JP2003501929A - 二重帯域影像阻止ミキサ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 送信機中で使用され、第１の周波数範囲内の信号を送信する第１のモードまたは第２の周波数範囲内の信号を送信する第２のモードの少なくともいずれかで動作する阻止コンバータが開示される。阻止コンバータは、第１または第２の周波数範囲の少なくともいずれかの入力信号を受信する入力ユニットを含む。阻止コンバータはまた、第１の周波数範囲のうち第２の周波数範囲に入る周波数に関連した少なくとも１つのスプリアス高調波信号を阻止する阻止ユニットを含む。阻止コンバータは、出力信号が第２の周波数範囲内の場合は、第２の周波数範囲の信号が通過できるようにする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】 背景技術 本発明は、無線周波数通信システム用の送信機の分野に関し、より特定的には
、定包絡線変調システムを含む送信機に関する。

【０００２】 無線通信システムの一層の普及にともない、定包絡線変調システムを有する安
価だがスペクトル的にクリーンな無線周波数（ＲＦ）送信機が求められるように
なっている。高品質のＲＦ送信機は、一般的には比較的高価なコンポーネントを
使用している。たとえば、表面音響波（ＳＡＷ）フィルター等のある種の帯域フ
ィルターは、優れた性能をもつが、やや高価である。さらに、多くのアプリケー
ションでは、消費電力の低い送信機を必要としている。また、移動体通信用衛生
システム（ＧＳＭ）やデジタルセルラーシステム（ＤＣＳ）等の複数の変調基準
のいずれにも使用できる送信機が望まれている。

【０００３】 必要なフィルタリングにかかる費用が比較的安い回路を提供するものとして、
変換ループ変調器を含む定包絡線変調システムが知られている。一般に、変換ル
ープ変調器は、送信アンテナに接続された出力発信器と連通するフィードバック
ループを含む。出力信号が所定の中心周波数に固定されうるため、フィードバッ
クループにより、回路自体が帯域フィルタリングを行うことができる。

【０００４】 従来の変換ループ変調システムを図１に示す。システム１０は、直角変調回路
１２と、位相比較器回路１４と、出力アンテナ（図示せず）に接続された電圧制
御発信器（ＶＣＯ）１６と、フィードバックカプラ１７と、フィードバックパス
１８とを含む。変調かつ送信される情報を表す入力信号は、直角変調器のＩおよ
びＱチャネルに与えられる。これらの入力信号は、基準信号の位相または角度を
調整するように変調されうる。この位相情報は位相比較器回路１４によって電圧
信号に変換され、この電圧信号は、その後、ＶＣＯ１６によって周波数信号に変
換される。フィードバックパス１８は、ＶＣＯ１６を所定の中心周波数に固定す
る位相固定ループを構成する。

【０００５】 従来から公知のとおり、送信機回路の設計は、システムにスプリアス信号（高
調波信号や異信号など）が導入される可能性を低減するものでなくてはならない
。状況によっては、スプリアス信号の発生源の見極めは、特に間欠的にしか現れ
ない場合は非常に困難になりうる。この問題に対処するため、図１に示すタイプ
の送信機回路は、どのノイズも除去するべく調整可能となるように柔軟な設計が
必要と考えられてきた。

【０００６】 例えばある状況では、位相比較器回路中の電圧制御発振器２０、またはフィー
ドバックパス中の電圧制御発振器２２のいずれかを調整することによって、容易
に回路の補正が可能である。一方の発振器を他方の発振器と無関係に調整できる
ため、２つの別個の発振器を用いるとノイズ低減のために簡単に調整が行える。
らに、周波数を調波関係にならないように選択することができるので、発振器が
生成する高調波スプリアス信号の可能性を最小限に抑える。

【０００７】 しかし残念なことに、いくつかの発振器はやや高価である。例えば、シンセセ
イザーで構成されるある発振器回路は、非常に安定した出力信号を発生するが、
やや高価である。また、比較的高価なフィルタの使用を避けたいという要望もあ
る。

【０００８】 従って、二重モード送信機とともに使用する安価だが効率のよい定包絡線変調
システムが必要とされている。さらに、スペクトル的に効率がよく製造面では経
済的である変換ループ変調器も必要とされている。

【０００９】 発明の開示 本発明は、変換ループ変調器等の送信機中で用いる、第１の周波数範囲内の信
号を送信する第１のモードまたは第２の周波数範囲内の信号を送信する第２のモ
ードの少なくともいずれかのモードで動作する阻止コンバータを提供する。コン
バータは、第１または第２の周波数範囲の少なくともいずれかの入力信号を受信
する入力ユニットを含む。コンバータはまた、第１の周波数範囲のうち第２の周
波数範囲に入るものに関連した少なくとも１つのスプリアス高調波信号を阻止す
る阻止ユニットを含む。コンバータは、出力信号が第２の周波数範囲内である場
合は、第２の周波数範囲内の信号の通過を許可する。

【００１０】 発明の実施の形態 変換ループ変調器は、位相比較器回路とフィードバックパスの両方に局所発振
器信号を与える基準発振器を含んでもよいことがわかっている。図２に示すよう
に、本発明の一実施形態のシステム３０は、２つのミキサ３２，３４と、位相シ
フト器３６と、加算器３８と、帯域フィルター４０とを含む直角ミキサ回路を備
える。第１のミキサ３２への一方の入力信号は、Ｉチャネル（すなわち同位相チ
ャネル）入力変調信号であり、他方の入力信号は位相シフトなしのフィードバッ
ク信号５６である。ミキサ３２の出力は、加算器３８に接続される。第２のミキ
サ３４への一方の入力信号はＱチャネル（すなわち直角チャネル）入力変調信号
であり、他方の入力信号は位相シフト器３６によって生成される位相シフトされ
たフィードバック信号である。他の実施形態では、様々な位相シフトの組み合わ
せを用いて入力信号を直角変調してもよい。ミキサ３４の出力は、加算器３８で
ミキサ３２の出力と混合されて、混合信号となる。この混合信号は帯域フィルタ
ー４０でろ波されて直角変調信号となる。

【００１１】 図２に示す実施形態の位相比較器回路は、ｍ周波数分割器４２、位相比較器４
４、ｎ周波数分割器４６、およびループフィルター４８を含む。直角変調信号は
ｍ周波数分割器４２へ入力される。位相比較器の一方の入力には、ｍ周波数分割
器４２の出力が与えられ、他方の入力にはｎ周波数分割器４６の出力が与えられ
る。位相比較器４４の出力は帯域フィルター４８に接続され、帯域フィルター４
８の出力は出力ＶＣＯ５０に接続される。ＶＣＯ５０は、送信機の出力信号５２
を発生し、電力増幅器（図示せず）およびアンテナ（図示せず）に接続される。

【００１２】 ダウンコンバータ５４は、フィードバックパス中にローパスフィルター６０と
帯域フィルター６２とともに設置され、出力信号５２の周波数ＲＦ_OUTを中間周
波数ＲＦ_IF（フィードバック信号５６の周波数）に変換する。ダウンコンバータ
回路５４は局所発振器周波数ＲＦ_LOで基準信号５８を発生し、この基準信号は位
相比較器回路のｎ周波数分割器４６に与えられる。このように１つのＶＣＯだけ
が、位相比較器回路とフィードバック回路中のダウンコンバータミキサとの両方
に発振器信号を与えることができる。これは各構成要素および周波数プランを慎
重に選択することによって達成される。

【００１３】 各ミキサは、２つの入力信号の和および差の周波数をもつ信号を生成する。具
体的には、２つのサイン関数の積ｓｉｎ（α）ｘｓｉｎ（β）＝１／２ｃｏｓ（
α-β）−１／２ｃｏｓ（α＋β）。従って出力で得られる２つの周波数は、Ｆ₁ ＋Ｆ₂およびＦ₁−Ｆ₂となる。これら２つの信号周波数の一方は、後にフィルタ
ーされて除去される。その後、直角変調信号は、位相比較器回路に接続される。

【００１４】 この回路では、送信機の出力信号の周波数（ＲＦ_OUT）と局所発振器信号の周
波数（ＲＦ_LO）とは、２つの関係、すなわちＲＦ_LO／ｎ＝（ＲＦ_LO−ＲＦ_OUT）
／ｍ、またはＲＦ_LO／ｎ＝（ＲＦ_LO＋ＲＦ_OUT）／ｍのいずれかで関係づけるこ
とができる。第１の関係は、ＲＦ_LO＝ＲＦ_OUTｘｎ／（ｎ−ｍ）となり、第２の
関係は、ＲＦ_LO＝ＲＦ_OUTｘｎ／（ｎ＋ｍ）となる。ｍおよびｎの値は、送信機
の出力信号が、ＧＳＭでは９００ＭＨｚ、ＤＣＳでは１８００ＭＨｚとなるよう
に選択されうる。これは、ＲＦ_IFを直角変調器へのフィードバック信号である中
間周波数信号の周波数とすると、ＤＣＳではＲＦ_OUT＝ＲＦ_LO＋ＲＦ_IF、ＧＳＭ
ではＲＦ_OUT＝ＲＦ_LO−ＲＦ_IFであると認識することによって達成できる。

【００１５】 動作時には、位相比較器４４の出力は、同一周波数をもつ２つの入力信号の位
相差に応じた直流電圧を与える。例えば、位相比較器４４への各入力信号の周波
数が２２５ＭＨｚの場合、もしｍ＝２かつｎ＝６ならば、ｍ周波数分割器４２へ
入力される信号の周波数は４５０ＭＨｚでなければならず、ｎ周波数分割器４６
へ入力される信号の周波数は１３５０ＭＨｚでなければならない。ＧＳＭでは、
送信発振器で生成される出力信号の周波数は９００ＭＨｚとなる。この信号は送
信機のアンテナ（図示せず）へ出力される。従って、このようなｍおよびｎの値
では、ＧＳＭではＲＦ_LO＝３／２ＲＦ_OUT、ＤＣＳではＲＦ_LO＝３／４ＲＦ_OUTと
なる。

【００１６】 ＩおよびＱの制御によって、ｍ分割器４２へ入力される４５０ＭＨｚの信号の
位相（すなわち角度）を正確に制御することができる。例えば、Ｑ入力に０ボル
トが印可され、Ｉ入力には１ボルトが印可されると、分割器回路に与えられる信
号は、０°度で４５０ＭＨｚとなる。Ｑ入力に０ボルト、かつＩ入力に−１ボル
トが印可されると、直角出力信号は１８０°で４５０ＭＨｚとなる。Ｑ入力に１
ボルト、かつＩ入力に０ボルトが印可されると、出力信号は、９０°で４５０Ｍ
Ｈｚとなる。Ｑ入力に−１ボルト、かつＩ入力に０ボルトが印可されると、出力
信号は−９０°で４５０ＭＨｚとなる。IおよびＱ入力の調整によって、４５０
ＭＨｚ信号の角度を完全に調整することができる。

【００１７】 このように、直角変調器はＲＦ出力信号に対して変調を行う。位相比較器の出
力は、入力の和の周波数をもつ信号および入力間の差の周波数をもつ信号を生成
する。和の周波数（４５０ＭＨｚ）の信号は、フィルター４８で濾波されて除去
され、直流信号（０ＭＨｚ）が電圧制御発振器に入力され、発振器はアンテナに
出力信号を発生する。フィルター４８はまた、システム内で発生しうる他のどの
ノイズもフィルターする。分割器４６の出力は変調されないが、分割器４２の出
力は変調される。比較器４４およびフィルター４８の出力は、変調情報を含む直
流電圧である。

【００１８】 ダウンコンバータ発振器と、フィルター４０および４８と、周波数分割器４２
および４６の値とを適切に選択して、位相比較器回路とフィードバック回路とに
接続された１つの発振器を用いる変換ループ変調器回路を与えることができる。
他の実施形態では、ｍおよびｎの値は、ｍ＝２かつｎ＝６のように変えてもよい
。ただしこの場合も、ＧＳＭではＲＦ_LO＝３／２ＲＦ_OUT、ＤＣＳではＲＦ_LO＝
３／４ＲＦ_OUTである。

【００１９】 高位の変調間生成物は低域フィルターによって除去されうるが、影像周波数は
濾波または阻止されなければならない。ＲＦ_IF＝（ｍ／ｎ）ＲＦ_LOなので、出力
信号の周波数ＲＦ_OUTは、ＤＣＳではＲＦ_OUT＝ＲＦ_LO（１＋ｍ／ｎ）、およびＧ
ＳＭではＲＦ_OUT＝ＲＦ_LO（１−ｍ／ｎ）となりうる。従って、出力信号の周波
数ＲＦ_OUTから中間周波数ＲＦ_IFへの変換は、ＫおよびＪを整数とすると、ＲＦ_{I F} ＝｜ＫｘＲＦ_OUT−ＪｘＲＦ_LO｜と表すことができる。ひずみの少ない（distor
tion-less）システムでは、Ｋ＝Ｊ＝１である。多少のひずみを示すシステムで
は、ＪおよびＫはそれぞれＲＦ_LOおよびＲＦ_OUTの調波位を表し、これはまたＲ
Ｆ_IFで積を生成しうる。これらの高調波は、基準発振器である送信ＶＣＯ５０、
またはダウンコンバータ回路中の非線形性によって発生されうる。ＪはＲＦ_LOの
調波値を表し、ＫはＲＦ_OUTの調波値を表すので、ＪおよびＫの値は、Ｊ，Ｋ，
ｍおよびｎを整数とすると、ＤＣＳではＪ＝Ｋ＋（Ｋ±１）（ｍ／ｎ）、ＧＳＭ
ではＪ＝Ｋ−（Ｋ±１）（ｍ／ｎ）から求めることができる。

【００２０】 例えば、ｍ＝２かつｎ＝６のＧＳＭシステムの場合、Ｋ＝２（送信ＶＣＯの二
次高調波）かつＪ＝１（基準発振器の基本振動数）である。二重モードのラジオ
の場合、ＧＳＭ送信出力信号の二次高調波はＤＣＳ送信帯域に入り、簡単にはフ
ィルターできない。このｍおよびｎの選択では、ＲＦ_OUT＝ＲＦ_LO−ＲＦ_IF＝６
／２ＲＦ_IF−ＲＦ_IFなので、ＲＦ_OUT＝２ＲＦ_IFである。ＧＳＭ周波数の二次高
調波は、所望の応答をもつ影像周波数である。ＧＳＭモードおよびＤＣＳモード
両方に適応するには、影像阻止ミキサを用いることができる。

【００２１】 この回路は、必要なフィルター動作を行うために、送信フィルターのついた２
つの別個のＶＣＯを含みうるが、かかる回路は費用を高くし、回路を複雑化し、
さらにひずみを大きくする場合もある。切り換えフィルターも必要なフィルター
動作を行うことができるが、かかるフィルターもまた費用を高くし、回路を複雑
化し、さらにひずみを大きくする場合がある。

【００２２】 図３に示すように、図２に示す実施形態のダウンコンバータ回路５４は、ｎ周
波数分割器４６（図２に図示）および直角分割器６６に接続されるＶＣＯ６４を
含む。ＶＣＯ６４は局所発振器信号５８を発生する。直角分割器６６は２つのミ
キサ６８，７０に接続され、各ミキサはまた、出力送信信号と連通するローパス
フィルター６０に接続される。直角分割器６６は、位相シフト９０°の信号と、
位相シフト０°の信号の２つの信号を生成する。直角分割器６６からの位相シフ
ト０°の信号は第１のミキサ６８に入力され、位相シフト９０°の信号は選択的
インバータ６９を介して第２のミキサ７０に入力される。ローパスフィルター６
０の出力もまた、各ミキサ６８，７０に入力される。選択的インバータ６９は、
７１の選択信号に応じて入力信号を選択的に反転させる。ＧＳＭモードでは、選
択的インバータは不能化されるので、その入力信号を反転せず、ＤＣＳモードで
は選択的インバータは７１にイネーブル信号を与えることによって可能化される
。

【００２３】 第１のミキサ６８の出力は、直角混合器７２の９０°位相シフト入力に接続さ
れ、第２のミキサ７０の出力は、直角混合器７２の０°位相シフト入力に接続さ
れる。直角混合器の出力は帯域フィルター６２に接続され、これは図２に示す直
角変調回路に接続される。

【００２４】 次に、図３を参照して、回路動作について詳しく説明し、かつ信号間の関係に
ついて議論する。一言でいえば、この回路は、ＧＳＭ周波数の信号はＤＣＳ周波
数の信号と同様に通過させるが、ＧＳＭ周波数の２倍の周波数の信号は阻止する
。

【００２５】 ＧＳＭ動作ではＲＦ_OUT＝ＲＦ_LO−ＲＦ_IFであり、ω_O＝ω_L−ω_Iと記載できる
。これは差の生成物を表す。ローパスフィルター６０からのフィードバック信号
（ａ₁）は、ｓｉｎ（ω_L−ω_I）ｔ＝ｓｉｎω_Oｔと表すことができる。ＶＣＯ６
４で発生し、直角分割器６６を（０位相で）通過してミキサ６８へ入る信号（ａ ₂ ）は、ａ₂＝ｓｉｎω_Lｔと表すことができる。他方のミキサに接続される位相
シフトされた信号は、ａ₂’＝ｓｉｎ（ω_Lｔ＋π／２）＝ｃｏｓω_Lｔである。

【００２６】 ミキサ６８によって生成される信号（ａ₃）は、

【数１】 この第２項は最終的にフィルター６２によって除去されるので、ここでは無視
してもよい。ｃｏｓ（−α）＝ｃｏｓαだから、ａ₃はａ₃＝１／２ｃｏｓω_Iｔ
と表すことができる。

【００２７】 ミキサ７０によって生成される信号（ａ₄）は、

【数２】 この第１項はフィルター６２によって阻止されるので、無視できる。ｓｉｎ（
−α）＝−ｓｉｎαだから、ａ₄＝−１／２ｓｉｎω_Iｔと表すことができる。

【００２８】 出力信号ａ₀はａ₃’＋ａ₄と表すことができ、ａ₃’＝１／２ｃｏｓ（ω_Iｔ＋
π／２）＝−１／２ｓｉｎω_Iｔである。従って、ａ₀＝−１／２ｓｉｎω_Iｔ＋
（−１／２ｓｉｎω_Iｔ）＝−ｓｉｎω_Iｔである。

【００２９】 不要なＧＳＭ高調波は次のようにフィルターされる。和の生成物ω_L＋ω_I＝２
ω_Oである。この場合、

【数３】 ここでもまた、第２項はフィルター６２によって除去されるので、ａ₃＝１／
２ｃｏｓω_Iｔである。位相シフトされた項（ａ₃’）はａ₃’＝１／２ｃｏｓ（
ω_Iｔ＋π／２）＝−１／２ｓｉｎω_Iｔと表記される。

【００３０】 ａ₄＝ａ₁ａ₂’なので、

【数４】 第２項はやはりフィルター６２によって除去されるので、無視できる。従って
信号（ａ₄）は、ａ₄＝１／２ｓｉｎω_Iｔと表記できる。

【００３１】 この場合、出力信号ａ₀＝ａ₃’＋ａ₄と表すことができ、ａ₃’＝１／２ｃｏｓ
（ω_Iｔ＋π／２）＝−１／２ｓｉｎω_Iｔである。従って、ａ₀＝−１／２ｓｉ
ｎω_Iｔ＋１／２ｓｉｎω_Iｔ＝０である。

【００３２】 ＤＣＳでは、信号（ａ₂）はミキサ７０への入力の前に反転されなければなら
ない。信号ａ₂は、７１のセレクター信号に応答して、入力信号を反転させる選
択的インバータ６９によって反転される。ＧＳＭモードでは、セレクター信号は
選択的インバータに入力信号の反転をさせない。ＤＣＳモードでは、セレクター
信号が可能化され、選択的インバータ６９にその入力信号（ａ₂）を反転させて
反転信号（−ａ₂）を生成し、これは図３に示すようにミキサ７０に入力される
。

【００３３】 フィルター６０からミキサ６８および７０に入る信号（ａ₁）を求めると、ａ₁ ＝ｓｉｎ（ω_L＋ω_I）ｔ＝ｓｉｎω_Oｔである。ＶＣＯ６４が発生する信号（ａ₂ ）はａ₂＝ｓｉｎω_L、およびａ₂’＝ｓｉｎ（ω_Lｔ＋π／２）＝ｃｏｓω_Lｔで
ある。

【００３４】 ミキサ６８によって生成される信号（ａ₃）は、ａ₃＝ａ₁ａ₂、すなわち

【数５】 第２項はやはりフィルターされるので、ａ₃＝１／２ｃｏｓω_Iｔである。ａ₃
に応じて直角分割器６６によって内部で生成される信号ａ₃’はａ₃’＝１／２ｃ
ｏｓ（ω_Iｔ＋π／２）＝−１／２ｓｉｎω_Iｔである。

【００３５】 ミキサ７０によって生成される信号ａ₄は、ａ₄＝ａ₁ｘ（−ａ₂’）、すなわち

【数６】 第１項はフィルターされるので、ａ₄＝−１／２ｓｉｎω_Iｔである。

【００３６】 従って、ＤＣＳ用のフィードバック信号（ａ₀）を解くと、 ａ₀＝ａ₃’＋ａ₄、すなわち ａ₀＝−１／２ｃｏｓω_Iｔ＋１／２ｃｏｓω_Iｔ、すなわち ａ₀＝−ｓｉｎω_Iｔとなる。

【００３７】 このように、ＧＳＭ用の信号の２倍の信号から生じる生成物は阻止され、一方
、ＧＳＭの基本周波数信号（ｘ１）は通過する。信号ａ₂’を反転させることで
、最小限の回路の追加でＤＣＳモードを適応させることができる。

【００３８】 当業者には、上記に開示した実施形態に対して、本発明の精神および範囲から
逸脱せずに、多数の変形および変更が可能であることが理解できると考える。

【図面の簡単な説明】

【図１】 従来の変換ループ変調器の機能ブロック図である。

【図２】 本発明の一実施形態の影像阻止ダウンコンバータを含む変換ルー
プ変調器の機能ブロック図である。

【図３】 図２に示す影像阻止ダウンコンバータの機能ブロック図である。

Claims (17)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 送信機中で用いられ、第１の周波数範囲内の信号を送信する
   第１のモード、または第２の周波数範囲内の信号を送信する第２のモードの少な
   くともいずれかで動作する阻止コンバータであって、 前記第１または第２の周波数範囲の少なくともいずれかの入力信号を受信する
   入力手段と、 前記第１の周波数範囲のうち前記第２の周波数範囲に入る周波数に関連した少
   なくとも１つのスプリアス高調波信号を阻止し、前記出力信号が前記第２の周波
   数範囲内であれば前記第２の周波数範囲の信号の通過を許可する阻止手段とを含
   む阻止コンバータ。
2. 【請求項２】 請求項１に記載の阻止コンバータにおいて、送信機は変換ル
   ープ変調器であり、前記阻止コンバータは前記変換ループ変調器のフィードバッ
   クパスの一部を構成する阻止コンバータ。
3. 【請求項３】 請求項１に記載の阻止コンバータにおいて、前記阻止コンバ
   ータの入力手段は、前記送信機の出力送信信号に接続される阻止コンバータ。
4. 【請求項４】 請求項１に記載の阻止コンバータにおいて、前記送信機は位
   相比較器回路を含む変換ループ変調器であり、前記阻止コンバータは前記位相比
   較器回路に接続されて、基準信号を前記位相比較器回路に与える阻止コンバータ
   。
5. 【請求項５】 請求項１に記載の阻止コンバータにおいて、前記送信機は、
   フィードバックパスと直角変調器とを含む変換ループ変調器であり、前記阻止コ
   ンバータは前記直角変調器に接続される阻止コンバータ。
6. 【請求項６】 請求項１に記載の阻止コンバータであって、基準信号を発生
   する発振器手段をさらに含む阻止コンバータ。
7. 【請求項７】 請求項１に記載の阻止コンバータであって、基準信号を直角
   に分割する直角構成要素をさらに含む阻止コンバータ。
8. 【請求項８】 請求項１に記載の阻止コンバータであって、少なくとも２つ
   の成分信号を直角混合する直角構成要素をさらに含む阻止コンバータ。
9. 【請求項９】 請求項１に記載のミキサ装置であって、前記ミキサは一対の
   ミキサをさらに含み、前記一対のミキサの各々は、入力信号と、直角位相シフト
   された基準信号とを混合するミキサ装置。
10. 【請求項１０】 変換ループ変調器中で用いられ、第１または第２の周波数
    範囲のいずれかで送信信号を出力するダウンコンバータであって、 前記第１または第２の周波数範囲の少なくともいずれかの出力送信信号を受信
    する入力手段と、 基準信号を発生する発振器手段と、 前記第１の周波数範囲内の入力信号の整数倍の周波数をもつ前記第２の周波数
    範囲内のスプリアス高調波信号を阻止し、前記第２の周波数範囲内の出力送信信
    号を前記ダウンコンバータに通過させる直角阻止手段とを含むダウンコンバータ
    。
11. 【請求項１１】 請求項１０に記載のダウンコンバータであって、前記基準
    信号を直角分割する直角構成要素をさらに含むダウンコンバータ。
12. 【請求項１２】 請求項１０に記載のダウンコンバータであって、少なくと
    も２つの成分信号を直角混合する直角構成要素をさらに含むダウンコンバータ。
13. 【請求項１３】 請求項１０に記載のダウンコンバータであって、一対のミ
    キサをさらに含み、前記一対のミキサの各々は、入力信号と直角位相シフトされ
    た基準信号とを混合するダウンコンバータ。
14. 【請求項１４】 第１または第２の周波数範囲のいずれかで送信信号を出力
    する変換ループ変調器であって、 変調する情報を表す少なくとも１つの入力信号を受信し、フィードバック信号
    を受信し、前記入力信号および前記フィードバック信号に応じて中間変調信号を
    生成する入力変調手段と、 前記中間変調信号と基準信号とを受信し、前記中間変調信号および前記基準信
    号に応じて出力送信信号を生成する比較器手段と、 前記出力送信信号および前記入力変調手段に接続され、前記第１の周波数範囲
    内の出力送信信号の整数倍の周波数をもつ前記第２の周波数範囲内のスプリアス
    高調波信号を阻止する阻止手段を含む影像阻止フィードバック回路であって、前
    記第２の周波数範囲内の出力送信信号が前記影像阻止フィードバック回路を通過
    できるようにする影像阻止フィードバック回路とを含む変換ループ変調器。
15. 【請求項１５】 請求項１４に記載の変換ループ変調器において、前記影像
    阻止フィードバック回路は、基準信号を発生する発振器手段を含む変換ループ変
    調器。
16. 【請求項１６】 請求項１４に記載の変換ループ変調器において、前記影像
    阻止フィードバック回路は、基準信号を直角分割する直角分割手段を含む変換ル
    ープ変調器。
17. 【請求項１７】 請求項１４に記載の変換ループ変調器において、前記影像
    阻止フィードバック回路は、前記出力送信信号と混合された少なくとも２つの直
    角関係の信号を混合する直角混合器手段を含む変換ループ変調器。