁相循环(PLL)，该前送分支16包含一相位检测器以比较该装置14所提供作为相位目标信号18的相位表示以及一相位实际信号19，以提供一调整信号，该调整信号是经由一循环滤波器加以滤波，并馈送至一可控制震荡器，并是耦合至该功率放大器的信号输入11。
该反馈分支17耦合至分流装置20，其用以分流该功率放大器10信号输出12的信号，并将其馈送至该反馈分支17；该反馈分支还包含用以自该分流装置20所提供的分流信号决定该相位实际信号19的装置。
如图1所示的本发明的传输器级还包含了放大控制装置21，其用以将振幅表示(亦即由装置14所供应的振幅目标信号22)转换为一放大控制信号，该放大控制信号则被馈送至该功率放大器10的放大控制输入13。
根据本发明，该前送分支16具有一数字/模拟转换器于信号流方向中该可控制震荡器的上游与该相位检测器的下游；此外，该反馈分支17具有一模拟/数字转换器于信号流方向中该分流装置的下游，使得该前送分支16中的相位检测器可为数字相位检测器；在根据本发明的第一构想中，用以提供AM/PM信号(亦即该振幅目标信号22与该相位目标信号18)的装置14是执行以使至少该相位目标信号为数字信号。
根据本发明的另一构想，装置14是用以提供至少该振幅目标信号22为数字信号，在此例中，该放大控制装置21中具有一数字/模拟转换器，以使用于提供AM/PM信号的该装置14可以供应一数字振幅目标信号22，另一方面可将一模拟信号馈送至该功率放大器10的放大控制输入13。
根据本发明的又一构想，用于提供AM/PM信号的装置14提供了一数字相位目标信号18与一数字振幅目标信号22，使得该放大控制装置21中具有一数字/模拟转换器，且数字/模拟与模拟/数字转换可分别执行于该前送分支16与该反馈分支17中，因此本发明的整个传输器级(如图1所示)可分为一数字域23与一模拟域24，其间则分别具有一A/D界面与一D/A界面。
在本发明的一较佳实施例中，整个数字区域(亦即在数字/模拟转换器或模拟/数字转换器上游的所有信号处理)是整合于一数字信号处理器中，因此在数字侧便可尽可能执行最多的信号处理，亦即可以不昂贵的方式精确执行。
图2是根据本发明另一较佳实施例的传输器级的电路方块图，其中标号23的部分代表数字域且并是以数字信号处理器(digital signal processor，DSP)的方式实行。
在图2中，如图1所示的前送分支16包含了一相位及/或频率检测器160，其接收该相位目标信号18与该相位实际信号19，并于输出侧提供一调整信号161，该调整信号161经一根据既定循环特性的低通滤波器162加以滤波；该低通滤波器162的输出信号被馈送至一数字/模拟转换器163，其连接至输出侧上的一个对应调整的抗锯齿滤波器164，以抑制DAC 163执行操作时所产生的锯齿干扰。
该抗锯齿滤波器164的输出侧与一可控制震荡器165连接，在图2所示的本发明较佳实施例中，并是一电压控制震荡器(Voltage-controlled oscillator，VCO)；在输出侧，该VCO 165提供一频率f2的信号，其以相位调变传载该相位目标信号18的相位信息；该VCO 165还可将频率为中频f1的相位目标信号18转换为传输频率f2，其一般为900MHz、1.8GHz或2.1GHz等。
在图2所示的本发明的较佳实施例中，该反馈分支17包含一可控制衰减器170、一具有局部震荡器171a与一混波器171b的频率转换器，以将RF频率的反馈信号转换为中频f1而更利于处理；该混波器171b输出的信号为中频(IF)且被馈送至一模拟/数字转换器172，其再次表示模拟域与数字域之间的界面；该模拟/数字转换器172的数字输出信号被供应至一IQ解调器173而执行IQ解调变，以于输出侧获得一I分量174a与一Q分量174b。该I/Q分量被馈送至转换器175，其将I与Q转换为一相位表示(φ)，其将于后续说明中加以解释。
在该I/Q-φ转换器175输出处，如图1所示的相位实际信号19会被馈送至该相位检测器160的实际信号输出。
在图2所示的较佳实施例中，如图1所述的用于提供AM/PM信号的装置14包含一EDGE或UMTS信号产生器140，其提供一I信号141a与一Q信号141b，即输入信号Sin(t)。I与Q存在于基带中，且代表时间相关信息信号由一I/Q-A/φ转换器142转换为一基带振幅调变信号143b与一基带相位调变信号143a；信号143a与信号143b被馈送至一数字频率转换器144，亦即图2所示的DDS(直接数字合成器)，该数字混波器144可根据任意数字运算而将该相位信息143a(亦即时间相关基带相位表示)转换为频率为中频f1的相位调变信号的相位表示，其中此一信号是作为图2所示的实施例中的相位目标信号18。
此外，就振幅表示而言，混波器144还可输出相同未改变或经调配(亦即经放大、衰减等)的振幅目标信号22，其被馈送至如图1所示的放大装置21；在图2所示的较佳实施例中，该放大装置21包含一可变放大器210、下游的一低通滤波器211、一数字/模拟转换器(DAC)212、以及在该DAC 212下游的抗锯齿滤波器213(亦即图2中所示的AAF2)；所述的组件彼此皆有效耦合，如图2所示。该抗锯齿滤波器213输出一放大控制信号13，该输出信号Sout(t)的水平是可加以控制的；就水平控制而言，图2所示的传输器级还包含一水平控制单元30，其一方面经由控制信号Sc控制该可变增益放大器210，以于该放大器10输出12得到较高的信号水平；为确保在同一时间中反馈分支中的该模拟/数字转换器172不会被过度调变，水平控制器30进一步经由一控制信号Sd控制该衰减器170的可变衰减。
针对此一构想使用如图3所示的连接，特别是，该传输器及输出信号Sout(t)的平方值与信号产生器140输出信号Sin(t)的平方值间的比值是以放大率V加以表示，该可变衰减器的衰减则依V的反比例而调整，亦即经由信号Sd；此外，整个传输器级的放大率是该可变增益放大器210控制信号的函数，此信号则表示为Sc。
根据本发明另一较佳构想，图2所示的传输器级还包含一频宽调整装置31，其对应提供了低通滤波器162与211所需的滤波系数；本发明的优势之一在于用以决定PLL实质特性的该等低通滤波器162与211(特别是低通滤波器162)可以数字方式执行，并因此可以数字方式进行可变调整，且可依需求置于软件中，其中调整数字滤波器的滤波特性在实质上比调整模拟低通滤波器的特性更简单也较不昂贵。
图4说明了图2所示电路的两种频谱比较图，具有较低功率的频谱40a是VCO 165输出(亦即输入该功率放大器10信号输入11的信号)的频谱，另一个具有较高功率的频谱是该功率放大器10输出12所获得的频谱，其以40b加以表示。由图4可明显得知，该功率放大器10的频谱40b具有充分的敏感性，可符合UMTS与EDGE规格中关于侧信道传输的需求；此外，该功率放大器输出信号的动态范围是落在60dB的范围中。进一步而言，由图4可知，该功率放大器频谱的频宽是维持于PLL输出的VCO输出信号的频宽内，且部分朝向较高偏移频率，甚至优于该VCO 165的输出频谱。
本发明的构想是以EP技术为基础，在此，该PLL是传输器级的一个实质部分，EDGE或UMTS信号源140的I/Q信号转换为数字转换器142中的数字振幅信息A(t)与数字相位信息φ(t)，振幅表示即可由I分量与Q分量计算如下：
A(t)＝(I(t)2+Q(t)2)1/2
对相位信息φ(t)而言，可导出下式：
_(t)＝arctan(Q(t)/I(t))
因此，由装置142所产生的输出信号s1(t)可由下式表示：
s1(t)＝A(t)·cos(ω1(t)+_(t))
该相位信息φ(t)是调变至组件144中的载频s1。
该电路输出的输出信号Sout(t)是于可调校衰减器170中衰减，且经衰减的信号s2(t)是于混波器171b中转换为频率f1，接着该信号是于模拟/数字转换器172中数字化，然后映像(mapped)为块状IQ解调器173的数字域23中的I(t)与Q(t)信号。
由I(t)与Q(t)计算出的相位φ2(t)＝f(I(t)，Q(t))(其中将反正切(arctangent)函数以函数f表示)被馈送至相位频率检测器160；在该相位频率检测器中执行输入信号φ1(t)(即相位目标信号18)与输出信号的转换部分φ2(t)的比较。错误信号(即“tune”)则经一循环滤波器162而以低通性质加以滤波，并接着于数字/模拟转换器162中转换为模拟表示，再经一抗锯齿滤波器164滤波；经滤波的信号接着被馈送至电压控制震荡器165作为调整信号，所产生的信号可对应该调整信号而以一中央频率f2校正该VCO的频率与相位；该PLL可校正该功率放大器中因AM/PM失真而产生的相位差。
经调变信号(即AM部分)的包络经由操作电压的调变而被馈送至该非线性功率放大器(PA)，因此，由数字转换器142的信号I(t)与Q(t)所得的振幅信息可由可控制放大器210放大，经放大的信号接着经由具低通特性的循环滤波器210而被导送，经滤波的信号接着被转换于数字/模拟转换器212中并经由后续的抗锯齿滤波器213加以滤波，以被馈送至该非线性功率放大器10中作为振幅调校电压。
该传输放大器10的输出功率可依需求而经由可控制放大器210以控制值fc加以调整，该可控制衰减器170是由控制值sd根据传输放大器10的输出功率加以调整，这使回复信号在混波器171b后具有相同的信号水平；换言之，即执行反馈信号s2(t)的振幅稳定化。在此，该ADC 172输入的信号最好是具有相同的固定功率水平，然而根据组件的执行情形，信号亦可位于一预定范围中，例如目标水平值的±10％；借此，即使再高输出功率时亦可避免模拟/数字转换器172的过度调变。当然该分流装置20亦可与衰减器170同时执行，以作为类似于可变方向耦合器的装置。
放大器10是借借助一供应电压的变动而可以振幅调变。在控制信号(RS)与输出功率间的一线性连结是不需要的。一张列表可以表列控制输入信号的放大以及与每一输入信号相关的晶体管的一供应电压级。借借助交换或重新编写这张列表，所述的晶体管级可能因此能够容易地适应其它的放大器。
在图4中，在VCO之后的相位调变信号40a的频谱与在功率放大器之后的相位调变信号40b的振幅已说明如图中所示。从图中可以看出这样的频谱经过该功率放大器之后达到优于60dB的力度(dynamics)。这对于达到EDGE标准说明书是需要的。
虽然本发明所述的分割成数字域与模拟域的概念已经描述于先前技术中的包络重构技术基础，但是值得说明的是这样的概念也可以用于极性环的技术上。请参阅图2，如图1中所示的放大控制装置21的一改良将会包含，例如借助I与Q逐次取样的平方值、借助总和的平方值以及借助确保的平方根取出值来计算，例如来自反馈分支的IQ解调器173的输出信号的实际振幅信息。所述的实际振幅信息随后将会与在DDC 144的输出端的实际振幅信息比较，已获得一比较信号传送到如图2所示的放大器210而不是目标的放大信息。因此，所述的放大控制装置将可以运作如图1的装置14所供应的振幅重现，以转换成从该比较结果推导出来的一放大控制信号，其中该比较结果为与从计入该反馈分支的实际振幅信息的一比较。
根据所述的情况，本发明的传送方法可以一硬件或一软件来实施。而其执行过程可以在一数字储存媒体中进行，特别是一软式磁盘驱动器或具有电性读取控制信号的CD，该CD可以与一可程序的计算机系统反应，以使得本发明的传送方法可以实施。一般来说，本发明因此也包含具有一程序代码储存于可读取机器载体以执行本发明所述方法的一计算机产品，尤其是当该计算机产品是操作于该计算机上的时候。换句话说，当该计算机程序操作于计算机上时，本发明也可以借助具有程序代码以执行该方法的计算机程序来实现。
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Claims (22)

1.一种利用一具有信号输入(11)、一信号输出(12)与一放大控制输入(13)的功率放大器(10)传输一振幅与相位调变信号的传输器级，其包含：
用于提供该振幅与相位调变信号的一振幅表示与一相位表示的提供装置(14)；
一锁相循环，其具有一前送分支(16)与一反馈分支(17)；
其中该前送分支(16)包含一相位检测器(160)、一循环滤波器(162)与一可控制震荡器(165)，该相位检测器(160)用于比较作为一目标信号(18)的相位表示与一实际信号(19)，以提供一调整信号，该震荡器(16)耦合至该功率放大器(10)的信号输入(11)；
其中该反馈分支(17)耦合至一分流装置(20)以分流该功率放大器信号输出(12)的信号，且其包含用于决定该实际信号(19)的装置(170，171a，171b，173，175)；以及
放大控制装置(21)，用于将振幅表示转换为一放大控制信号，并是馈送至该功率放大器(10)的放大控制输入(13)；
其中该前送分支(16)具有一数字/模拟转换器(163)，其位于信号流方向上该可控制震荡器(165)的上游；
其中该反馈分支(17)具有一模拟/数字转换器(172)，其位于信号流方向上该相位检测器(160)的上游与该分流装置(20)的下游；
其中该相位检测器(160)是作为数字相位检测器，以及
其中该提供装置(14)是用于提供数字形式的相位表示。
2.如权利要求1所述的传输器级，其特征在于该相位检测器(160)是一数字相位/频率检测器。
3.如权利要求1或2所述的传输器级，其特征在于该提供装置(14)包含：
一数字IQ产生器(14)，用以提供一时间相关I信号(141a)与一时间相关Q信号(141b)，以及
一数字转换器(142)，用以将该时间相关I信号(141a)与该时间相关Q信号(141b)转换为一数字时间相关振幅表示(143b)与一数字时间相关相位表示(143a)。
4.如权利要求3所述的传输器级，其特征在于该IQ产生器是一EDGE或UMTS产生器。
5.如前述各项权利要求中任一项所述的传输器级，其特征在于该提供装置(14)还包含一数字混波器(144)，以将一数字时间相关相位表示转换为一中频(f1)。
6.如前述各项权利要求中任一项所述的传输器级，其特征在于该反馈分支(17)包含一模拟混波器(171b)，以将分流信号自一传输频率(f2)转换至一中频(f1)，以及
其中该模拟/数字转换器(172)是配置在该模拟混波器(171b)信号流的下游。
7.如前述各项权利要求中任一项所述的传输器级，其特征在于该反馈分支(17)中的该模拟/数字转换器(172)在其信号流下游还包含一用于IQ解调变的数字IQ解调器(173)，以获得一I分量(174a)及一Q分量(174b)，且其中还配置一转换装置(175)以将该I分量与该Q分量转换为一作为实际信号(19)的数字相位表示。
8.如前述各项权利要求中任一项所述的传输器级，其特征在于该反馈分支(17)还包含一可控制衰减器(170)于该模拟/数字转换器(172)与该分流装置(20)间，其中该可控制衰减器(170)是用以提供一衰减信号于输出侧且其水平位于一预定范围中，而不论该放大器(10)信号输出(12)的信号具一可变水平。
9.如权利要求8所述的传输器级，其特征在于该预定范围小于一预定额定值的±30％。
10.如权利要求9所述的传输器级，其特征在于该预定额定值与该反馈分支(17)中的该模拟/数字转换器(172)的调变特性有关。
11.如前述各项权利要求中任一项所述的传输器级，其特征在于该前送分支(16)的该循环滤波器(162)是作为数字滤波器且配置在该前送分支(16)中该数字/模拟转换器(163)信号流上游。
12.如权利要求11所述的传输器级，其特征在于该循环滤波器(162)包含可调整滤波系数，其可根据该可控制震荡器(165)、该功率放大器(10)或该传输信号的特性而调整。
13.如前述各项权利要求中任一项所述的传输器级，其特征在于在该前送分支(16)中的该数字/模拟转换器(163)与该可控制震荡器(165)间信号流中配置一模拟抗锯齿滤波器，以至少部分抑制该数字/模拟转换器(163)所产生的一锯齿干扰。
14.如前述各项权利要求中任一项所述的传输器级，其特征在于该放大控制装置(21)包含一可变增益放大器(210)，经由其可变增益便可调整该功率放大器(10)信号输出(12)的信号功率水平。
15.如权利要求14所述的传输器级，其特征在于该放大控制装置(21)还包含一低通滤波器(211)，其配置在该可变放大器(210)信号流下游。
16.如权利要求14或15所述的传输器级，其特征在于该反馈分支(17)包含一可控制衰减器(170)于该模拟/数字转换器(172)与该分流装置(20)之间，
其中该可控制衰减器是用于提供一衰减信号于输出侧且其水平位于一预定范围中，而不论该放大器(10)信号输出(12)的信号具一可变水平，以及
其中还具有另一水平控制装置(30)，其用于在该可变放大器高度放大时增加该可控制衰减器的衰减，并在该可变放大器低放大时减少该可控制衰减器的衰减。
17.如前述各项权利要求中任一项所述的传输器级，其特征在于该放大控制装置(21)中具有另一数字/模拟转换器(212)，以使一模拟放大控制信号得以被馈送至该功率放大器(10)的该放大控制输入(13)，其中该提供装置以数字形式提供该振幅表示。
18.如权利要求17所述的传输器级，其特征在于在该另一数字/模拟转换器(212)的信号流方向下游中配置一模拟抗锯齿滤波器(213)，以至少部分抑制该数字/模拟转换器(212)所产生的一锯齿干扰。
19.如权利要求16或17中所述的传输器级，其特征在于该放大控制装置(21)中的该可控制放大器(210)是作为数字放大器，其可变增益可经由一数字放大控制信号(SC)加以控制。
20.一种利用一具有信号输入(11)、一信号输出(12)与一放大控制输入(13)的功率放大器(10)传输一振幅与相位调变信号的传输器级，其包含：
用于提供该振幅与相位调变信号的一振幅表示与一相位表示的提供装置(14)；
具有一前送分支(16)与一反馈分支(17)的一锁相循环；
其中该前送分支(16)包含一相位检测器(160)、一循环滤波器(162)与一可控制震荡器(165)，该相位检测器(160)用于比较作为一目标信号(18)的相位表示与一实际信号(19)，以提供一调整信号，该震荡器(16)耦合至该功率放大器(10)的信号输入(11)；
其中该反馈分支(17)耦合至一分流装置(20)以分流该功率放大器信号输出(12)的信号，且包含用于决定该实际信号(19)的装置(170，171a，171b，172，173，175)；以及
放大控制装置(21)，用于将振幅表示(22)转换为一放大控制信号，并是馈送至该功率放大器(10)的放大控制输入(13)；
其中该放大控制装置(17)具有一模拟/数字转换器(172)，以使一模拟放大控制信号得以被馈送至该功率放大器(10)的放大控制输入(13)，以及
其中该提供装置(14)是用于提供数字形式的相位表示。
21.一种利用具有一信号输入(11)、一信号输出(12)与一放大控制输入(13)的一功率放大器(10)传输一振幅与相位调变信号的方法，其包含以下步骤：
提供(40)该振幅与相位调变信号的一振幅表示与一相位表示；
比较作为目标信号的相位表示(18)与一相位实际信号(19)，以获得一可控制震荡器的一调整信号，该可控制震荡器系耦合至该功率放大器(10)的信号输入(11)；
借助分流该功率放大器信号输出(12)的信号及将分流信号转换为该相位实际信号(19)而计算该相位实际信号(19)；以及
自该振幅表示(22)决定一放大控制信号，并将该放大控制信号馈送至该功率放大器(10)的放大控制输入(13)；
其中决定调整信号的步骤包含一数字/模拟转换步骤，
其中决定该实际信号(19)的步骤包含一数字/模拟转换步骤，
其中在该比较步骤中是比较数字信号，以及
其中在该提供步骤中是以数字形式提供该振幅与相位调变信号的相位表示。
22.一种计算机程序，其具有用于执行如权利要求21所述的传输方法的程序代码，而该程序是于一计算机上执行。
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