JP3301102B2 - 受信装置 - Google Patents
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- JP3301102B2 JP3301102B2 JP02843892A JP2843892A JP3301102B2 JP 3301102 B2 JP3301102 B2 JP 3301102B2 JP 02843892 A JP02843892 A JP 02843892A JP 2843892 A JP2843892 A JP 2843892A JP 3301102 B2 JP3301102 B2 JP 3301102B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、例えば、デジタル自動
車電話機の受信系に適用して好適な受信装置特に、直交
検波器を備えた受信装置に関する。
車電話機の受信系に適用して好適な受信装置特に、直交
検波器を備えた受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】北米等で採用されているデジタル自動車
電話機の受信系では、搬送波信号がベースバンド信号で
４相位相変調（ＱＰＳＫ変調）等のデジタル変調された
被変調信号を復調するために、図６に示す如き直交検波
器が用いられている。この直交検波器は、搬送波信号が
音声信号によって４相位相変調された中間周波信号（第
２中間周波信号）ＩＦ２を掛け算器１０Ａ、１０Ｂに供
給して、それぞれ位相が０°及び９０°の搬送波信号と
掛け算して、それぞれ同相成分及び直交成分のベースバ
ンド信号Ｉ、Ｑを得るように構成している。
電話機の受信系では、搬送波信号がベースバンド信号で
４相位相変調（ＱＰＳＫ変調）等のデジタル変調された
被変調信号を復調するために、図６に示す如き直交検波
器が用いられている。この直交検波器は、搬送波信号が
音声信号によって４相位相変調された中間周波信号（第
２中間周波信号）ＩＦ２を掛け算器１０Ａ、１０Ｂに供
給して、それぞれ位相が０°及び９０°の搬送波信号と
掛け算して、それぞれ同相成分及び直交成分のベースバ
ンド信号Ｉ、Ｑを得るように構成している。
【０００３】次に、この受信系の第２の周波数変換回路
及び直交検波器を含む部分の２つ従来例を図７及び図８
を参照して説明する。図７では、第１中間周波信号ＩＦ
１を第１の中間周波増幅器６を通じて第２の混合器７に
供給すると共に、第２局部発振器２２からの第２局部発
振信号を第２の混合器７に供給し、その混合出力をバン
ドパスフィルタ８及び第２中間周波増幅器９を通じて、
第２の中間周波信号として直交検波器１０に供給する。
そして、発振器２３からの搬送波信号を移相器１９に供
給して、位相が０°及び９０°の搬送波信号を得て直交
検波器１０に供給して、第２の中間周波信号ＩＦ２と掛
け算することにより、それぞれ同相成分及び直交成分の
ベースバンド信号Ｉ、Ｑを得るようにしている。図８で
は、第２の局部発振器２２の発振信号を分周器２４に供
給して分周することによって、搬送波信号を得て移相器
１９に供給するようにしている。その他の構成は図７と
同様である。
及び直交検波器を含む部分の２つ従来例を図７及び図８
を参照して説明する。図７では、第１中間周波信号ＩＦ
１を第１の中間周波増幅器６を通じて第２の混合器７に
供給すると共に、第２局部発振器２２からの第２局部発
振信号を第２の混合器７に供給し、その混合出力をバン
ドパスフィルタ８及び第２中間周波増幅器９を通じて、
第２の中間周波信号として直交検波器１０に供給する。
そして、発振器２３からの搬送波信号を移相器１９に供
給して、位相が０°及び９０°の搬送波信号を得て直交
検波器１０に供給して、第２の中間周波信号ＩＦ２と掛
け算することにより、それぞれ同相成分及び直交成分の
ベースバンド信号Ｉ、Ｑを得るようにしている。図８で
は、第２の局部発振器２２の発振信号を分周器２４に供
給して分周することによって、搬送波信号を得て移相器
１９に供給するようにしている。その他の構成は図７と
同様である。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】かかる従来の受信装置
では、図７に示すように、直交検波器１０に供給する搬
送波信号を発生する専用の発振器２３を設けたり、又
は、図８に示すように、直交検波器１０に供給する搬送
波信号を発生する発振器は、局部発振器２２を兼用して
いるものの、搬送波信号を得るために、局部発振器２２
の局部発振信号を分周する専用の分周器２４を設けてい
るため、構成が複雑と成り、部品点数が増加し、装置が
大型に成ると共に、信頼性が低下し、しかも、発振器２
３又は分周器２４の分だけ消費電力が大と成るため、電
源として内蔵電池を使用している場合には、電池の持ち
が短く成ると言う欠点がある。
では、図７に示すように、直交検波器１０に供給する搬
送波信号を発生する専用の発振器２３を設けたり、又
は、図８に示すように、直交検波器１０に供給する搬送
波信号を発生する発振器は、局部発振器２２を兼用して
いるものの、搬送波信号を得るために、局部発振器２２
の局部発振信号を分周する専用の分周器２４を設けてい
るため、構成が複雑と成り、部品点数が増加し、装置が
大型に成ると共に、信頼性が低下し、しかも、発振器２
３又は分周器２４の分だけ消費電力が大と成るため、電
源として内蔵電池を使用している場合には、電池の持ち
が短く成ると言う欠点がある。
【０００５】かかる点に鑑み、本発明は、受信信号が供
給される混合器と、その混合器に局部発振信号を供給す
る局部発振器と、混合器からの中間周波信号が供給され
る直交検波器と、その直交検波器に供給する位相がそれ
ぞれ０°及び９０°の搬送波信号を発生する搬送波信号
発生器とを有する受信装置において、構成簡単で部品点
数が少なく、装置がコンパクトに成り、しかも、消費電
力が少ないものを提案しようとするものである。
給される混合器と、その混合器に局部発振信号を供給す
る局部発振器と、混合器からの中間周波信号が供給され
る直交検波器と、その直交検波器に供給する位相がそれ
ぞれ０°及び９０°の搬送波信号を発生する搬送波信号
発生器とを有する受信装置において、構成簡単で部品点
数が少なく、装置がコンパクトに成り、しかも、消費電
力が少ないものを提案しようとするものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段及び作用】本発明は、受信
信号が供給される混合器と、その混合器に局部発振信号
を供給する局部発振器と、混合器からの中間周波信号が
供給される直交検波器と、その直交検波器に供給する位
相がそれぞれ０°及び９０°の搬送波信号を発生する搬
送波信号発生器とを有する受信装置において、ＰＬＬ回
路と、移相器とを設け、ＰＬＬ回路にて、局部発振器を
構成すると共に、ＰＬＬ回路及び移相器にて、搬送波信
号発生器を構成する。そして、ＰＬＬ回路は、基準発振
器の発振信号を分周する第１の分周器、混合器に局部発
振信号を供給する可変発振器、その可変発振器の発振信
号を分周する第２の分周器並びに第１及び第２の分周器
の各分周出力を比較する位相比較器を備え、その位相比
較器の比較出力にて可変発振器の発振周波数を制御す
る。移相器は、第１の分周器の分周出力が供給されて、
中間周波信号の周波数と等しく、それぞれ位相が０°及
び９０°の搬送波信号を発生し、その位相が０°及び９
０°の搬送波信号が直交検波器に供給される。
信号が供給される混合器と、その混合器に局部発振信号
を供給する局部発振器と、混合器からの中間周波信号が
供給される直交検波器と、その直交検波器に供給する位
相がそれぞれ０°及び９０°の搬送波信号を発生する搬
送波信号発生器とを有する受信装置において、ＰＬＬ回
路と、移相器とを設け、ＰＬＬ回路にて、局部発振器を
構成すると共に、ＰＬＬ回路及び移相器にて、搬送波信
号発生器を構成する。そして、ＰＬＬ回路は、基準発振
器の発振信号を分周する第１の分周器、混合器に局部発
振信号を供給する可変発振器、その可変発振器の発振信
号を分周する第２の分周器並びに第１及び第２の分周器
の各分周出力を比較する位相比較器を備え、その位相比
較器の比較出力にて可変発振器の発振周波数を制御す
る。移相器は、第１の分周器の分周出力が供給されて、
中間周波信号の周波数と等しく、それぞれ位相が０°及
び９０°の搬送波信号を発生し、その位相が０°及び９
０°の搬送波信号が直交検波器に供給される。
【０００７】
【実施例】以下に、図１を参照して、本発明を、基地局
（固定局）と移動局（自動車電話機）との間を無線で結
ぶタイム・ディビジョン・マルチプル・アクセス方式の
デジタル通信方式の自動車電話機の受信系に適用した場
合を詳細に説明する。尚、この実施例における周波数の
具体数値は、北米で採用されているデジタル通信方式に
おける数値を例示してある。
（固定局）と移動局（自動車電話機）との間を無線で結
ぶタイム・ディビジョン・マルチプル・アクセス方式の
デジタル通信方式の自動車電話機の受信系に適用した場
合を詳細に説明する。尚、この実施例における周波数の
具体数値は、北米で採用されているデジタル通信方式に
おける数値を例示してある。
【０００８】２０はクリスタル基準発振器（ＶＣＸＯ）
で、その基準周波数ＦREF は１４．４ＭＨｚである。後
述するデジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）１２
からのデジタル周波数制御信号のＤ／Ａ変換器１８によ
ってＤ／Ａ変換されたアナログ周波数制御信号が基準発
振器２０に供給されることによって、基準周波数ＦREF
が微小周波数だけ可変できるように成されている。
で、その基準周波数ＦREF は１４．４ＭＨｚである。後
述するデジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）１２
からのデジタル周波数制御信号のＤ／Ａ変換器１８によ
ってＤ／Ａ変換されたアナログ周波数制御信号が基準発
振器２０に供給されることによって、基準周波数ＦREF
が微小周波数だけ可変できるように成されている。
【０００９】アンテナ１からの受信信号はバンドパスフ
ィルタ２に供給されて不要信号が除去された後、高周波
増幅器３を通じて、第１の混合器４に供給される。この
場合、受信周波数ＦRCV は８６９．０１ＭＨｚ〜８９
３．９７ＭＨｚの範囲内にあり、受信チャンネルに応じ
た３０ｋＨｚ置きの周波数である。
ィルタ２に供給されて不要信号が除去された後、高周波
増幅器３を通じて、第１の混合器４に供給される。この
場合、受信周波数ＦRCV は８６９．０１ＭＨｚ〜８９
３．９７ＭＨｚの範囲内にあり、受信チャンネルに応じ
た３０ｋＨｚ置きの周波数である。
【００１０】１６は第１の局部発振器で、ＰＬＬ回路か
ら構成され、これよりの第１の局部発振信号が第１の混
合器４に供給される。この第１の局部発振周波数Ｆ
L1は、７８５．７６ＭＨｚ〜８１０．７２ＭＨｚの範囲
内にあり、受信チャンネルに応じた３０ｋＨｚ置きの周
波数である。基準発振器２０からの基準周波数信号が、
分周比１／ＮＲ１が１／４８０の分周器１６ａによって
分周され、これより周波数ＦC1が３０ｋＨｚの周波数信
号が得られる。電圧制御可変発振器１６ｅからの発振周
波数ＦL1が７８５．７６ＭＨｚ〜８１０．７２ＭＨｚの
第１の局部発振信号が、受信チャンネルに応じて変化す
る分周比１／ＮＰ１が１／２８９６７〜１／２９７９９
の可変分周器１６ｂに供給されて分周されて、周波数Ｆ
C1′が３０ｋＨｚの周波数信号が得られる。そして、こ
れら分周器１６ａ、１６ｂの各分周出力が位相比較器１
６ｃに供給されて位相比較され、その比較出力がチャー
ジポンプ１６ｄに供給され、その直流出力によって、電
圧制御可変発振器１６ｅの発振周波数が制御される。
ら構成され、これよりの第１の局部発振信号が第１の混
合器４に供給される。この第１の局部発振周波数Ｆ
L1は、７８５．７６ＭＨｚ〜８１０．７２ＭＨｚの範囲
内にあり、受信チャンネルに応じた３０ｋＨｚ置きの周
波数である。基準発振器２０からの基準周波数信号が、
分周比１／ＮＲ１が１／４８０の分周器１６ａによって
分周され、これより周波数ＦC1が３０ｋＨｚの周波数信
号が得られる。電圧制御可変発振器１６ｅからの発振周
波数ＦL1が７８５．７６ＭＨｚ〜８１０．７２ＭＨｚの
第１の局部発振信号が、受信チャンネルに応じて変化す
る分周比１／ＮＰ１が１／２８９６７〜１／２９７９９
の可変分周器１６ｂに供給されて分周されて、周波数Ｆ
C1′が３０ｋＨｚの周波数信号が得られる。そして、こ
れら分周器１６ａ、１６ｂの各分周出力が位相比較器１
６ｃに供給されて位相比較され、その比較出力がチャー
ジポンプ１６ｄに供給され、その直流出力によって、電
圧制御可変発振器１６ｅの発振周波数が制御される。
【００１１】第１の混合器４からの混合出力がバンドパ
スフィルタ５に供給されて不要信号が除去された後、第
１の中間周波増幅器６を通じて、受信周波数ＦRCV 及び
第１の局部発振周波数ＦL1の差の中間周波数ＦI1が８
３．２５ＭＨｚの第１の中間周波数信号が得られ、これ
が第２の混合器７に供給される。
スフィルタ５に供給されて不要信号が除去された後、第
１の中間周波増幅器６を通じて、受信周波数ＦRCV 及び
第１の局部発振周波数ＦL1の差の中間周波数ＦI1が８
３．２５ＭＨｚの第１の中間周波数信号が得られ、これ
が第２の混合器７に供給される。
【００１２】１７は第２の局部発振器で、ＰＬＬ回路か
ら構成され、これよりの第２の局部発振信号が第２の混
合器７に供給される。この第２の局部発振周波数ＦL2は
８２．８ＭＨｚである。基準発振器２０からの基準周波
数信号が、分周比１／ＮＲ２が１／８の分周器１７ａに
よって分周され、これより周波数ＦC2が１．８ＭＨｚの
周波数信号が得られる。電圧制御可変発振器１７ｅから
の発振周波数ＦL2が８２．８ＭＨｚの第２の局部発振信
号が、分周比１／ＮＰ２が１／４６の分周器１７ｂに供
給されて分周されて、周波数ＦC2′が１．８ＭＨｚの周
波数信号が得られる。そして、これら分周器１７ａ、１
７ｂの各分周出力が位相比較器１７ｃに供給されて位相
比較され、その比較出力がチャージポンプ１７ｄに供給
され、その直流出力によって、電圧制御可変発振器１６
ｅの発振周波数が制御される。
ら構成され、これよりの第２の局部発振信号が第２の混
合器７に供給される。この第２の局部発振周波数ＦL2は
８２．８ＭＨｚである。基準発振器２０からの基準周波
数信号が、分周比１／ＮＲ２が１／８の分周器１７ａに
よって分周され、これより周波数ＦC2が１．８ＭＨｚの
周波数信号が得られる。電圧制御可変発振器１７ｅから
の発振周波数ＦL2が８２．８ＭＨｚの第２の局部発振信
号が、分周比１／ＮＰ２が１／４６の分周器１７ｂに供
給されて分周されて、周波数ＦC2′が１．８ＭＨｚの周
波数信号が得られる。そして、これら分周器１７ａ、１
７ｂの各分周出力が位相比較器１７ｃに供給されて位相
比較され、その比較出力がチャージポンプ１７ｄに供給
され、その直流出力によって、電圧制御可変発振器１６
ｅの発振周波数が制御される。
【００１３】第２の混合器７からの第２の中間周波信号
が、バンドパスフィルタ８に供給されて不要信号が除去
されて、第１の中間周波数ＦI1及び第２の局部発振周波
数Ｆ L2の差の第２の中間周波数ＦI2が４５０ｋＨｚの第
２の中間周波信号が得られ、これがＡＧＣ増幅器９を通
じて直交検波器１０に供給される。第２の局部発振器１
７の分周器１７ａからの周波数ＦC2が１．８ＭＨｚの周
波数信号が、移相器１９に供給されて、その周波数が１
／４に分周されて、周波数が４５０ｋＨｚで、位相が０
°及び９０°の周波数信号に変換され、これより得られ
た周波数が４５０ｋＨｚで、位相がそれぞれ０°及び９
０°の搬送波信号が直交変換器１０に供給される。この
場合、分周器１７ａから、周波数ＦC2が４５０ｋＨｚの
０を除く整数倍の周波数信号を得て、これを移相器１９
にてそのまゝ又は分周して、第２の中間周波数と同じ周
波数の周波数信号を得、これより位相が０°及び９０°
の搬送波信号を得て移相器１９に供給するようにすれば
良い。尚、移相器１９に供給する周波数信号は、図２に
示す如く、分周器１７ｂからの分周出力であっても良
い。
が、バンドパスフィルタ８に供給されて不要信号が除去
されて、第１の中間周波数ＦI1及び第２の局部発振周波
数Ｆ L2の差の第２の中間周波数ＦI2が４５０ｋＨｚの第
２の中間周波信号が得られ、これがＡＧＣ増幅器９を通
じて直交検波器１０に供給される。第２の局部発振器１
７の分周器１７ａからの周波数ＦC2が１．８ＭＨｚの周
波数信号が、移相器１９に供給されて、その周波数が１
／４に分周されて、周波数が４５０ｋＨｚで、位相が０
°及び９０°の周波数信号に変換され、これより得られ
た周波数が４５０ｋＨｚで、位相がそれぞれ０°及び９
０°の搬送波信号が直交変換器１０に供給される。この
場合、分周器１７ａから、周波数ＦC2が４５０ｋＨｚの
０を除く整数倍の周波数信号を得て、これを移相器１９
にてそのまゝ又は分周して、第２の中間周波数と同じ周
波数の周波数信号を得、これより位相が０°及び９０°
の搬送波信号を得て移相器１９に供給するようにすれば
良い。尚、移相器１９に供給する周波数信号は、図２に
示す如く、分周器１７ｂからの分周出力であっても良
い。
【００１４】直交検波器１０からそれぞれ同相成分及び
直交成分のベースバンド信号Ｉ、Ｑが得られ、これら信
号Ｉ、ＱがそれぞれＡ／Ｄ変換器１１Ａ、１１Ｂに供給
されてデジタル化されてデジタル・シグナル・プロセッ
サ１２に供給されることによって、変調されていたデジ
タル信号が元のデジタルデータ列に復元される。そし
て、このデジタル・シグナル・プロセッサ１２からのデ
ータ列がＤ／Ａ変換器１３に供給されて、音声信号が得
られ、低周波増幅器１４を通じてスピーカ１５に供給さ
れて放声される。又、デジタル・シグナル・プロセッサ
１２では、受信信号の位相変化から受信周波数のずれを
検出して誤差信号を発生し、この誤差信号はＤ／Ａ変換
器１８に供給されてアナログ信号に変換され、このアナ
ログ誤算信号によって、基準発振器２０の発振周波数が
微小に変化せしめられる。これにより、受信装置の両局
部発振器１６、１７は常に受信周波数の位相に同期せし
められる。
直交成分のベースバンド信号Ｉ、Ｑが得られ、これら信
号Ｉ、ＱがそれぞれＡ／Ｄ変換器１１Ａ、１１Ｂに供給
されてデジタル化されてデジタル・シグナル・プロセッ
サ１２に供給されることによって、変調されていたデジ
タル信号が元のデジタルデータ列に復元される。そし
て、このデジタル・シグナル・プロセッサ１２からのデ
ータ列がＤ／Ａ変換器１３に供給されて、音声信号が得
られ、低周波増幅器１４を通じてスピーカ１５に供給さ
れて放声される。又、デジタル・シグナル・プロセッサ
１２では、受信信号の位相変化から受信周波数のずれを
検出して誤差信号を発生し、この誤差信号はＤ／Ａ変換
器１８に供給されてアナログ信号に変換され、このアナ
ログ誤算信号によって、基準発振器２０の発振周波数が
微小に変化せしめられる。これにより、受信装置の両局
部発振器１６、１７は常に受信周波数の位相に同期せし
められる。
【００１５】次に、移相器１９の３つの具体例を、それ
ぞれ図３、図４及び図５を参照して、説明する。図３
（Ａ）では、第２の局部発振器１７からの周波数ＦC2が
１．８ＭＨｚの周波数信号ＣＫ〔図３（Ｂ）〕を、Ｄ型
フリップフロップ回路２６、２７の各クロック入力端子
に供給し、フリップフロップ回路２７の反転出力端子か
らの出力をフリップフロップ回路２６のＤ入力端子に供
給し、フリップフロップ回路２６の非反転出力端子から
の出力をフリップフロップ回路２７のＤ入力端子に供給
することにより、フリップフロップ回路２６の非反転出
力端子から位相が０°で周波数が１．８ＭＨｚの１／４
の４５０ｋＨｚの搬送波信号〔図３（Ｂ）〕を得ると共
に、フリップフロップ回路２７の非反転出力端子から位
相が９０°で周波数が１．８ＭＨｚの１／４の４５０ｋ
Ｈｚの搬送波信号〔図３（Ｂ）〕を得るようにしてい
る。
ぞれ図３、図４及び図５を参照して、説明する。図３
（Ａ）では、第２の局部発振器１７からの周波数ＦC2が
１．８ＭＨｚの周波数信号ＣＫ〔図３（Ｂ）〕を、Ｄ型
フリップフロップ回路２６、２７の各クロック入力端子
に供給し、フリップフロップ回路２７の反転出力端子か
らの出力をフリップフロップ回路２６のＤ入力端子に供
給し、フリップフロップ回路２６の非反転出力端子から
の出力をフリップフロップ回路２７のＤ入力端子に供給
することにより、フリップフロップ回路２６の非反転出
力端子から位相が０°で周波数が１．８ＭＨｚの１／４
の４５０ｋＨｚの搬送波信号〔図３（Ｂ）〕を得ると共
に、フリップフロップ回路２７の非反転出力端子から位
相が９０°で周波数が１．８ＭＨｚの１／４の４５０ｋ
Ｈｚの搬送波信号〔図３（Ｂ）〕を得るようにしてい
る。
【００１６】図４（Ａ）では、第２の局部発振器１７か
ら周波数ＦC2が１．８ＭＨｚの１／２の０．９ＭＨｚの
周波数信号ＣＫ〔図４（Ｂ）〕が得られるように両分周
器１７ａ、１７ｂの分周比を設定し、その周波数信号Ｃ
Ｋを、Ｄ型フリップフロップ回路２８のクロック入力端
子に供給すると共に、インバータ３０を通じて、Ｄ型フ
リップフロップ回路２９のクロック入力端子に供給し、
フリップフロップ回路２８の反転出力端子の出力をその
Ｄ入力端子に供給すると共に、フリップフロップ回路２
８の非反転出力端子の出力をフリップフロップ回路２９
のＤ入力端子に供給し、フリップフロップ回路２８の非
反転出力端子から位相が０°で周波数が０．９ＭＨｚの
１／２の４５０ｋＨｚの搬送波信号〔図４（Ｂ）〕を得
ると共に、フリップフロップ回路２９の非反転出力端子
から位相が９０°で周波数が０．９ＭＨｚの１／２の４
５０ｋＨｚの搬送波信号〔図４（Ｂ）〕を得るようにし
ている。
ら周波数ＦC2が１．８ＭＨｚの１／２の０．９ＭＨｚの
周波数信号ＣＫ〔図４（Ｂ）〕が得られるように両分周
器１７ａ、１７ｂの分周比を設定し、その周波数信号Ｃ
Ｋを、Ｄ型フリップフロップ回路２８のクロック入力端
子に供給すると共に、インバータ３０を通じて、Ｄ型フ
リップフロップ回路２９のクロック入力端子に供給し、
フリップフロップ回路２８の反転出力端子の出力をその
Ｄ入力端子に供給すると共に、フリップフロップ回路２
８の非反転出力端子の出力をフリップフロップ回路２９
のＤ入力端子に供給し、フリップフロップ回路２８の非
反転出力端子から位相が０°で周波数が０．９ＭＨｚの
１／２の４５０ｋＨｚの搬送波信号〔図４（Ｂ）〕を得
ると共に、フリップフロップ回路２９の非反転出力端子
から位相が９０°で周波数が０．９ＭＨｚの１／２の４
５０ｋＨｚの搬送波信号〔図４（Ｂ）〕を得るようにし
ている。
【００１７】図５（Ａ）では、第２の局部発振器１７か
ら周波数ＦC2が１．８ＭＨｚの１／４の４５０ｋＨｚの
周波数信号ＣＫ〔図４（Ｂ）〕が得られるように両分周
器１７ａ、１７ｂの分周比を設定し、その周波数ＦC2が
４５０ｋＨｚの周波数信号ＣＫ〔図４（Ｂ）〕（これを
発生する発振器を３１とする）を抵抗器３２及びコンデ
ンサ３３の直列回路の両端に印加する。発振器３１の他
端及び直列回路のコンデンサ３３の他端は接地されてい
る。抵抗器３２のホットエンドを演算増幅器３４の非反
転入力端子に接続すると共に、抵抗器３２及びコンデン
サ３３の接続中点を演算増幅器３４の反転入力端子及び
演算増幅器３５の非反転入力端子に接続し、演算増幅器
３５の反転入力端子を接地する。そして、演算増幅器３
４、３５の各比較出力をリミッタ３６、３７に供給する
ことにより、その各リミッタ３６、３７からそれぞれ位
相が０°で周波数が４５０ｋＨｚの搬送波信号〔図５
（Ｂ）〕及び位相が９０°で周波数が４５０ｋＨｚの搬
送波信号〔図５（Ｂ）〕を得るようにしている。
ら周波数ＦC2が１．８ＭＨｚの１／４の４５０ｋＨｚの
周波数信号ＣＫ〔図４（Ｂ）〕が得られるように両分周
器１７ａ、１７ｂの分周比を設定し、その周波数ＦC2が
４５０ｋＨｚの周波数信号ＣＫ〔図４（Ｂ）〕（これを
発生する発振器を３１とする）を抵抗器３２及びコンデ
ンサ３３の直列回路の両端に印加する。発振器３１の他
端及び直列回路のコンデンサ３３の他端は接地されてい
る。抵抗器３２のホットエンドを演算増幅器３４の非反
転入力端子に接続すると共に、抵抗器３２及びコンデン
サ３３の接続中点を演算増幅器３４の反転入力端子及び
演算増幅器３５の非反転入力端子に接続し、演算増幅器
３５の反転入力端子を接地する。そして、演算増幅器３
４、３５の各比較出力をリミッタ３６、３７に供給する
ことにより、その各リミッタ３６、３７からそれぞれ位
相が０°で周波数が４５０ｋＨｚの搬送波信号〔図５
（Ｂ）〕及び位相が９０°で周波数が４５０ｋＨｚの搬
送波信号〔図５（Ｂ）〕を得るようにしている。
【００１８】
【発明の効果】上述せる本発明によれば、受信信号が供
給される混合器と、その混合器に局部発振信号を供給す
る局部発振器と、混合器からの中間周波信号が供給され
る直交検波器と、その直交検波器に供給する位相がそれ
ぞれ０°及び９０°の搬送波信号を発生する搬送波信号
発生器とを有する受信装置において、基準発振器の発振
信号を分周する第１の分周器、混合器に局部発振信号を
供給する可変発振器、その可変発振器の発振信号を分周
する第２の分周器並びに第１及び第２の分周器の各分周
出力を比較する位相比較器を備え、その位相比較器の比
較出力にて可変発振器の発振周波数を制御するようにし
たＰＬＬ回路と、第１の分周器の分周出力が供給され
て、中間周波信号の周波数と等しく、それぞれ位相が０
°及び９０°の搬送波信号を発生し、その位相が０°及
び９０°の搬送波信号が直交検波器に供給される移相器
とを設けてなり、ＰＬＬ回路にて、局部発振器を構成す
ると共に、ＰＬＬ回路及び移相器にて、搬送波信号発生
器を構成するようにしたので、構成簡単で部品点数が少
なく、装置がコンパクトに成ると共に、信頼性が向上
し、しかも、消費電力が少ない受信装置を得ることがが
できる。又、消費電力が少なく成ることから、電源とし
て内蔵電池を使用している場合には、電池の持ちが長く
成る受信装置を得ることができる。
給される混合器と、その混合器に局部発振信号を供給す
る局部発振器と、混合器からの中間周波信号が供給され
る直交検波器と、その直交検波器に供給する位相がそれ
ぞれ０°及び９０°の搬送波信号を発生する搬送波信号
発生器とを有する受信装置において、基準発振器の発振
信号を分周する第１の分周器、混合器に局部発振信号を
供給する可変発振器、その可変発振器の発振信号を分周
する第２の分周器並びに第１及び第２の分周器の各分周
出力を比較する位相比較器を備え、その位相比較器の比
較出力にて可変発振器の発振周波数を制御するようにし
たＰＬＬ回路と、第１の分周器の分周出力が供給され
て、中間周波信号の周波数と等しく、それぞれ位相が０
°及び９０°の搬送波信号を発生し、その位相が０°及
び９０°の搬送波信号が直交検波器に供給される移相器
とを設けてなり、ＰＬＬ回路にて、局部発振器を構成す
ると共に、ＰＬＬ回路及び移相器にて、搬送波信号発生
器を構成するようにしたので、構成簡単で部品点数が少
なく、装置がコンパクトに成ると共に、信頼性が向上
し、しかも、消費電力が少ない受信装置を得ることがが
できる。又、消費電力が少なく成ることから、電源とし
て内蔵電池を使用している場合には、電池の持ちが長く
成る受信装置を得ることができる。
【図１】本発明の実施例を示すブロック線図
【図２】本発明の実施例の搬送波信号の他の取り出し方
の例を示すブロック線図
の例を示すブロック線図
【図３】実施例の移相回路の具体例（１）を示すブロッ
ク線図
ク線図
【図４】実施例の移相回路の具体例（２）を示すブロッ
ク線図
ク線図
【図５】実施例の移相回路の具体例（３）を示すブロッ
ク線図
ク線図
【図６】直交検波器を示すブロック線図
【図７】従来例（１）を示すブロック線図
【図８】従来例（２）を示すブロック線図
４ 第１の混合器 ７ 第２の混合器 １０ 直交検波器 １７ 第２の局部発振器（ＰＬＬ回路） １７ａ 分周器 １７ｂ 分周器 １７ｃ 位相比較器 １７ｄ チャージポンプ １７ｅ 電圧制御可変発振器 １９ 移相器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 飯田 幸生 東京都品川区北品川６丁目７番35号 ソ ニー株式会社内 (56)参考文献 特開 平４−35140（ＪＰ，Ａ) 特開 昭56−19233（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−17759（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38
Claims (1)
- 【請求項１】 受信信号が供給される混合器と、該混合
器に局部発振信号を供給する局部発振器と、上記混合器
からの中間周波信号が供給される直交検波器と、該直交
検波器に供給する位相がそれぞれ０°及び９０°の搬送
波信号を発生する搬送波信号発生器とを有する受信装置
において、 基準発振器の発振信号を分周する第１の分周器、上記混
合器に局部発振信号を供給する可変発振器、該可変発振
器の発振信号を分周する第２の分周器並びに上記第１及
び第２の分周器の各分周出力を比較する位相比較器を備
え、該位相比較器の比較出力にて上記可変発振器の発振
周波数を制御するようにしたＰＬＬ回路と、 上記第１の分周器の分周出力が供給されて、上記中間周
波信号の周波数と等しく、それぞれ位相が０°及び９０
°の搬送波信号を発生し、該位相が０°及び９０°の搬
送波信号が上記直交検波器に供給される移相器とを設け
てなり、 上記ＰＬＬ回路にて、上記局部発振器を構成すると共
に、上記ＰＬＬ回路及び上記移相器にて、上記搬送波信
号発生器を構成するようにしたことを特徴とする受信装
置。
Priority Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP02843892A JP3301102B2 (ja) | 1992-02-14 | 1992-02-14 | 受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP02843892A JP3301102B2 (ja) | 1992-02-14 | 1992-02-14 | 受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05227234A JPH05227234A (ja) | 1993-09-03 |
| JP3301102B2 true JP3301102B2 (ja) | 2002-07-15 |
Family
ID=12248679
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP02843892A Expired - Fee Related JP3301102B2 (ja) | 1992-02-14 | 1992-02-14 | 受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3301102B2 (ja) |
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| US9450665B2 (en) | 2005-10-19 | 2016-09-20 | Qualcomm Incorporated | Diversity receiver for wireless communication |
| US8606209B2 (en) * | 2009-06-24 | 2013-12-10 | Intel Corporation | Apparatus and methods for efficient implementation of tuners |
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| US9172402B2 (en) | 2012-03-02 | 2015-10-27 | Qualcomm Incorporated | Multiple-input and multiple-output carrier aggregation receiver reuse architecture |
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| US9118439B2 (en) | 2012-04-06 | 2015-08-25 | Qualcomm Incorporated | Receiver for imbalanced carriers |
| US9154356B2 (en) | 2012-05-25 | 2015-10-06 | Qualcomm Incorporated | Low noise amplifiers for carrier aggregation |
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| US9300420B2 (en) | 2012-09-11 | 2016-03-29 | Qualcomm Incorporated | Carrier aggregation receiver architecture |
| US9543903B2 (en) | 2012-10-22 | 2017-01-10 | Qualcomm Incorporated | Amplifiers with noise splitting |
| US8995591B2 (en) | 2013-03-14 | 2015-03-31 | Qualcomm, Incorporated | Reusing a single-chip carrier aggregation receiver to support non-cellular diversity |
| KR102442809B1 (ko) * | 2015-11-27 | 2022-09-15 | 삼성전자주식회사 | 록인 증폭기, 이를 포함하는 집적 회로 및 휴대용 측정 장치 |
| US10177722B2 (en) | 2016-01-12 | 2019-01-08 | Qualcomm Incorporated | Carrier aggregation low-noise amplifier with tunable integrated power splitter |
-
1992
- 1992-02-14 JP JP02843892A patent/JP3301102B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05227234A (ja) | 1993-09-03 |
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|---|---|---|---|
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