JP2001502496A

JP2001502496A - ディジタルまたはアナログ変調用２モード無線電話装置

Info

Publication number: JP2001502496A
Application number: JP10518380A
Authority: JP
Inventors: デント，ポール，ダブリュ．
Original assignee: Ericsson Inc
Current assignee: Ericsson Inc
Priority date: 1996-10-11
Filing date: 1997-10-07
Publication date: 2001-02-20
Also published as: GB2333195B; SE9901238D0; AU4802997A; GB9907233D0; ID22154A; BR9712510A; CN1240069A; EE9900143A; US6546044B1; ES2152907B1; WO1998017012A1; CN1115791C; HK1023239A1; ES2152907A1; GB2333195A

Abstract

(57)【要約】アナログモードまたはディジタルモードで動作可能な２モード無線電話。代表的実施例によれば、ディジタルモードまたはアナログモードで送信される音声信号が入力され、同相（Ｉ）および直交（Ｑ）変調信号がディジタル信号プロセッサによって生成される。ＩおよびＱ信号はディジタル変調信号生成のため、直交変調器に供給され、またアナログ変調信号生成のため、アナログ変調器に供給される。

Description

【発明の詳細な説明】ディジタルまたはアナログ変調用２モード無線電話装置発明の分野本発明は一般に送信信号に情報を搬送させるため、ディジタルおよびアナログ変調の双方が可能な無線送信機、特に周波数変調または直交変調を利用するセルラー電話等のパーソナル携帯通信機に関するものである。発明の背景全体的に引用として本申請書に包含される１９９２年１０月２７日出願の米国特許出願第０７／９６７，０２７号において、ディジタル情報送信モードおよびアナログ送信モードを持つ２モード無線機が記載されている。ディジタルまたはアナログモードの変調は、まず所望の被変調信号ベクトルを表す同相（Ｉ）信号および直交（Ｑ）信号が計算され、そのＩおよびＱ信号がＩおよびＱ用のＤ／Ａコンバータを経て直交変調器に供給されることによって行なわれる。ケーヒル（Ｃａｈｉｌｌ）に付与された米国特許第５，０２０，０７６号に開示されたハイブリッド変調装置では、ディジタル変調モードの場合、直交変調器にＩ、Ｑ変調が適用され、アナログ変調モードの場合、フェーズロックループへのアナログ変調波送出によって信号が生成され、その信号が一定のＩ、Ｑ信号でバイアスされたＩ、Ｑ変調器へ直接入力される。ケーヒルの方法に必要なアナログ変調波を生成するためには、ディジタル変調用のディジタル信号プロセッサを用いてアナログ変調波の標本化ディジタル表示を求め、Ｉ用Ｄ／Ａコンバータ、Ｑ用コンバータの一方または双方を用いてそのディジタル表示を所望のアナログ変調波に変換することが望ましい。また、ケーヒルの方法ではアナログ変調には好ましくないディジタル変調周波数が生じることがあるため、アナログ変調時には、固定バイアスされたＩ、Ｑ変調器に被変調信号を通すケーヒルの方法を避けたほうがよい。発明の概要本発明は２モードで動作可能な無線電話等の送受信機に関するものである。第１のモードにおいて、送信信号はディジタル情報で変調される。具体的には、実部波形すなわち同相波（Ｉ）および虚部波形すなわち直交波形（Ｑ）を持つ標本化ディジタル表示がディジタル信号プロセッサによって算出される。それぞれＩおよびＱ用のＤ／Ａコンバータにおける変換処理の後、ＩおよびＱ信号は直交変調器によって中間無線信号に乗せられる。中間無線周波数はその後、無線電話受信機からの局部発振信号によって所望の送信周波数にアップコンバートされる。第２のモードでは、送信信号はアナログ信号で変調される。具体的には、ディジタル信号プロセッサがアナログ変調信号の標本化ディジタル表示を計算することによってアナログ信号が形成される。標本化ディジタル表示は、Ｉ用Ｄ／Ａコンバータ、Ｑ用Ｄ／Ａコンバータの一方または双方によってアナログ波形に変換された後、アナログ変調器に入力され、そこで第２中間周波数のアナログ変調無線信号が生成される。その後、この第２中間周波信号は無線電話受信機からの局部発振信号にしたがって所望の送信周波数に変換される。好ましい実施例において、ディジタル変調およびアナログ変調は、信号の位相角のみを変化させる定包絡線変調を採用する。所望の角度変調を所望の送信周波数に変換する場合、電圧制御発振器によって所望の送信周波数を生成し、その信号と受信機からの局部発振信号を混合することによって中間周波数を生成することが好ましい。この中間周波信号は変調された基準信号または変調されていない基準信号と位相が比較され、その結果として生成されるフィードバック信号によって発振器が所望角変調波に追従するように制御される。フィードバックループの帯域幅は、基準信号のディジタル変調に従うか、又は電圧制御発振器に適用されるアナログ変調に従わないかの何れか選択された変調モードに従って調整される。図面の簡単な説明本発明の理解を深めるため、好ましい実施例の詳細説明において下記の付図を参照する。ここで、同じ参照符号は同じ要素を示す。図１は本発明による代表的２モード無線電話のブロック図。図２は図１の無線電話用として適切な代表的直交変調器のブロック図。図３は図１の無線電話の周波数割当表を示すブロック図。図４は図１の無線電話用として適切な代表的アップコンバージョン回路のブロック図。図５は図１の無線電話用として適切な代替直交変調器のブロック図。好ましい実施例の詳細説明図１は本発明の代表的実施例による２モード無線電話を示している。図１の２モード電話機は、第１周波数バンド使用時にはアナログ変調、また第２周波数バンド使用時にはディジタル変調という選択的動作に適している。例えば、第１周波数バンドはアナログ変調が米国ΛＭＰＳ規格に準拠する８００ＭＨｚセルラーバンドとし、そして第２周波数バンドは最近ＦＣＣによって認可され、ＧＳＭ規格のディジタル変調を採用した１９００ＭＨｚのＰＣＳバンドとすることが可能である。２バンド８００／１９００ＭＨｚアンテナ１０は両周波数バンドで動作する。信号はバンド分離フィルタ１１によって、８００ＭＨｚのＡＭＰＳバンド用のダイプレクサフィルタ１２と、１９００ＭＨｚバンド用の送受（Ｔ／Ｒ）切換スイッチ１３との方向に分離される。この動作はタイムデュプレックス方式が好ましい。ダイプレサフィルタ１２およびＴ／Ｒスイッチ１３からの出力信号は受信機前段１４に入力され、そこで適切な中間周波数にダウンコンバートされる。中間周波信号は中間周波プロセッサ１６において濾波された後、増幅される。その後、この信号はＤＳＰ１７においてディジタル信号処理のためにディジタル化することが可能である。その場合、引用として本明細書に包含される米国特許第５，０４８，０５９号記載のログポーラディジタル化法が適している。前段１４は、ダウンコンバージョン用に周波数混合を行なうための局部発振器を１つ以上含み、送信器１５で使用される１つ以上の局部発振信号を出力する。局部発振信号の周波数は、選択されたチャンネル周波数にしたがってプログラム制御可能な周波数シンセサイザ１８によって制御される。このシンセサイザは、引用として本明細書に包含される米国特許第５，０９５，２８８号および第５，１８０，９９３号にしたがって動作することが好ましく、また、引用として本明細書に包含される１９９６年１０月２２日付け米国特許第５，５６９，５１３号（Ｈａｒｔｅ、Ｄｅｎｔ、Ｃｒｏｆｔ、Ｓｏｌｖｅに付与）記載のスタンバイ電力節減機能を実施するために電源投入後またはチャンネル変更後の即時同期機能を持つことが好ましい。シンセサイザ１８には、送信器１５に接続された送信中間周波制御回路を設けることも可能である。送信機１５はアナログおよびディジタル周波数バンドの送信電力を出力する。これら出力はダイプレクサフィルタ１２またはＴ／Ｒスイッチ１３を介してアンテナ１０に供給される。タイムデュプレックスとして周知の交互手順でＴＤＭＡ信号バーストの送、受信いずれかを行なうため、Ｔ／Ｒスイッチ１３はＤＰＳ／制御プロセッサ１７によって制御される。送信機１５はまた、ＤＳＰ１７からＩ波接続部１９ａまたはＱ波接続部１９ｂを介して、それぞれアナログ変調波またはディジタル変調波を入力する。平行Ｉ信号が送信機１５に入力されるのが好ましい。同様に、Ｑ波変調接続部１に入力されるのが好ましい。これら信号は例えば、米国特許出願第０７／９６７，０２７号の一部継続出願であり、また本明細書に引用として全体的に包含される米国特許第５，５３０，７２２号（１９９４年９月１４日出願、デント）に記載されるＩ、Ｑ変調器で生成されることが好ましい。米国特許第５，５３０，７２２号は、標本化Ｉ／Ｑ波を数値表現するバイナリ語ストリームと、シングルビットサンプルおよびその補数の高ビットレートストリームとから平行Ｉ／Ｑ信号を生成するためにディジタルコンバータの使用法を開示しており、その方法において、所望のＩまたはＱ値はストリーム内のバイナリ０に対するバイナリ１の個数比で表される。この方法では、アナログ波形およびその反転は、Ｄ／Ａ変換器を追加することなく、低域フィルタによって簡単に復元することができる。送信機１５に入力された平衡アナログＩ、Ｑ波はＩ変調器１５ａおよびＱ変調器１５ｂを備えた直交変調器に供給され、それぞれの変調器によって中間送信周波数ＴＸＩＦのコサイン波およびサイン波が生成される。Ｉ、Ｑ変調器は送信機１５内で動作することが好ましいが、コサイン／サインＴＸＩＦ信号の生成は送信機１５または受信機１６のいずれで行なわれても良い。これについては図３にしたがって詳細に後述する。出願番号第０７／９６７，０２７号に記載されているように、平衡Ｉ、Ｑ波はディジタル送信モードではディジタル変調情報、アナログモードではアナログ周波数変調情報を表している。なお、アナログモードは音声振幅変動のダイナミックレンジを圧縮によって狭くする米国ＡＭＰＳ規格あるいは、英国ＥＴＡＣＳや北欧ＮＭＴを含むあらゆるＦＭセルラー規格に適合する。本発明によれば、ＤＳＰ１７からのＩ、Ｑ変調線１９ａ、１９ｂを利用する代替アナログモードが可能であって、この場合、アナログ変調はＩ、Ｑ変調器ではなく、別の変調器で行なわれる。図１に示す代表的実施例において、アナログ変調器はシンセサイザ１８からのフェーズロックフィードバック信号と、アナログ変調入力線１５ｃから供給されたＩ、Ｑ信号の一方（ここではＩ信号とする）とをループフィルタ１５ｄ内で混合する。Ｉ信号の使用は任意であって、そのほかにＩ信号、Ｑ信号の一方または双方、あるいは、これらすべてをフェーズロックフィードバック信号と混合しても、アナログ周波数変調を行なうことができる。周波数変調の選択も任意であって、振幅変調にすることも可能である。本発明の原理を一般化して図２に示す。図２から分るように、ディジタル変調波の標本化Ｉ、Ｑ数値表示またはアナログ変調波の数値表示を算出するためのディジタル信号プロセッサ論理回路２０がＤＳＰ１７に設けられている。算出結果はＤ／Ａコンバータ２１ａ、２１ｂの少なくとも一方に供給され、その入力は高ビットレートのデルタシグマ変調信号に変換された後、上記引用出願記載の平衡ローパスフィルタ２２ａ、２２ｂの一方で濾波される。Ｄ／Ａ変換後の平衡信号波は、ディジタル変調モードに適する中間周波数ＴＸＩＦ（Ｄ）または第１送信周波数のコサイン波およびサイン波をそれぞれ変調する平衡変調器２７ａ、２７ｂに供給される。ディジタル変調モードは、ＧＳＭモードにすることが可能であって、その場合１９００ＭＨｚのＰＳＣバンドでタイムデュプレックスＴＤＭＡを使った送信時に、ディジタル音声のビットレートすなわち占有送信帯域幅がスピーチエンコーダーによって圧縮される。なお、ＧＳＭモードでの変調は２７０〜８３３キロビット／秒で行なうことができる。最初に直交変調器２５によってディジタル変調波が中間送信周波数で生成される場合、その信号はアップコンバータによって最終的に希望する送信周波数に変換される。ＧＭＳＫのような定振幅変調形式では、信号位相のみが変調されて出力周波数に変換されるが、この動作は図４に関して後述するフェーズロックループによって行なわれる。図２に示されるように、アナログ変調用希望周波数ＴＸＩＦ（Ａ）のアナログ変調信号を生成するため、Ｄ／Ａコンバータ２１ａ、２１ｂから出力されるＩ、Ｑ信号は選択／結合ユニット２４を介してアナログ変調器２６に供給することもできる。ＴＸＩＦ（Ａ）は希望の送信周波数または送信中間周波数とすることができるが、後者の場合は図４に関して後述する方法で希望送信周波数にアップコ器２６との問のハードワイヤー接続とすることが可能であるが、代替法として、く、あるいは少し複雑になるがアナログ変調波の粗部を表すＩ信号と、理想波形に対する粗表示の誤差を表すＱ信号とを混合すれば量子化ノイズを減らすことができる。また、希望の変調を行なうために個別のＩ、Ｑ信号を混合する方法として、周波数シンセサイザの２点周波数変調を行なうことが可能であり、その場合、Ｉ、Ｑ信号の一方で電圧制御発振器（ＶＣＯ）を変調するとともに、上記信号によるＶＣＯの変調をループが修正するのを妨げる方向にＶＣＯを制御するために他方の信号をシンセサイザループに供給する。また、アナログ変調信号生成のためにＩ、Ｑ信号を使用するもう一つの方法として、Ｉ、Ｑ波の一方で信号の周波数変調を行ない、他方の信号で送信振幅を決定することができる。１つ以上のＩ、Ｑ信号選択する方法、また直交変調器２５をバイパスしてアナログ変調を行なうためにＩ、Ｑ信号を組合せる方法、これらはすべて本発明において実施可能である。図３は本発明の実施例による２バンド２モード装置用の代表的周波数プランを示している。本発明を更に拡張するため、なるべく多くの部品を両バンドおよび両モードで併用することで経済的な設計になっている。特に、２周波数アンテナ（図１の１０）、シンセサイザ１８、ＩＦ増幅器１６などは両モード共用とすることが好ましい。第１局部発振周波数の生成および送信周波数の生成に単一のシンセサイザ１８を共用する際に問題になるのは、ディジタル変調モードとアナログ変調モードとの間、あるいは８００ＭＨｚセルラーバンドと１９００ＭＨｚのＰＣＳバンドとの間でデュプレックススペーシング（送受信周波数対間の周波数差）が必ずしも等しくないことである。シンセサイザ１８は受信チャンネル周波数Ｆｒｘより所望の第１中間周波数ＩＦ１だけ（例えば）高い局部発振周波数（Ｌ０１）を生成する。同一バンド（８００ＭＨｚまたは１９００ＭＨｚ）での動作時に同一のＬ０１値を用いて送信周波数を生成しようとすれば、装置は希望の送信チャンネル周波数Ｆｔｘを生成するためにＬ０１をＴＸＩＦ（ＡまたはＤ）だけオフセットする手段を備える必要がある。これは下記から明らかである。Ｆｔｘ＝Ｌ０１−ＴＸＩＦＦｒｘ＝Ｌ０１−ＩＦ１したがって、デュプレックススペーシング＝Ｆｒｘ−Ｆｔｘ＝ＴＸＩＦ−ＩＦＩまたはＴＸＩＦ＝ＩＦ１＋デュプレックススペーシングとなる。両モードにおいて実質的に同一の周波数ＩＦ１を使用し、デュプレックススペーシングが異なるならば、一方のモードでのＴＸＩＦ（Ａ）は他方のモードでのＴＸＩＦ（Ｄ）と同一にならない。これは両モードの変調に同一のＩ、Ｑ変調器を共用することの妨げになる。その理由は、ＴＸＩＦ（Ａ）およびＴＸＩＦ（Ｄ）の両周波数で良好に動作するＩ、Ｑ変調器の製作が難しいためである。実際のデュプレックススペーシングは８００ＭＨｚバンドで４５ＭＨｚ、１９００ＭＨｚバンドで８０ＭＨｚである。したがって、同一のＩＦ１を使用すると、ＴＸＩＦ（Ａ）とＴＸＩＦ（Ｄ）の差は約８０−４５＝３５ＭＨｚになる。両バンド、両モードにおいて異なるＩＦ１を使用せずに同一のＴＸＩＦを使用するように設計することも、もちろん可能である。しかし、その場合、受信経路に共通部品を使用することの妨げになり、コスト増とともに構成が複雑になる。好ましい構成として、両モードで同一またはそれに近いＩＦ１値を使用すれば、ＴＸＩＦ（Ａ）およびＴＸＩＦ（Ｄ）を個別に適応させることにより、所望のデュプレックススペーシングが得られる。このような構成は、ディジタル変調用の直交変調器で使用するＴＸＩＦ（Ｄ）と異なるＴＸＩＦ（Ａ）を使用してアナログ変調を行なう経済的な方法を提供する本発明によって容易に実現することができる。図３は１３ＭＨｚ基準周波数に基づいた好ましい周波数プランを示している。１３ＭＨｚは１９００ＭＨｚバンドにおいてＧＳＭビットレート（１３ＭＨｚ／４８）およびＧＳＭチャンネルスペーシング（１３ＭＨｚ／６５）を導くための基本である。８００ＭＨｚバンドにおいて３０ｋＨｚチャンネルステップを得るためには、シンセサイザ１８の基準周波数は３０ｋＨｚの整数倍にしなければならず、さらに、前記包含米国特許５，１８０，９９３号によるフラクショナルＮ法（ｆｒａｃｔｉｏｎａｌ−Ｎｔｅｃｈｎｉｑｕｅ）を用いてチャンネル変更時間短縮化および低位相ノイズ化を図るためには８×３０ｋＨｚの整数倍にする必要がある。１３ＭＨｚは３０ｋＨｚ、２４０ｋＨｚのいずれの整数倍でもないが、この問題は周波数逓倍器３１によって基準発振器３０からの周波数を６倍して、２４０ｋＨｚの３２５倍である７８ＭＨｚを得ることで解決される。７８ＭＨｚは第２局部発振周波数であって、これは選択された第１ＩＦ周波数７２ＭＨｚの信号を第２混合器３３で混合して第２中間周波数６ＭＨｚにする際に便利である。この６ＭＨｚ信号はＩＦ３４において増幅、濾波後、ＤＳＰ１７へ出力され、ディジタル化などの処理が行なわれる。６ＭＨｚ用第２中間周波フィルタを選択すれば、その周波数の既製品フィルタが使用可能であるが、その他の適切な周波数を使用することもできる。タイムデュプレックスＴＤＭＡディジタルモード（１９００ＭＨｚのＧＳＭ）では、デュプレックススペーシングが８０ＭＨｚであって、ＩＦ１（＝７２ＭＨｚ）＋８０ＭＨｚ、すなわち１５２ＭＨｚに等しいＴＸＩＦ（Ｄ）を必要とする。第２局部発振信号Ｌ０２を７８ＭＨｚから１５６ＭＨｚへと２倍にすることにより、適切なＴＸＩＦ（Ｄ）が得られる。送受信が同時に行なわれることはないので、１５２ＭＨｚと１５６ＭＨｚの差４ＭＨｚは許容範囲である。したがって、高速スイッチングシンセサイザ１８を使用して、送信時と受信時のＬ０１値を４ＭＨｚ分だけ変更してもよい。そのための便利な方法はディジタルモードでシンセサイザ１８が使用する位相比較基準値を１ＭＨｚとすることであり、この値は基準分周器４０が７８ＭＨｚ信号を７８分周することによって得られる。次に、フラクショナルＮシンセサイザ回路４１が５で補間を行なうことによって希望通りＧＳＭの２００ｋＨｚステップが得られる。アナログモードでは、まず基準分周器４０が７８ｋＨｚを３２５分周し、次にフラクショナルＮシンセサイザ４１が８で補間することによって３０ｋＨｚステップが得られる。７８ＭＨｚおよび１５６ＭＨｚを生成するための周波数逓倍器には、所望周波数で動作する発振器の周波数を６分周または１２分周するフェーズロックループを使用することが可能であり、そこで生成された１３ＭＨｚ信号と発振器３０からの１３ＭＨｚ信号を比較することにより、発振器周波数を所望の倍数に制御するためのフィードバック制御信号が生成される。例えば、１５６ＭＨｚ信号は上記方法で生成され、７８ＭＨｚ信号は１２分周回路の中間２分周出力から得られる。ディジタルモードでは、コサイン波およびサイン波を生成する直交ネットワーク２８を備えたＩＱ変調器２５によって１５６ＭＨｚ信号がディジタル情報で変調される。その後、このＴＸＩＦ（Ｄ）（＝１５６ＭＨｚ）の変調波は定包絡線変調に適用可能な方法、すなわち所望の出力周波数で電圧制御発振器５４を動作させることによって送信電力増幅器５５を駆動する方法で所望の１９００ＭＨｚバンドにアップコンバートされる。電圧制御発振器５４からの出力信号は、送信バースト中に前記のように４ＭＨｚだけ偏移した受信局部発振信号Ｌ０１と混合される。この信号は低域フィルタ５１を通過して、その周波数はＴＸＩＦ（Ｄ）になり、その後、直交変調器２５から出力される周波数ＴＸＩＦ（Ｄ）のＩ、Ｑ変調信号との位相比較が比較器２５によって行なわれる。比較器２５は位相エラー信号を生成し、その信号が積分回路を含むループフィルタ５３にかけられ、制御信号としてＶＣＯ５４に供給され、変調器２５によるＴＸＩＦ（Ｄ）に対する変調に追従する位相制御が行なわれる。このようにして、送信周波数の位相変調が行なわれる。しかしアナログモードでは、ＩＦ１として７２．０６ＭＨｚが選択される。このアナログモード用ＩＦ１の選択はディジタルモード用とほぼ同じであるが、ＩＦ１として７２ＭＨｚあるいは７１．９４ＭＨｚを選択することも可能である。フィルタ帯域幅が十分に広く、５．９４ＭＨｚや６ＭＨｚまたは６．０６ＭＨｚをも包含するから、アナログモードとディジタルモード間の僅か６０ｋＨｚのＩＦ１の差によって６ＭＨｚのＩＦ増幅器３４の使用を否定することはできない。８００ＭＨｚバンドでのデュプレックススペーシングは４５ＭＨｚであるので、ＴＸＩＦ（Ａ）は７２．０６＋４５＝１１７．０６ＭＨｚとなる。これは６０ｋＨｚの整数倍（×１９５１）であって、基準分周器４０を主シンセサイザ４１と共用する補助シンセサイザ４３によって簡単に生成することができる。この補助シンセサイザによって２４０ｋＨｚの基準信号を更に４分周して所望の６０ｋＨｚ基準信号を生成し、その周波数でＴＸＩＦ（Ａ）の１９５１分周信号との位相比較を行なうことができる。８００ＭＨｚセルラーバンドの希望送信周波数で動作する発振器６４は電力増幅器６５を駆動するとともに、混合器６２に接続され、その混合器において８００ＭＨｚバンド受信用の適切な周波数で動作する受信局部発振周波数Ｌ０１との混合が行なわれる。１１７．０６ＭＨｚのこの混合信号は低域フィルタ６１を介して補助シンセサイザ４３に供給され、そこで６０ｋＨｚへの１９５１分周および６０ｋＨｚ基準信号との位相比較が行なわれることによって位相エラー信号が生成される。位相エラー信号はループフィルタ６３による濾波、積分の後、選択されたＩまたはＱ、あるいはそれらの合成信号および所望のアナログ周波数変調波に加算され、発振器６４用の制御信号が生成される。この制御信号は発振器６４の周波数を所望送信チャンネル周波数に制限して発振器６４を所望周波数変調波で変調する。図３には個別の混合器５２および６２、低域フィルタ５１および６１、電力増幅器５５および５６が示されているが、単純化するため、これらすべての対または一部の対を纏めることも可能である。例えば、混合器５２および６２は一つに纏めることが可能であって、発振器５４か発振器６４のどちらで駆動されるかによって、いずれかが選択される。次に、アナログモード用のＩＦ１として前述の値の代わりに７２ＭＨｚが選択されたとすれば、ＴＸＩＦ（Ａ）の値は１１７ＭＨｚとなり、これは１９５０×６０ｋＨｚまたは９７５×１２０ｋＨｚに等しい。したがって、補助シンセサイザでの位相比較周波数として１２０ｋＨｚを選ぶことができる。また、１１７ＭＨｚは基準水晶発振周波数１３ＭＨｚの９倍であって、１５６ＭＨｚのＴＸＩＦ（Ｄ）と同じ方法で生成することができる。したがって、１１７ＭＨｚおよび１５６ＭＨｚの双方で動作する直交変調器とアナログモード用のＩ、Ｑ変調器を併用することも適切な選択と言える。しかし、広帯域Ｉ、Ｑ変調器の製作は簡単ではなく、またコストもかかるので、本発明の代表的実施例では補助シンセサイザループに供給する従来のアナログ変調信号として１つ以上のＤ／Ａ変換Ｉ、Ｑ信号を使用する。位相変調または周波数変調信号を制御するためにシンセサイザループを使用する場合、６０ｋＨｚまたは１２０ｋＨｚで位相比較器に達する変調量を減らすために、ループ内で大きな除数（１９５０）を設定することが好ましい。その理由は、変調に起因する大きい位相エラー信号が変調周波数応答の歪または送検出器の非線形性による非線形歪の原因となるからである。以上のように図３の代表的周波数プランはアナログ変調モード用のＩＦ１およびＴＸＩＦ（Ａ）の値について一定の選択範囲を持っている。アナログモードでＩＦ１を７２．０６ＭＨｚまたは７１．９４ＭＨｚに選択すると、ディジタルモードでも有利な場合がある。ディジタルＧＳＭ規格によれば、セルラー網はブロードキャスト制御チャンネル（ＢＣＣＨ）の一部として周波数補正バーストまたは周波数補正チャンネル（ＦＣＨ）と呼ばれる特殊信号を発信する。ＦＨＣは非変調ＴＤＭＡバーストである。更に詳しく云えば、このバーストは、ガウシアンミニマムシフトキーイング変調（ＧＳＭＫ）に基づいてビットレート１／４でオフセットされたＣＷ搬送波を生成するすべて“１”または“０”のパターンで変調されている。ビットレートが１３ＭＨｚ／４８（２７０．８３３ＫＢ／ｓ）であるので、周波数は＋６７．７０８ｋＨｚでオフセットされる。この周波数は、受信局部発振周波数Ｌ０１が受信周波数Ｆｒｘより高ければ、符号変更によって第１中間周波数に変換される。ＦＣＨバーストはオフセット周波数を中心周波数とする図３のフィルタ３８のような狭帯域フィルタによって容易に検出される。フィルタ３８の帯域幅はアナログモードに適する±１５ｋＨｚが選択されるので、ディジタルモードでのＦＣＨバースト検出にも、ほぼ適切な帯域幅である。ただし、フィルタ３８の中心周波数として、ＦＣＨ周波数７２．０６７７０８ＭＨｚのとき７２．０６ＭＨｚ、またＦＣＨ周波数７１．９３２２９２ＭＨｚのとき７１．９４ＭＨｚがそれぞれ選択される。＋７．７０８ｋＨｚの誤差はフィルタ帯域±１５ｋＨｚに収まり、ＤＳＰ１７で検出される。ＤＳＰ１７は７．７０８ｋＨｚの誤差を補正して、検出前に更に帯域を縮小する。検出は狭帯域フィルタの出力信号エネルギを監視しながら、その出力信号エネルギがＦＣＨバースト周期外のエネルギと比較して所定のＦＣＨバースト繰り返しレートで増加するか否かを判定することによって行なうことができる。すべての可能な周期タイミングを調べることが可能である。粗ＴＤＭＡ網を設定するため、狭帯域エネルギが著しく増加するタイミングが利用され、その他の信号およびメッセージ内容がＢＣＣＨ信号から検索される。図４は中間送信周波数ＴＸＩＦ（Ａ）またはＴＸＩＦ（Ｄ）から８００ＭＨｚまたは１９００ＭＨｚバンドの最終的な送信周波数へのアップコンバージョン手順を示している。平衡型のＩ変調器２７ａおよびＱ変調器２７ｂを含む直交変調器２５はバッファー８６および８７を介して供給される直交ＶＣＯ８４からのコサインおよびサイン出力によって駆動される。バッファー８５からの出力は１２分周回路８１、８３にも供給される。この分周回路は中間で２分周の７８ＭＨｚ出力をバッファー８２経由でＩＦ増幅器１６に接続する。この７８ＭＨｚ出力はＩＦ増幅器１６の第２ダウンコンバート混合器で使用される。なお、このＩＦ増幅器はイメージリジェクション型が好ましい。イメージリジェクション混合器は７８ＭＨｚのコサインおよびサイン入力波形を必要とするが、これは１５６ＭＨｚ波形の半周期だけ遅れた２分周出力７８ＭＨｚを生成することによって１５６ＭＨｚ信号から容易に得られる。図４には本実施例に使用されるその他の部品は含まれていないが、適切な部品について当業者には明らかであろう。７８ＭＨｚは６分周回路８１から１３ｋＨｚとして出力され、これは基準水晶発振周波数と同じ周波数であって、バイポーラー電流ミラー出力を持つ位相比較器８０によって比較される。比較器８０から出力される位相エラー信号は位相エラーに比例する電流信号であって、純受動ループフィルタ部品８８によって低域濾波、積分される。上記処理後のエラー信号はＱＶＣＯ８４を所望の周波数１５６ｋＨｚに制御するためにフィードバックされる。そのループはディジタルＴＤＭΛ受信タイムスロットおよびディジタル送信タイムスロット期間、あるいはアナログ受信期間に限ってＱＶＣＯ全体と制御ループが動作状態になるようにしてバッテリー消費を減らすため、高速のパワーアップおよびパワーダウンが可能な高速ロックタイムの２次サーボとすることが好ましい。アナログ制御チャンネル受信時のデューティーファクター、すなわち装置の受信スタンバイ時間は周知のバッテリー電力節減法によって最小限にすることができる。変調器２７ａ、２７ｂの出力は低域フィルタ５１を介して加算され、位相検出器５０に供給され、混合器５２、６２における受信局部発振周波数のダウンコンバージョンによって送信電力増幅器５５から得られた信号とＧＭＳＫ変調信号が比較される。図４は前述のように両周波数バンドに共通の一部部品を纏める本発明の特徴を示している。混合器５２、６２は単一の混合器にまとめられ、入力バッファー５２１、６２１のイネーブル入力によって信号源が選択される。１９００ＭＨｚバンドで送信する場合、ＤＳＰ１７からの信号ＥＮ１９００によってバッファー５２１が動作し、カプラ５５２が抽出した１９００ＭＨｚ送信信号のサンプルが混合器５２２へ送られる。あるいは、ＥＮ８００が生成されたときは、８００ＭＨｚ信号のサンプルが混合器５２２へ送られる。選択された送信信号周波数を所望の送信周波数ＴＸＩＦ（Ａ）〜ＴＸＩＦ（Ｄ）に変換するため、２バンド前段１４からの局部発振信号はその生成源で選択され、選択されたバンドに適する信号が送出される。変換された信号出力は複合型低域フィルタ５１、６１を通過した後、２出力バッファー８１を経て位相検出器５０および補助シンセサイザ回路４３に供給される。なお、この補助シンセサイザは分周器９０、基準分周器９１、位相検出器９２で構成される。１９００ＭＨｚ送信動作が選択された場合、直交変調器２５および位相検出器５０が電源投入される。位相検出器５０は１５６ＭＨｚの変調信号ＴＸＩＦ（Ｄ）の位相とバッファー８９からの出力を比較し、位相エラーに比例する電流信号を生成する。その電流は純受動フィルタ部品５３によって濾波され、積分される。電源投入時からのフェーズロック時間はＴＤＭＡバースト送信の最後に前回のチャンネル周波数に対するフィルタキャパシタ電圧をＤＳＰ／制御プロセッサ１７内のルックアップテーブルに保存することによって短縮される。先にディジタル化、記憶された電圧値が読み出され、Ｄ／Ａ変換され、主積分器キャパシタ５３１に供給され、キャパシタが前回と同じ周波数のＴＤＭＡバーストの送信直前にほぼ正しい電圧にプレチャージされることにより、リロック時間が短縮される。ループがロックされると、ループフィルタ５３で形成される閉ループ帯域幅は十分に広くなり、送信信号サンプルの位相は直交変調器２５からのＧＭＳＫ信号の位相に追従するように制御される。８００ＭＨｚ送信が選択された場合、バッファー８９からの出力はプログラム式分周器９０によって１９５１分周された後、分周器４０の２４０ｋＨｚ出力を分周器９１で４分周して得られる６０ｋＨｚの基準信号と比較される。この６０ｋＨｚの２信号を位相検出器９２で比較すると、平均値が位相エラーに比例するエラー電流信号が得られる。この信号を受動ループフィルタ６３で低域濾波、積分することにより、８００ＭＨｚバンドの送信用ＶＣＯ６４の制御信号を生成することが可能である。受動ループフィルタ６３はＤＳＰ１７からの平衡Ｉ信号ってアナログ変調を行なうための選択例を示している。この場合、ＤＳＰ１７か調を表す和または平均値として選択される。フェーズロックループフィルタは変調信号をＶＣＯ６４へ通すことによって位相変調または周波数変調を行なう。この変調は位相検出器９２からのフィードバック信号の影響を受けやすいが、その傾向は分周器９０によって減らすことができる。しかし、最も低い変調周波数での変調の場合、部分的に影響を受けやすいので、ＤＳＰ１７でのＤ／Ａ変換前に低変調周波数を増幅する必要性が高くなる。ＤＳＰ１７のディジタル領域でフィルタ動作と増幅動作との組合せは、プリエンファシスを含めた、アナログ周波数変調に望まれる総合変調周波数応答を実現するためのものである。一つの構成例ＰＡ６５において、発振器６４および混合器６２はガリウム砒素（ＧａＡｓ）集積回路を用いた単体ユニットとして構成され、５５、５４、５２は別のＧａＡｓ集積回路で形成される。これら２個のＧａＡｓ回路は単一の２バンド用ＧａＡｓ集積回路として組み込むことも可能である。ディジタルモードでは、ループフィルタ５３はディジタル変調に追従し得るだけの十分広い閉ループ伝達関数が得られるように設計することが好ましい。アナログモードでは、ループによるアナログ変調の補正を避けるためにループフィルタ６３の帯域を狭くすることが好ましい。具体的には、ループ積分フィルタ５３、６３で特性の修正を行なうことにより、所望の角度変調波が出力周波数の発振器に送られる一方、他の周波数のノイズ、特に受信周波数バンドのノイズが抑制される。約１０ｋＨｚ以下の所望変調成分のみを含むＡＭＰＳ変調用として第１のループフィルタ特性が採用され、１５０ｋＨｚ以下の所望成分を含むＧＳＭ２７０．８３３ＫＢ／ＳのＧＭＳＫ用として第２のループフィルタ特性が採用される。ＧＳＭの場合の広帯域ループフィルタ特性は、回路の動作開始後、数十マイクロ秒でＶＣＯが所望の角度信号に正確に追従し得る程度に、ＴＤＭＡバーストの初期フェーズロックが迅速に行なわれる。したがって、このフェーズロック回路はＴＤＭＡフレームの受信部分では電力節減のため電源を切り、フレームの送信部分の直前に電源を入れることができる。本発明ではバーストの終わりにループフィルタ積分器の電圧を測定し、チャンネル周波数に対応する電圧数値をマイクロプロセッサのメモリに記憶させるためにＡ／Ｄコンバータを使用する。後で同一チャンネル周波数を選択する場合、例えばＴＤＭＡフレームの受信部分またはアイドル部分で、電圧値を読み出し、Ｄ／Ａコンバータに供給することによってループ積分器のキャパシタのプリチャージが行なわれる。フレームの送信部分の直前にループ積分器キャパシタとのＤ／Ａ接続がオープン（トライステート）にされ、閉ループ制御による発振器制御電圧の微調整を行なうために位相エラー信号が利用される。送信後、微調整済み電圧を読み出し、メモリの値を書き換えることにより、連続的な校正が可能になる。この特徴は位相同期の迅速化に利用可能であり、また、任意の周波数で送信が行なわれる度に周波数に対するループ圧値を記録することによってアナログＦＭモードでも使用可能である。前記ケーヒルの開示に対する代替実施例を図５に示す。この場合の制御プロセ信号を平衡６３ａで濾波することにより、変調器２７ａを駆動する第１平衡濾波合せループ５３、６３へ入力されるコモンモード濾波信号Ｉ”とが得られる。ディ成することによって平衡モード信号が抑制される。その結果、変調器２７ａの公ログモードの出力によって、１１７ＭＨｚのＱＶＣＯ信号がＱ変調器２７ｂに入る。また、モードの選択がディジタルかアナログかによって基準分周器４０および補助分周器４３は異なる値にプログラムされる。アナログ変調とＩ、Ｑ変調をほぼ同時に行なうようにＤＳＰ１７をプログラムすればケーヒルの方法を改良することが可能になる。このモードでは、所望アナループにおいて周波数または位相角を変調する。所望の角変調の低周波成分は、ループのフィードバック動作から影響を受け易いので、所望の低周波位相変調信号の平衡部分を生成することにより、ループの外部で適用する。この方法ではゼンモード部分と併用することにより、周波数変調ＶＣＯ８４の精度を高めることができる。一般に、Ｉ信号が所望の平衡（奇数モード）波と不平衡（偶数モーの和の１／２および差の１／２をそれぞれ表す。以上、分周比の選択について述べた。ディジタルモードで６および１２の低分周比を選択すると、ＱＶＣＯ８４の周波数を１５６ＭＨｚに制御するために高ループ帯域になる。アナログモードで１３００および１９５１の高分周比を選択すると、ＱＶＣＯ８４の周波数を１１７．０６ＭＨｚに制御するために低ループ帯域になる。例えば出願番号第０７／９６７，０２７号の２モード電話を実施するために同一周波数バンドでのアナログおよびディジタル変調を希望する場合、適切な分周比を選択し、ループフィルタ５３、６３を周知の方法で設計することにより、同一の中間送信周波数（例えば１１７ＭＨｚ）でも異なるループ帯域が得られる。この場合、ディジタルモードの変調は純粋な位相変調とはならず、振幅変調が含まれるので、アップコンバータ１００は最終送信周波数用の線形アップコンバータとし、電力増幅器５５１は線形増幅器とする。ＧＳＭおよびＡＭＰＳに使用される定振幅変調用電力増幅器はＤ−ＡＭＰＳに使用される可変振幅変調の場合に比べて条件が厳しくないので、送信器の観点からはＧＳＭおよびＡＭＰＳ規格を組合せた２モード電話にすることが好ましい。一方、ＡＭＰＳおよびＧＳＭは３０ｋＨｚ、２００ｋＨｚのそれぞれ異なるチャンネル帯域およびスペーシングを使用する。従来技術によれば、受信機の観点からは両モードで同一帯域を使用することが好ましい。本出願で開示される２モード電話の新規構成によれば、ディジタルおよびアナログ変調の２バンドまたは単バンドの低コスト送信器が、ＧＳＭ、ＡＭＰＳ、Ｄ−ＡＭＰＳ受信用の広帯域、狭帯域両用フィルタとともに実現する。本発明はまた、統合的関連を持たない帯域またはビットレートを使用する２つの異なる規格で動作する無線送受信器、例えばディジタルセルラー電話やパーソナル無線通信機などの構成を容易にする。代表的構成において、ＧＳＭおよびＡＭＰＳ信号用無線受信機は周波数３９ＭＨｚの基準クロックを備えており、この周波数を１４４分周することによって２７０．８３３ＫＳ／Ｓの第１サンプリングレートを生成、あるいは１５０分周することによって２６０ＫＳ／Ｓの第２サンプリングレートを生成する。ＧＳＭ（ディジタル）信号の受信時、受信信号は適切な手段（デカルト座標又は対数座標ＣａｒｔｅｓｉａｎｏｒＬｏｇｐｏｌａｒ）によって第１サンプリングレートでディジタル化され、また、ＡＭＰＳ信号（アナログ）の受信時には、受信信号は第２サンプリングレートでディジタル化される。第２レート（２６０ＫＳ／Ｓ）でサンプリングされたアナログ信号ストリームは、受信機の通過帯域をＡＭＰＳモードに適する値まで狭くするために、ディジタル的に濾波される。それと同時に、ＡＭＰＳ用の信号レート１０ＫＢ／Ｓの倍数であり、標本化ディジタル（ＰＣＭ）音声の処理用基準音声レート８ＫＢ／Ｓの倍数でもあって都合の良い８０ｋＨｚへダウンサンプリングすることによって、サンプリングレートが下げられる。ディジタルフィルタにおけるダウンサンプリングとは、出力サンプリングレートが入力サンプリングレートの約数である場合のこととして知られている。前述の応用例では、入力サンプリングレートの約数ではない出力サンプリングレート、例えば８０：２６０や４：１３が好ましい。本発明は一般的に、ディジタルダウンサンプリングフィルタにおいてＭ個の入力サンプル毎にＮ個の出力サンプルを計数する手段を提供する。代表的実施例によれば、本発明の方法はＭ個の入力サンプル毎にＮ個の出力サンプルを計数するために適するフィルタ係数セットをそれぞれ備えたＮ個のディジタルフィルタ、例えばＦＩＲフィルタを使用する。上記係数は、連続するフィルタで計数された出力サンプルによって、Ｍ個の入力サンプルの各周期に亘って等間隔の連続するＮ個の時間間隔で濾波信号値が表されるように選択される。代表例において、それぞれが２０ｋＨｚレートで出力サンプルを生成する４個のフィルタに対して、２６０ＫＳ／Ｓの入力サンプリングレートが適用される。そして、４つの２０ｋＨｚストリームは多重化されて８０ｋＨｚストリームとなり、次の処理によって１０ＫＢ／Ｓのマンチェスター（Ｍａｎｃｈｅｓｔｅｒ）符号化周波数変調信号データまたは８ＫＢ／ＳのＰＣＭ音声が抽出され、それをＰＣＭＣＯＤＥＣ回路でＤ／Ａ変換することによってアナログ音声波が生成され、受話器に送られる。当業者には明らかと思うが、添付「請求の範囲」に規定された発明の趣旨および範囲から逸脱することなく上記各実施例に変更を加えることが可能である。

【手続補正書】特許法第１８４条の８第１項【提出日】平成１０年１０月７日（１９９８．１０．７）【補正内容】 10．請求項９において、前記出力サンプリングレートが前記第２サンプリングレートの約数に等しくない前記無線送受信機。 11．請求項９において、Ｍ個の入力サンプルに対して１個の出力サンプルを算出するために、それぞれ関連するフィルタ係数セットを持つＮ個のディジタルフィルタを設けた前記無線送受信機。 12．請求項１１において、連続するフィルタで計数された出力サンプルによって、Ｍ個の入力サンプルの各周期に亘って等間隔の連続するＮ個の時間間隔で濾波信号値が表されるように、前記フィルタ係数を選択した前記無線送受信機。 13．帯域圧縮ディジタル音声信号または振幅圧縮アナログ音声信号を選択的に送信する無線送受信機であって、アナログ音声信号を入力する入力端と、アナログ音声信号を表す数値サンプルのサンプルストリームを出力する出力端とを備えたアナログディジタル変換手段と、前記サンプルストリームを入力する入力端と、同相変調信号Ｉおよび直交変調信号Ｑを出力する１つ以上の出力端とを備えたディジタル信号処理手段であって、少なくとも１つの前記出力端でサンプルストリームを、帯域圧縮符号化ディジタル音声信号と、帯域圧縮ディジタル音声信号のディジタルベクトル変調を表すＩおよびＱサンプルストリーム、またはアナログ音声信号の振幅圧縮形を表す数値ストリームとに変換する前記ディジタル信号処理手段と、前記ＩおよびＱサンプルストリームを対応のＩおよびＱアナログ変調波に変換するディジタルアナログ変換手段と、帯域圧縮ディジタル音声信号を送信するため、前記ディジタルアナログ変換手段に接続され、前記ＩおよびＱアナログ変調波で搬送波周波数をベクトル変調する直交変調手段と、振幅圧縮アナログ音声信号を送信するため、前記ディジタルアナログ変換手段に接続され、前記ＩおよびＱアナログ変調波の少なくとも一方で搬送波周波数のアナログ変調を行なうアナログ変調手段とを有する前記無線送受信機。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＧＨ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＷ

Claims

【特許請求の範囲】 1. ディジタルモードではディジタル変調信号、アナログモードではアナログ変調信号を選択的に送信する無線送受信器であって、情報信号を入力する入力端と、同相変調信号Ｉを出力する第１出力端と、直角変調信号Ｑを出力する第２出力端とを備えたディジタル信号処理手段と、ディジタル変調信号生成のため、第１および第２出力端に接続され、ディジタルモード時に搬送波周波数のディジタル変調を行なう直交変調手段と、アナログ変調信号生成のため、第１および第２出力端に接続され、アナログモード時に搬送波周波数のアナログ変調を行なうアナログ変調手段とを有する前記無線送受信器。 2. 請求項１において、情報信号の標本化数値表示を計算するための論理回路と、標本化数値表示を同相変調信号Ｉおよび直交変調信号Ｑに変換するＤ／Ａ変換手段とを前記ディジタル信号処理手段に設けた前記無線送受信器。 3. 請求項１において、ディジタル変調信号を第１周波数、アナログ変調信号を第２周波数とし、ディジタル変調信号を第３周波数に変換し、前記アナログ変調信号を第４周波数に変換するアップコンバージョン手段を送信機に設けた前記無線送受信機。 4. 請求項３において、前記ディジタル変調信号を前記第３周波数に、そして前記アナログ変調信号を前記第４周波数にそれぞれ変換し、その他の周波数のノイズを抑制するため、ディジタルおよびアナログ電圧制御発振器をそれぞれ制御するディジタルおよびアナログループ積分フィルタを前記アップコンバージョン手段に設けた前記無線送受信機。 5. 請求項４において、前記ディジタルループ積分フィルタが前記アナログループ積分フィルタより広い伝達関数を持つ前記無線送受信機。 6. 請求項１において、前記送信機の動作がディジタルモードでＧＳＭ規格に準拠し、アナログモードでＡＭＰＳ規格に準拠する前記無線送受信機。 7. 請求項１において、前記ディジタル信号処理手段から同相変調信号Ｉおよび直角変調信号Ｑがほぼ同時に生成される前記無線送受信機。 8. 請求項４において、各送信バースト受信時にループフィルタ積分電圧と対応周波数とを測定、記憶し、対応周波数での送信に先立って、前回記憶したループフィルタ積分電圧でループ積分フィルタの一つをプリチャージする手段をアップコンバージョン手段に追加した前記無線送受信機。 9. 請求項１において、ディジタル変調信号またはアナログ変調信号を受信する受信部を追加した前記無線送受信機であって、第１サンプリングレートで標本化した受信ディジタル変調信号をディジタル化し、第２サンプリングレートで標本化した受信アナログ変調信号をディジタル化するディジタル化手段と、ディジタル化アナログ信号の帯域幅を縮小し、前記第２サンプリングレートを出力サンプリングレートへ低下させる１個以上のディジタルフィルタとを前記受信部に設けた前記無線送受信機。 10．請求項８において、前記出力サンプリングレートが前記第２サンプリングレートの約数に等しくない前記無線送受信機。 11．請求項９において、Ｍ個の入力サンプルに対して１個の出力サンプルを算出するために、それぞれ関連するフィルタ係数セットを持つＮ個のディジタルフィルタを設けた前記無線送受信機。 12．請求項１０において、連続するフィルタで計数された出力サンプルによって、Ｍ個の入力サンプルの各周期に亘って等間隔の連続するＮ個の時間間隔で濾波信号値が表されるように、前記フィルタ係数を選択した前記無線送受信機。 13．帯域圧縮ディジタル音声信号または振幅圧縮アナログ音声信号を選択的に送信する無線送受信機であって、アナログ音声信号を入力する入力端と、アナログ音声信号を表す数値サンプルのサンプルストリームを出力する出力端とを備えたアナログディジタル変換手段と、前記サンプルストリームを入力する入力端と、同相変調信号Ｉおよび直交変調信号Ｑを出力する１つ以上の出力端とを備えたディジタル信号処理手段であって、少なくとも１つの前記出力端でサンプルストリームを、帯域圧縮符号化ディジタル音声信号と、帯域圧縮ディジタル音声信号のディジタルベクトル変調を表すＩおよびＱサンプルストリーム、またはアナログ音声信号の振幅圧縮形を表す数値ストリームとに変換する前記ディジタル信号処理手段と、前記ＩおよびＱサンプルストリームを対応のＩおよびＱアナログ変調波に変換するディジタルアナログ変換手段と、帯域圧縮ディジタル音声信号を送信するため、前記ディジタルアナログ変換手段に接続され、前記ＩおよびＱアナログ変調波で搬送波周波数をベクトル変調する直交変調手段と、振幅圧縮アナログ音声信号を送信するため、前記ディジタルアナログ変換手段に接続され、前記ＩおよびＱアナログ変調波の少なくとも一方で搬送波周波数のアナログ変調を行なうアナログ変調手段とを有する前記無線送受信機。 14．請求項１３において、前記帯域圧縮ディジタル音声信号を第１周波数、前記振幅圧縮アナログ音声信号を第２周波数とし、前記ディジタル音声信号を第３周波数に変換し、前記アナログ音声信号を第４周波数に変換するアップコンバージョン手段を送信機に設けた前記無線送受信機。 15．請求項１４において、前記ディジタル音声信号を前記第３周波数に、そして前記アナログ音声信号を前記第４周波数にそれぞれ変換し、その他の周波数のノイズを抑制するため、ディジタルおよびアナログ電圧制御発振器をそれぞれ制御するディジタルおよびアナログループ積分フィルタを前記アップコンバージョン手段に設けた前記無線送受信機。 16．請求項１５において、前記ディジタルループ積分フィルタが前記アナログループ積分フィルタより広い伝達関数を持つ前記無線送受信機。 17．請求項１５において、各送信バースト受信時にループフィルタ積分電圧と対応周波数とを測定、記憶し、対応周波数での送信に先立って、前回記憶したループフィルタ積分電圧でループ積分フィルタの一つをプリチャージする手段をアップコンバージョン手段に追加した前記無線送受信機。 18．請求項１３において、前記送信機の動作がディジタル音声信号送信時にはＧＳＭ規格に準拠し、アナログ音声信号送信時にはＡＭＰＳ規格に準拠する前記無線送受信機。 19．請求項１３において、前記ディジタル信号処理手段から同相変調信号Ｉおよび直角変調信号Ｑがほぼ同時に生成される前記無線送受信機。 20．請求項１３において、ディジタル変調信号またはアナログ変調信号を受信する受信部を追加した前記無線送受信機であって、第１サンプリングレートで標本化した受信ディジタル変調信号をディジタル化し、第２サンプリングレートで標本化した受信アナログ変調信号をディジタル化するディジタル化手段と、ディジタル化アナログ信号の帯域幅を縮小し、前記第２サンプリングレートを出力サンプリングレートへ低下させる１個以上のディジタルフィルタとを前記受信部に設けた前記無線送受信機。 21．請求項２０において、前記出力サンプリングレートが前記第２サンプリングレートの約数に等しくない前記無線送受信機。 22．請求項２１において、Ｍ個の入力サンプルに対して１個の出力サンプルを算出するために、それぞれ関連するフィルタ係数セットを持つＮ個のディジタルフィルタを設けた前記無線送受信機。 23．請求項２２において、連続するフィルタで計数された出力サンプルによって、Ｍ個の入力サンプルの各周期に亘って等間隔の連続するＮ個の時間間隔で濾波信号値が表されるように、前記フィルタ係数を選択した前記無線送受信機。 24．搬送波信号をアナログ信号またはディジタル信号で択一的に変調する装置であって、ディジタル変調信号の平衡同相成分か、アナログ周波数変調信号の高周波不平衡成分および低周波平衡同相成分のいずれかを表す第１対のデルタ変調ビットストリームと、ディジタル変調信号の平衡直交成分か、アナログ変調波の低周波平衡直交成分のいずれかを表す第２対のデルタ変調ビットストリームとを生成するディジタル信号処理手段と、平衡同相および平衡直交信号の発生時に搬送波信号の直交変調を行なう直交変調手段と、不平衡高周波成分の発生時に搬送波信号の周波数変調を行なう周波数変調手段とを有する前記装置において、搬送波信号をディジタル変調信号で直交変調するか、あるいはアナログ変調信号の低周波、高周波両成分で周波数変調または位相変調する前記装置。 25．請求項２４において、前記ディジタル信号処理手段から同相変調信号および直角変調信号がほぼ同時に生成される前記装置。