WO1994022224A1

WO1994022224A1 - Frequency synthesizer

Info

Publication number: WO1994022224A1
Application number: PCT/JP1994/000441
Authority: WO
Inventors: Hiroshi Horie; Tsutomu Tobita
Original assignee: Kabushiki Kaisha Toshiba
Priority date: 1993-03-18
Filing date: 1994-03-18
Publication date: 1994-09-29
Also published as: FI954354A0; TW314290U; KR960701516A; CA2156269C; AU680481B2; US5568098A; CA2156269A1; EP0691746A4; EP0691746A1; CN1118642A; AU6264094A; FI954354A; CN1047898C

Description

明細書

「発明の名称」

周波数シンセサイザ

技術分野

本発明は、無線通信機における送信部の発振器、受信部の周波数変換回路内の局部発振器などに使用し、 P L L (Phase Locked LooP) によって周波数を安定化した発振信号を遞倍して送信系、受信系等に供給する周波数シンセサイザに関する。

背景技術

従来、この種の周波数シンセサイザは水晶発振子を用いた発振器、位相比較器、分周器（プログラマブルデバイダ）、電圧制御発振器（V C O ) 等を備える P L Lで構成されている。この周波数シンセサイザでは発振器からの基準発振信号と、出力発振信号との位相誤差に基づいて V C Oをロックし、かつ、分周器を用いて一定周波数間隔の発振信号を生成して出力している。

図 1は従来の周波数シンセサイザを用いた無線送信機の構成を示すプロック図である。図 1において、この無線送信機には安定かつ一定周波数間隔の出力発振信号 S Aを出力する周波数シンセサイザ 1と、この周波数シンセサイザ 1からの出力発振信号 S Aに、位相角変調信号（ I信号、 Q信号）で Q P S K (Quadratur e Phase Shi ft Keying) 、 Q A M (Quadrature Ampl i tude Modul at ion) 等の変調を施す直交変調器 2と、この直交変調器 2からの変調高周波信号 S Mを增幅して送出する電力増幅器 3と、この電力増幅器 3からの高周波電力 S Pを電波として放射するアンテナ 4とが設けられている。また、周波数シンセサイザ 1には、基準信号を発振する基準信号発振器 5と、この基準信号発振器 5からの基準発振信号と、分周信号との位相比較を行う位相比較器 6とが設けられている。さらに、位相比較器 6からの位相誤差信号中の不要高調波及び雑音を除去し、かつ、直流電圧を出力する低域通過フィルタ（L P F ) 7と、この L P F 7からの直流電圧で周波数をロックし、出力発振信号 S Aを送出する電圧制御発振器（V C O ) 8 と、出力発振信号 S Aを一定周波数間隔が得られるように分周して位相比較器 6 に出力する分周器 9とを備えている。次に、この従来例の無線送信機の動作について説明する。

周波数シンセサイザ 1内の位相比較器 6は、基準信号発振器 5からの基準発振信号と、分周器 9がらの分周信号との位相を比較する。この比較による位相誤差信号を L P F 7を通じて直流電圧に生成し、この周波数制御電圧を V C 0 8の制御端に印加する。この場合、 L P F 7で位相比較器 6からの位相誤差信号に含まれる不要高調波や雑音を除去して直流電圧を生成する。この L P F 7の振幅特性及び位相特性によって、当該周波数シンセサイザ 1における P L Lの応答特性、同期特性が決定される。すなわち、 L P F 7のインダクタンス、静電容量等を選択して、分周器 9による周波数切り替えの時間特性などを設定する。

この周波数シンセサイザ]からの、安定かつ一定周波数 P 隔の出力発振信号 S Αが直交変調器 2に入力される。この直交変調器 2では出力発振信号 S Aに位相角変調信号（ I信号、 Q信号）で Q P S K , Q A M方式等の変調を施して出力する。この変調高周波信号 S Mが電力増幅器 3で増幅され、この増幅した高周波電力 S Pをアンテナ 4から電波として放射する。

このような無線送信機では、電力増幅器 3からの高周波電力 S P力《、比較的大電力である。したがって、周波数シンセサイザ 1を含む他の回路は、電力増幅器 3からの高周波電力 S Pが漏れた不要輻射や、アンテナ 4から放射した電波が回り込むのを阻止するため、金属遮蔽筐体（シールドケース）などで覆う遮蔽（シ一ルド）が施される。この遮蔽にもかかわらず周波数シンセサイザ 1内の V C 0 8には、発振周波数を決定する共振器、例えば、誘電体共振素子に、不要輻射や放射電波が回り込む場台がある。この回り込みによって V C 0 8の発振信号が位相変調されてしまい、共振周波数が変動する。したがって、直交変調器 2で Q P S K方式などの変調を施した電波を、受信側で復調する際の復調誤り率（エラーレート）が高くなつてしまう。

図 2は変調高周波信号 S Mを受信側で復調して I Q軸上に示した図であり、図

3は周波数が変動した際の変調高周波信号 S Mを受信側で復調して I Q軸上に示した図である。図 2において、この例は周波数変動のない理想的な状態の変調高周波信号 S Mを復調して I Q軸上に表しており、 4位相（4点）の位置になる。この理想的な状態では I Q軸上のそれぞれの位置点の相互の距離が十分に離間しているため、受信側での復調データの誤り率（エラーレート）が小さい。

—方、図 3に示すように周波数が変動した変調高周波信号 S M、に変動がある場台、換言すれば、'周波数シンセサイザ 1からの出力発振信号 S Aに周波数変動がある場合、出力発振信号 S Aの位相が変化し、この場合の復調データを I Q幸由上に示すと、図 3に示すように円周上に広がってしまう。この際、復調データが I Q軸を横切ってしまうことがあり、受信側での復調データの誤り率が極めて高くなる。また、復調データが I Q軸を横切らない場合でも、復調時の位相変動で復調データの誤り率が高くなることがある。

このような周波数シンセサイザ 1からの出力発振信号 S Aの周波数変動は、 P L L処理によって捕正されるが、直交変調器 2で変調が施されるため、位相及び振幅は位相角変調信号の周波数に対応した速さで時間とともに変化する。さらに、周波数利用効率の向上などから、より高い変調速度で処理される。したがって、出力発振信号 S Aの周波数変動は、高速で時間的に変動しているため、周波数シンセサイザ 1からの出力発振信号 S Aの周波数変動を P L L処理で抑圧できないことが多い。この周波数変動の改善を図る送信周波数と周波数シンセサイザの発振周波数とが異なる構成の無線通信機の提案が行われている。

図 4は、このような送信周波数と周波数シンセサイザの発振周波数とが異なる無線送信装置の構成を示すブロック図である。図 4において、この例には二つの周波数シンセサイザ 1 0 a , 1 0 bと、この周波数シンセサイザ 1 0 a , 1 0 b からの二つの出力発振信号 S C , S Dを加算又は減算して混合した和周波数又は差周波数である安定かつ一定周波数間隔の出力発振信号 S Eを出力する周波数混合器 1 1とが設けられている。さらに、出力発振信号 S Eに位相角変調信号（ I 信号、 Q信号）で Q P S K , Q A M方式等の変調を施す直交変調器 1 2と、変調高周波信号 S Mを増幅して送出する電力増幅器 1 3と、この電力増幅器 1 3からの高周波電力 S Pを電波として放射するアンテナ 1 4とが設けられている。次に、この従来例の動作について説明する。

二つの周波数シンセサイザ 1 0 a , 1 0 bからの出力発振信号 S C , S Dを周波数混合器 1 1で混合し、その和周波数又は差周波数である安定かつ一定周波数間隔の出力発振信号 S Eを出力する。この出力発振信号 S Eが直交変調器 1 2に位相角変調信号（ I信号、 Q信号）とともに入力されて Q P S K , Q A M方式等の変調が施される。この変調高周波信号 S Mを電力増幅器 1 3で増幅した高周波電力 S Pがアンテナ 1 4から電波として放射される。この動作では高周波電力 S Pの周波数と、出力発振信号 S C及び S Dの周波数とが相違するため、電力増幅器 1 3からの高周波電力 S Pが漏れた不要輻射や、アンテナ 1 4から放射した電波が V C 0に回り込んだ際の妨害を避けることが出来る。したがって、周波数シンセサイザ 1 0 a , 1 0 b内の V C 0の周波数変動が小さくなる。

この構成では、二つの周波数シンセサイザ 1 0 a . 1 0 bが必要なため、回路構成が複雑化する。すなわち、部品点数が増加して装置の小形化が妨げられ、特に携帯移動用の無線機に用いる際に不都台がある。さらに、周波数混台器 1 1を用いて和周波数及び差周波数を得るため、高調波の不要幅射（スプリアス）が発生し易く、受信部に不要輻射が混入して受信不能になる受信チャネルが発生することがある。この場合、不要幅射（スプリアス）を除去するために帯域通過フィルタが必要になり、その特性も急峻なスカート特性が要求されるなどの面倒な処理が必要になる。この改善のために周波数シンセサイザからの出力発振信号を通倍する無線通信機が知られている（例えば、実開平 2— 1 9 3 0号公報）。図 5は、従来の周波数シンセサイザからの出力発振信号を通倍する無線通信機の構成を示すブロック図である。図 5において、この例には出力発振信号 S Aを出力する周波数シンセサイザ 1 6と、この周波数シンセサイザ 1 6からの出力発振信号 S Aを通倍する通倍器 1 7と、この遲倍器 1 7からの通倍信号に位相角変調信号（ I信号、 Q信号）で Q P S K , Q A M方式等の変調を施す直交変調器 1 8と、変調高周波信号 S Mを増幅して送出する電力増幅器 1 9と、この電力増幅器 1 9からの高周波電力 S Pを放射するアンテナ 2 0とが設けられている。次に、この従来例の動作について説明する。

周波数シンセサイザ 1 6からの出力発振信号 S Aを遲倍器 1 7で遲倍して、直交変調器 1 8で変調を施す。この変調高周波信号 S Mを電力増幅器 1 9で増幅し、この増幅した高周波電力 S Pをアンテナ 2 0を通じ、電波として放射する。この場合、高周波電力 S Pの周波数（送信周波数）と、周波数シンセサイザ 1 6からの出力発振信号 S Aの周波数が相違するため、電力増幅器 1 9からの高周波電力 S Pが漏れた不要 fi射や、アンテナ 2 0から放射した電波が周波数シンセサイザ 1 6内の V C 0に回り込んでも、周波数シンセサイザ 1 6内の V C Oでの周波数変動が生じなくなる。

しかしながら、この構成の無線通信機にあって、周波数シンセサイザ 1 6の伝達関数は近似的には線形であり、固有周波数によって表わせる周波数切り替えの速さは、通倍器 1 7を設けた場合と、設けない場台とで同一値にする必要がある。すなわち、この構成の無線通信機では遲倍器 1 7を設けない場合と同一の周波数切り替え速度が可能な周波数シンセサイザを用い、その線形的な伝達関数のいずれか必要な特性部分を用いることになる。

周波数シンセサイザ 1 6では、分周器（プログラマブルデバイダ）の分周数を 1ステップごと増減して一定間隔の無線チャネルを生成している。一方、周波数シンセサイザ 1 6内の位相比較器は、集積器（ I C ) 化に適しており、論理器を用いて構成するのが一般的である。このため実際の位相比較器は入力信号を方形波に波形整形し、この波形の立ち上がり、立ち下がりのタイミングで位相比較を行っている。すなわち、位相誤差信号は位相比較器に入力される信号の一周期ごとに、一回づつ検出している。

したがって、固有周波数を位相比較周波数よりも高くすることができない。周波数シンセサイザ 1 6では、実際に位相 it較器から位相比較周期ごとに出力されるパルス成分を除去して、固有周波数より低い成分のみを V C Oの制御電圧として印加する必要がある。このため固有周波数は位相比較周波数より十分小さくする必要がある。さらに、出力発振信号 S Aの遁倍を考慮して、位相比較周波数は無線チャネル間隔の 1 Z Mに設定する必要がある。

このため、同一の間隔の無線チャネルを実現する場台、周波数シンセサイザ 1 6の実現可能な固有周波数の上限は、例えば、図 1に示した構成の周波数シンセサイザの実現可能な固有周波数の上限の 1 Z Mに低くなつてしまう。一方、周波数シンセサイザがデジタル通信に適用される T D M Aバースト間での無線チヤネルの切り替えは、より高速の切り替えが必要となる。したがって、図 5に示した構成の場合、高周波電力 S Pが漏れた不要轜射や、アンテナ 2 0から放射した電波が V C 0に回り込む妨害による周波数変動に対処できるものの、無線チャネルの高速切り替えに対応できないという不都合がある。

本発明は、このような従来の技術における欠点を解決するものであり、装置規摸が増大することなく、周波数チャネルの高速切り替えが可能になるとともに、通倍後の所定帯域信号を抽出して分周する際の帯域通過フィルタに、特別な帯域特性が要求されず、汎用品の使用が可能になって、コストを低減できる周波数シンセサイザの提供を目的とする。

発明の開示

この目的を達成するために、この発明の周波数シンセサイザは、基準発振信号を出力する基準発振手段と、基準発振信号と分周信号との位相誤差信号を出力する位相比較手段と、位相誤差信号から制御電圧を生成して出力するループフィル夕と、制御電圧値に対応する周波数の発振信号を出力する電圧制御発振手段と、発振信号を通倍した適倍信号を送出する通倍手段と、遲倍手段で通倍された遁倍信号を分周して位相比較手段に出力する分周手段とを備える構成としている。また、遁倍手段の出力端から取り出した通倍信号が、分周手段に供給し、さらに、出力発振信号は遁倍手段の出力端に、当該出力発振信号を供袷する高周波信号処理回路が接続されるとともに、この高周波信号処理回路の入力端から取り出した信号を分周手段へ出力する構成としている。

また、基準発振信号を出力する基準発振手段と、基準発振信号と分周信号との位相誤差信号を出力する位相比較手段と、位相誤差信号から制御電圧に生成して出力するループフィルタと、制御電圧値に対応した周波数の発振信号を出力する電圧制御発振手段と、発振信号を通倍した通倍信号を出力する通倍手段と、遲倍信号を分周して位相比較手段に出力する分周手段と、遞倍信号の所定帯域を通過させる帯域通過フィルタとを備える構成としている。

さらに、帯域通過フィルタの入力端に供給される遲倍信号を出力し、通倍手段の出力端と帯域通過フィル夕の入力端との間から通倍信号を出力発振信号として出力する構成としている。さらに、通倍手段は、電圧制御発振手段からの発振信号と同一の周波数の入力側共振回路と、この入力側共振回路からの発振信号を增幅かつ通倍する増幅 ·通倍回路とを設けた構成としている。また、遞倍手段は、発振信号を増幅かつ通倍する増幅 ·通倍回路と、通倍数の周波数に共振する出力側共振回路とを備える構成としている。また、遞倍回路にトランジスタを用いる構成としている。さらに、遞倍手段は、入力側に設けられる電圧制御発振手段からの発振信号と同」の周波数の共振回路と、この共振回路からの信号を歪ませる半導体素子とを設けた構成としている。また、遜倍手段は、電圧制御発振手段からの発振信号を歪ませる半導体索子と、この半導体素子の出力側に接続され、遲倍数の周波数に共振する出力側共振回路とを備える構成である。さらに、この構成にあって、通倍信号を歪ませる半導体素子に可変容量ダイォードを用いる構成であり、共振回路はィンダクタとコンデンサを用いた直列共振回路又は並列共振回路を用いる構成である。さらに、コンデンサに、回路の分布静電容量を用いる構成である。さらに、分周手段は電圧制御発振手段からの発振 ί言号を一定問隔の複数の周波数に分周する構成である。

また、分周手段は電圧制御発振手段からの発振信号を一定間隔の複数の周波数に分周する設定手段を備える構成である。

さらに、送信する信号を入力する信号入力手段と、信号入力手段から入力された信号を変調する変調手段と、局部発振信号を発生する周波数シンセサイザと、局部発振信号により変調手段で変調された信号を無線周波数信号に変換して送信する送信手段と、を備える無線送信装置において、周波数シンセサイザは、基準発振信号を出力する基準発振手段と、基準発振信号と分周信号との位相誤差信号を出力する位相比較手段と、位相誤差信号から制御電圧を生成して出力するループフィル夕と、制御電圧値に対応する周波数の発振信号を出力する電圧制御発振手段と、発信信号を通倍した通倍信号を局部発振信号として送出する通倍手段と、遁倍手段で通倍された信号を分周して位相比較手段に出力する構成である。したがって、この発明では、位相比較周波数が無線チャネル間隔と同一になり

、慣用的な周波数シンセサイザと同程度の無線チャネルの高速切り替えが可能になる。また、電圧制御発振手段の発振信号と高周波電力が漏れた不要幅射や、ァンテナから放射した電波の周波数が異なるため、電圧制御発振手段での回り込みによる妨害が発生し難くなり、電圧制御発振手段の発振信号の周波数変動が小さくなる。加えて通倍手段の構成も簡単であり、装置規模の.増加を抑えることが出来る。また、通倍後の所定帯域信号を抽出して分周する際の帯域通過フィル夕に、特別な帯域特性が要求されず、汎用品の使用が可能になって、コスト低減が可能になる。、図面の簡単な説明

本発明は、以下の詳細な説明及び本発明の実施例を示す添付図面により、より良く理解されるものとなろう。なお、添付図面に示す実施例は、発明を特定することを意図するものではなく、単に説明及び理解を容易とするものである。図中、

図 1は従来の周波数シンセサイザを用いた無線送信機の構成を示すプロック図である。

図 2は変調高周波信号を受信側で復調して I Q铀上に示した図である。

図 3は周波数が変動した際の変調高周波信号 S Mを受信側で復調して I Q f由上に示した図である。

図 4は従来の送信周波数と周波数シンセサイザの発振周波数とが異なる無線送信装置の構成を示すプロック図である。

図 5は従来の周波数シンセサイザからの出力発振信号を通倍する無線通信機の構成を示すプロック図である。

図 6は本発明の周波数シンセサイザを無線送信機に適用した第 1の実施例の構成を示すブロック図である。

図 7は図 6中の周波数シンセサイザの構成を示すプロック図である。

図 8は図 7中の通倍器の詳細な構成を示す回路図である。

図 9は第 2の実施例の周波数シンセサイザの構成を示すプロック図である。

発明を実施するための最良の形態

以下に、本発明の好適実施例による周波数シンセサイザを図 6、図 7、図 8及び図 9を参照しながら説明する。

図 6は本発明の周波数シンセサイザを無線送信機に適用した第 1の実施例の構成を示すプロック図である。この無線通信機はアナログモ一ドとデジタルモードとを併用したデュアルモードである。アナログモードでは搬送波を、例えば、 F Mで変調して送信し、受信装置で送信装置から送信された変調波を受信して F M 復調することによりアナログ音声信号及びデータを再生している。デジタルモ一ドは送信装置で音声信号及びデータを符号化して、この符号化された信号により搬送波を、例えば、シフト D Q P S K ;rノ 4シフト D Q P S K ( π /i shi fted. Differential ly encoded Quadrature Phase Shift Keying) 方式を用いてデジタル変調を施して送信する。この送信電波を受信装置で受信し、受信信号からデジ夕ル復調した後に、この復調信号を復号することによつて音声信号及びデ一夕を再生している。

図 6において、デジタルモードの受信系には、図示しない基地局との無線回線を通じて送受信電波を送受信するアンテナ 4 1と、アンテナ共用器 4 2と、受信信号を周波数変換して中間周波信号を出力する受信回路 4 3とが設けられている。さらに、受信回路 4 3に局部発振信号を送出し、かつ、送信回路に送信信号を送出する周波数シンセサイザ 44と、中間周波信号をデジタル化する AZD変換器 46と、 AZD変換器 4 6からのデジタル化した中間周波信号をデジタルべ一スバンド信号に変換するデジタル復調回路 4 7とが設けられている。また、誤り訂正復号化処理を行う誤り訂正符号復号回路 4 8と、デジタル受話信号の音声復号化処理を行う音声符号復号回路 4 9と、アナログモードとデジタルモードとを切り替える切替回路 5 0, 57と、切替回路 50からのデジタル受話信号 R Sに含まれる音響エコーを打ち消すための処理が行なわれるエコーキヤンセラ 60とが設けられている。さらに、デジタルモードの受信系は、エコーキャンセラ 6 0 からのデジタル受話信号をアナログ化する D/ A変換器 5 1と、このアナログ受話信号を増幅する増幅器 5 2と、増幅器 5 2からのアナログ受話信号を音声出力するスピーカ 5 3とが設けられている。

デジタルモードの送信系はマイクロホン 54と、送話信号を増幅する増幅器 5 5と、送話信号をデジタル化する A/D変換器 56と、 AZD変換器 56からのデジタル送話信号がエコーキャンセラ 60、切替回路 5 7、音声符号復号回路 4 9、誤り訂正符号復号回路 48を通じて符号化されたデジタル送話信号を； rZ4 シフト D Q P S K方式の変調信号に変換するデジタル変調回路 58とが設けられている。また、デジタル変調回路 58からの変調信号をアナログ化する DZA変換器 5 9と、 DZA変換器 59からの変調信号で変調をした高周波電力を送出する送信回路 4 5とが設けられている。アナログモードの受信系は、受信回路 4 3からの中間周波信号を FM復調するアナログ音声回路 70と、 FM復調信号をデジタル化して切替回路 50を通じてアナログ受話信号（R S) をエコーキャンセラ 60に出力する AZD変換器 61とが設けられている。エコーキャンセラ 6 0からはデジタルモ一ドの受信系と同様に D/A変換器 51、増幅器 52、スピ一力 53を通じて音声出力される。

アナログモードの送信系は、マイクロホン 54、増幅器 55、 A D変換器 5 6、エコーキャンセラ 60、切替回路 57を通じた送話信号をアナログ化してァナログ音声回路 70に供給する DZA変換器 62が設けられている。アナログ音声回路 70からの変調信号が送信回路 45、アンテナ共用器 42、アンテナ 41 を通じて送信される。

さらに、この無線通信機には、デジタルモード、アナログモードの送受信系の各部を制御する制御回路 80と、コンソールュニット 83と、バッテリ 8】の出力電圧を所定の動作電圧 V c cに生成して各回路に供給する電源回路 82とが設けられている。コンソ一ルュニット 83には、キースィッチ群と、ディスプレイとが設けられている。ディスプレイは、例えば、液晶表示器が用いられている。次に、周波数シンセサイザ 44の詳細な構成を説明する。

図 7は周波数シンセサイザ 44の構成を示すプロック図である。図 7において、周波数シンセサイザ 44は、基準信号を発振する基準信号発振器 90と、この基準信号発振器 90からの基準発振信号と分周した分周信号との位相を比較する位相比較器 91とが設けられている。さらに位相比較器 91からの位相誤差信号における不要高調波及び雑音を除去し、かつ、直流電圧を出力する低域通過フィルタ（L P F) 92と、この L PF 92からの直流電圧で周波数を口ックし、一定周波数間隔の発振信号を出力する電圧制御発振器（VCO) 94と、さらに V C 094からの発振信号を M遲倍した出力発振信号 S 0を出力する通倍器 96と、出力発振信号 S 0が入力されて、一定周波数間隔が得られるように分周した分周信号を位相比較器 91に出力する分周器 98を備えている。

図 8は通倍器 96の詳細な構成を示す回路図である。図 8において、この遲倍器 96には V C 094の発振信号と同一の共振周波数である入力側共振回路（L

1 , C 1 ) と、トランジスタ Q 1と、このトランジスタ Q 1のベースにバイアス電圧を設定する抵抗器 R 1 , R 2と、トランジスタ Q 1のコレクタに接続され、通倍した周波数で共振する出力共振回路（L 2 , C 2 ) とが設けられている。さらに、トランジスタ Q 1のコレクタからの共振信号を通倍信号 S Τとして出力するカップリングコンデンサ C 3及び出カインピーダンス整合用のコンデンサ C 4 とが設けられている。

なお、トランジスダ Q ]で V C O 9 4の発振信号を増幅し、かつ、通倍していもが、このトランジスタ Q 1に代えて、可変容量ダイォード（バラクタ）を用いても良い。この場合、非直線入出力特性部分を利用して入力信号を歪ませて遁倍する。さらに入力側共振回路（L 1 , C 1 ) に代えて、入出力特性ィンピーダンスを整台させた並列共振回路を用いても良く、同様に出力共振回路 ( L 2 , C 2 ) に直列共振回路を用いても良い。さらに、入力側共振回路（L I , C 1 ) 、出力共振回路（L 2 , C 2 ) は、それぞれの L 1 , L 2をコイル又は回路基板の配線パターンを用いたインダクタとし、 C 1 , C 2に、分布静電容量を用いても良い。

次に、この第 1の実施例の動作を説明する。

図 6において、デジタルモードの設定状態では、図示しない基地局からデジタル通話チャネルを通じて送信された電波は、アンテナ 4 1で受信された後にァンテナ共用器 4 2を通じて受信回路 4 3に入力される。この受信回路 4 3ではアンテナ共用器 4 2からの受信信号が周波数シンセサイザ 4 4から出力された局部発振信号と混台されて中間周波信号に変換される。なお、周波数シンセサイザ 4 4 から発生される局部発振信号の周波数は、制御回路 8 0から出力される制御信号 S Y Cによって設定される。中間周波信号は、 A Z D変換器 4 6でデジタル信号に変換された後に、デジタル復調回路 4 7に入力される。デジタル復調回路 4 7 では中間周波信号がデジタル復調されてデジタルベースバンド信号に変換される。このデジタル復調回路 4 7から出力されたデジタルベースバンド信号には、デジタル受話信号とデジタル制御信号とがある。このデジタル制御信号 D C Sが、制御回路 8 0に取り込まれて識別される。

これに対しデジタル受話信号は、誤り訂正符号復号回路 4 8に入力される。この誤り訂正符号'復号回路 4 8では、デジタル復調回路 4 7から供給されたデジタル受話信号の誤り訂正復号化処理が行なわれ、この誤り訂正復号化されたデジ夕ル受話信号は音声符号復号回路 4 9に入力される。音声符号復号回路 4 9では、デジタル受話信号の音声復号化処理が行なわれる。

この音声符号復号回路 4 9から出力されたデジタル受話信号 R Sは、切替回路 5 0を通じてエコーキャンセラ 6 0に入力される。このエコーキャンセラ 6 0を通過したデジタル受話信号は、 D Z A変換器 5 1でアナログ受話信号に変換された後に、増幅器 5 2で増幅されてスピーカ 5 3に供給され、このスピーカ 5 3から拡声出力される。

—方、マイクロホン 5 4からの送話信号は、増幅器 5 5で増幅された後に A Z D変換器 5 6でデジタル送話信号に変換され、さらに、エコーキャンセラ 6〔）に入力される。このエコーキャンセラ 6 0では、デジタル送話信号に含まれる音響エコーを打ち消すための処理が行なわれる。このエコーキャンセラ 6 0から出力されたデジタル送話信号 T Sは、切替回路 5 7を通じて音声符号復号回路 4 9に入力される。この音声符号復号回路 4 9では、デジタル送話信号の音声符号化処理が行なわれる。この音声符号復号回路 4 9から出力されたデジタル送話信号は、制御回路 8 0から出力されるデジタル制御信号とともに誤り訂正符号復号回路 4 8に入力される。この誤り訂正符号復号回路 4 8では、デジタル送話信号及びデジタル制御信号の誤り訂正符号化処理が行なわれる。この符号化後のデジタル送話信号はデジタル変調回路 5 8に人力される。デジタル変調回路 5 8では、デジタル送話信号に応じて； r Z 4シフト D Q P S K方式で変調を施し、その変調信号は D Z A変換器 5 9でアナログ信号に変換された後に送信回路 4 5に入力される。送信回路 4 5では、変調信号が周波数シンセサイザ 4 4から出力されるデジタル通話チャネルの無線周波数に対応した送信局部発振信号と合成されて無線送信信号に変換され、さらに高周波増幅される。そして、この送信回路 4 5から出力された無線送信信号ではアンテナ共用器 4 2を通じてアンテナ 4 1に供給され、このアンテナ 4 1から図示しない基地局に送信される。なお、切替回路 5 0 , 5 7は、制御回路 8 0から出力される切替制御信号 S W Cによって、それぞれ切替えが制御される。

次に、アナログモードが設定された状態において、図示しない基地局からアナ口グ通話チャネルを通じて送信された電波は、アンテナ 4 1で受信された後にァンテナ共用器 4 2を通じて受信回路 4 3に入力され、この受信回路 4 3で低い周波数の中間周波信号に変換される。この受信回路 4 3から出力された中間周波信号は、アナログ音声回路 7 0に入力される。このアナログ音声回路 7 0では、中間周波信号が F M復調された後に音声増幅される。このアナログ音声回路 7 0から出力されたベースバンドのアナログ通話信号は、 A Z D変換器 6 1でデジタル信号に変換された後に、切替回路 5 0を通じてエコーキヤンセラ 6 0に入力される。そして、このエコーキャンセラ 6 0を通過したデジタル受話信号は、 D Z A 変換器 5 1でアナログ受話信号に変換された後に、増幅器 5 2で増幅されてスピ一力 5 3に供铪され、このスピーカ 5 3から音声出力される。マイクロホン 5 4 から出力された送話信号は、増幅器 5 5で増幅された後に A / D変換器 5 6でデジタル化されてエコーキヤンセラ 6 0に入力される。このエコーキャンセラ 6 0 では、デジタル送話信号に含まれる音喾ェコーを打ち消すための処理が行なわれる。このエコーキャンセラ 6 0から出力されたデジタル送話信号 T Sは、切替回路 5 7を通じて D Z A変換器 6 2に入力され、ここでアナログ信号に変換された後にアナログ音声回路 7 0に入力される。アナログ音声回路 7 0では、送話信号に応じて周波数変調（F M) された変調信号が生成され、この変調信号は送信回路 4 5に入力される。送信回路 4 5では、変調信号が周波数シンセサイザ 4 4から発生されたアナログ通話チャネルの無線周波数に応じた送信局部発振信号と混合されて送信周波数に変換され、さらに増幅される。そして、この送信回路 4 5 から出力された高周波電力はァンテナ共用器 4 2を通じてアンテナ 4 1に供耠され、このアンテナ 4 1から図示しない基地局に送信される。制御回路 8 0はコンソールュニット 8 3の操作に基づいてデジタルモード、アナログモードの送受信などを制御している。

次に、周波数シンセサイザ 4 4の動作について説明する。

図 7において、周波数シンセサイザ 4 4内の位相比較器 9 1は、基準信号発振器 9 0が出力する基準発振信号と、分周器 9 8で分周して分周信号との位相を比較する。この比較による位相誤差信号を L P F 9 2を通 I て直流電圧に生成し、この直流電圧である周波数制御電圧を V C 0 9 4の制御端に印加する。この場合、位相比較器 91と V C 094との間の L P F 92で、位相比較器 91からの位相誤差信号に含まれる不要高調波や雑音を除去した直流電圧を出力する。この L P F 92の振幅及び位相特性によって、当該周波数シンセサイザ 44における P L Lの応答特性、同期特性を決定する。 L P F 92の、例えばインタグ夕ンス、静電容量を選択して分周器 98による周波数切り替えの時間などの特性を設定する。 VC 094からの発振信号を通倍器 96で通倍する。この遲倍によって、所定周波数に生成されて受信回路 43及び送信回路 45に入力される。通倍器 96 では、図 8に示すよ όに VC094の発振信号が入力側共振回路（L 1 , C 1 ) に入力され、発振信号を入力側共振回路（L I, C 1 ) で Q倍に昇圧してトランジスタ Q 1で增幅する。そして、出力共振回路 (L 2, C 2) の共振周波数で遞倍された通倍信号 S Τをコンデンサ C 3, C4を通じて直流電圧をカツトするとともに、後段との接続のィンピーダンスを整台させて出力する。

このようにして生成した周波数シンセサイザ 44からの、安定かつ一定周波数間隔の出力発振信号 S 0が受信回路 43及び送信回路 45に入力される。この場合、周波数シンセサイザ 44からの出力発振信号 S 0は制御回路 80の制御によつて、受信時に受信回路 43に供辁し、かつ、送信回路 45への送出を停止する。また、送信時に送信回路 45に送出し、かつ、受信回路 43への供給を停止し、特に、受信時に送信回路 45からの信号が回り込んだり、不要幅射（スプリアス）で受信不能チャネルの発生を阻止する。

この際、分周器 98に無線送信周波数と同一の出力発振信号 S 0が入力される。分周器 98は無線送信周波数と同一の出力発振信号 S 0を分周して位相比較器 91に出力する。したがって、位相比較周波数が無線チャネル周波数と同一になり、惯用的な周波数シンセサイザである VC 0の発振信号と無線送信周波数とが同一の構成、すなわち、 V COの発振信号の遁倍を行わない場合と、同程度の無線チャネルの高速切り替えが可能になる。

さらに V C 094の発振信号の周波数と、送信回路 45からの高周波電力が漏れた不要輻射や、アンテナ 41から放射した電波の周波数とが異なることになる o したがって、周波数シンセサイザ 44内の V CO 94に不要幅射や電波が回り込んだ際の妨害（外乱）が発生し難くなり、 VC 094の発振信号の周波数変動が極めて小さくなる。また、この構成での通倍器 9 6はトランジスタ又は可変容量ダイォードと共振回路等で構成できるため、その装置規模の增加も小さくてすむことになる。 - 次に、第 2の実施例における周波数シンセサイザ 4 4について説明する。図 9は第 2の実施例における周波数シンセサイザ 4 4の構成を示すプロック図である。図 9において、この周波数シンセサイザ 4 4は、図 6に示した第〗の実施例の構成における遁倍器 9 6の後に通倍信号の高域及び低域を除去した出力発振信号 S 0を、図 6中の受信回路 4 3及び送信回路 4 5に供給する帯域通過フィルタ（B P F ) 9 7とが設けれている。他の構成は第 1の実施例と同様である。次に、この第 2の実施例の動作について説明する。

基準信号発振器 9 0〜通倍器 9 6間の動作は第 1の実施例と同様である。通倍器 9 6からの通倍信号 S Tが分周器 9 8に出力されるとともに、 B P F 9 7にも入力される。 B P F 9 7は通倍信号 S Tから通倍器 9 6で発生した高調波の高域信号とともに、ノイズなどの低域信号を除去して、図 6中の受信回路 4 3及び送信回路 4 5に供給する。さらに、分周器 9 8に送信周波数と同一の通倍信号 S T が入力され、無線送信周波数と同一周波数の遞倍信号 S Tを分周して位相比較器 9 1に出力する。

したがって、第 1の実施例と同様に無線チャネルの高速切り替えが可能になる。また、不要輻射や電波が回り込んだ際の妨害（外乱）が発生し難くなる。さらに、遲倍信号 S Tから所定の帯域信号を抽出する B P F 9 7に特別な帯域特性が要求されなくなる。すなわち、 B P F 5 7には通過帯域内での低リップル及び低挿入損失のフラッ卜な周波数特性が特別に要求されなくなり、通倍信号のレベルが低下し、また変動せずに、分周器 9 8から位相比較器 9 1までの P L L (閉ループ制御）が正常に動作する。これによつて、汎用品の B P Fを使用しても、分周器 9 8から位相比較器 9 1の P L L (閉ループ制御）が正常に動作するようになり、 B P F 5 7を特別に製作する必要がなくなって、コストが低減できる。以上説明したように第]の実施例の周波数シンセサイザでは、位相比較周波数が無線チャネル周波数と同一になり、慣用的な周波数シンセサイザと同程度の無線チャネルの高速切り替えが可能になるという効果を有する。また V C 0の発振信号と高周波電力が漏れた不要幅射や、アンテナから放射した電波の周波数が異なるため、 V C 0に回り込んだ際の妨害が発生し難くなり、 V C Oの発振信号の周波数変動を極めて小さく出来るという効果を有する。加えて通倍器の構成も簡単であり、装置規模の增大化を抑えることが出来るという効果を有する。

また第 2の実施例では、通倍信号を帯域通過フィルタを通過させ、この ί言号を無線通信機の変調器などに供辁しているため、第 1の実施例と同様に髙速切り替えが可能になり、かつ、不要幅射や放射電波の回り込みによる周波数変動が阻止できるとともに、通倍後の所定帯域信号を抽出して分周する際の帯域通過フィル夕に、特別な帯域特性が要求されず、汎用品の使用が可能になって、コストを低減できるという効果を有する。

なお、本発明の例示的な実施例について説明したが、開示した実施例に関して、本発明の要旨及び範囲を逸脱することなく、種々の変更、省略及び追加が可能であることは、当業者において自明である。したがって、本発明は、記載実施例に限定されるものではなく、請求の範囲に記載された要索によって規定される範囲及びその均等範囲を包含するものとして理解されなければならない。

産業上の利用可能性

以上のように、本発明の周波数シンセサイザは、比較的大電力を送信する無線通信機における送信部の発振器、受信部の周波数変換回路内の局部発振器などに利用して極めて有用である。

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Claims

請求の範囲

1 . 基準発振信号を出力する基準発振手段と、前記基準発振信号と分周信号との位相誤差信号を出力する位相比較手段と、前記位相誤差信号から制御電圧を生成して出力するループフィルタと、前記制御電圧値に対応する周波数の発振信号を出力する電圧制御発振手段と、前記発振信号を遞倍した通倍信号を送出する通倍手段と、前記通倍手段で通倍された通倍信号を分周して前記位相比較手段に出力する分周手段とを備える周波数シンセサイザ。

2 . 前記通倍手段の出力端から取り出した通倍信号が、前記分周手段に供給されることを特徴とする請求項 1記載の周波数シンセサイザ。

3. 前記出力発振信号は逦倍手段の出力端に、当該出力発振信号を供給する高周波信号処理回路が接続されるとともに、この高周波信号処理回路の入力端から取り出した信号を前記分周手段へ出力すること特徴とする請求項 1記載の周波数シンセサイザ。

4 . 基準発振信号を出力する基準発振手段と、前記基準発振信号と分周信号との位相誤差信号を出力する位相比較手段と、前記位相誤差信号から制御電圧に生成して出力するループフィルタと、前記制御電圧値に対応した周波数の発振信号を出力する電圧制御発振手段と、前記発振信号を通倍した通倍信号を出力する通倍手段と、前記通倍信号を分周して前記位相比較手段に出力する分周手段と、前記通倍信号の所定帯域を通過させる帯域通過フィルタとを備える周波数シンセサイザ。

5. 帯域通過フィルタの入力端に供給される通倍信号を出力することを特徴とする請求項 4記載の周波数シンセサイザ。

6. 遁倍手段の出力端と帯域通過フィルタの入力端との間から通倍信号を出力発振信号として出力することを特徴とする請求項 4記載の周波数シンセサイザ。

7 . 通倍手段は、電圧制御発振手段からの発振信号と同一の周波数の入力側共振回路と、この入力側共振回路からの発振信号を増幅かつ通倍する増幅 ·遞倍回路とが設けられることを特徴とする請求項 1又は 4記載の周波数シンセサイザ。

8. 通倍手段は、発振信号を増幅かつ通倍する増幅 ·遁倍回路と、通倍数の周波数に共振する出力側共振回路とを備えることを特徴とする請求項 1又は 4記載の周波数シンセサイザ。

9 . 增幅 ·遁倍回路にトランジス夕を用いることを特徴とする請求项 7又は 8記載の周波数シンセサイザ。

1 0 . 通倍手段は、入力側に設けられる電圧制御発振手段からの発振 ί言号と同一の周波数の共振回路と、この共振回路からの信号を歪ませる半導体素子とが設けられることを特徴とする請求項】又は 4記載の周波数シンセサイザ。

1 1 . 通倍手段は、電圧制御発振手段からの発振信号を歪ませる半導体素子と、この導体素子の出力側に接続され、通倍 ¾の周波数に共振する出力側 η振回路とを備えることを特徴とする請求項 1又は 4記載の周波数シンセサイザ。

1 2. 通倍 ί言号を歪ませる半導体素子に可変容量ダイォ一ドを用いることを特徴とする請求項 1 0又は 1 1記載の周波数シンセサイザ。

1 3 . 共振回路はィンダクタとコンデンサを用いた直列共振回路又は並列共振回路を用いることを特徴とする請求項 7 , 8. 1 0又は 1 1記載の周波数シンセサィザ。

1 4 . コンデンサに、回路の分布静電容量を用いることを特徴とする請求項 1 3 の周波数シンセサイザ。

1 5. 分周手段は電圧制御発振手段からの発振信号を一定間隔の複数の周波数に分周することを特徴とする請求項 1又は 4記載の周波数シンセサイザ。

1 6. 分周手段は電圧制御発振手段からの発振信号を一定間隔の複数の周波数に分周する設定手段を備えることを特徴とする請求項 1又は 4記載の周波数シンセサイザ。

1 7 . 送信する信号を入力する信号入力手段と、前記信号入力手段から入力された信号を変調する変調手段と、局部発振信号を発生する周波数シンセサイザと、前記局部発振信号により前記変調手段で変調された ί言号を無線周波数信号に変換して送信する送信手段と、を備える無線送信装置において、前記周波数シンセサィザは、

基準発振信号を出力する基準発振手段と、前記基準発振信号と分周信号との位相誤差信号を出力する位相比較手段と、前記位相誤差信号から制御電圧を生成して出力するループフィル夕と、前記制御電圧値に対応する周波数の発振信号を出力する電圧制御発振手段と、前記発信信号を通倍した週倍信号を前記局部発振信号として送出する遞倍手段と、前記遁倍手段で通倍された信号を分周して前記位相比較手段に出力する分周手段とを備える無線送信装置。