CN101416380A

CN101416380A - 发送器结构

Info

Publication number: CN101416380A
Application number: CNA2007800124515A
Authority: CN
Inventors: A·A·拉菲; G·T·塔特尔; L·德尔
Original assignee: Silicon Laboratories Inc
Current assignee: Silicon Laboratories Inc
Priority date: 2006-03-31
Filing date: 2007-03-29
Publication date: 2009-04-22
Also published as: US20070238421A1; EP2002537A2; WO2007123643A3; WO2007123643A2

Abstract

一种方法包括数字地产生直交调制信号，每一个直交调制信号具有通常中心位于中间频率的谱能量。直交调制信号进行频率转变以产生转变的信号，每一个转变的信号具有通常中心位于第二频率的谱能量，该第二频率高于该中间频率。转变的信号组合以产生调制信号。

Description

发送器结构

技术领域

本发明通常涉及发送器结构。

背景技术

调制信号通常用于数据通信利，例如经由无线路径的数据通信。可以通过改变或调制正弦载波信号的特性以反映所传递的信息，形成调制信号。例如，被调制的特性可以是幅值(对于幅值调制(AM))、相位(对于相位调制(PM))或者频率(对于频率调制(FM))。

电压控制振荡器(VCO)可以用于产生FM信号的目的。一般而言，VCO产生正弦输出信号，其频率为在VCO的控制端子接收的控制电压的函数。无控制电压时，VCO的输出信号基本上为具有单一基频的正弦信号。然而，施加随时间变化的消息信号(称为＂m(t)＂)到VCO的控制端子，致使VCO的输出信号的频率偏离其基频且变为FM信号，该FM信号的基频为载波频率。该FM信号在数学上可以表述如下：

A_c cos(ω_ct+∫2πK_fm(t)dt)，方程1

其中ω_c为弧度载波频率，K_f为频率增益，以及A_c为FM信号的幅值。

使用VCO产生FM信号中存在多种挑战。例如，由VCO设定的频率增益K_f会是温度灵敏的，且依赖于制作VCO的工艺。此外，频率增益K_f会是非线性的，这会导致音频失真。另外，VCO的模拟容变管(varactor)是VCO实现电压到频率转变的典型部件，该模拟容变管会占据相当多的管芯面积。

因此，存在对产生FM信号的更佳方式的持续需求。

发明内容

在本发明一个实施例中，一种技术包括数字地产生直交调制信号，每一个直交调制信号具有通常中心位于中间频率的谱能量。直交调制信号进行频率转变以产生转变的信号，转变的信号的每一个具有通常中心位于第二频率的谱能量，该第二频率高于该中间频率。转变的信号组合以产生调制信号。

在本发明另一实施例中，一种发送器包括数字信号处理器、混频器和加法器。数字信号处理器产生直交调制信号，直交调制信号的每一个具有通常中心位于中间频率的谱能量。混频器对直交调制信号进行频率转变以产生转变的信号，转变的信号的每一个具有通常中心位于第二频率的谱能量，该第二频率高于所述中间频率。加法器组合所转变的频率信号以产生调制信号。

在本发明又一实施例中，发送器包括处理器和升频转换器。处理器数字地产生至少一个中间频率的调制信号。升频转换器将每个中间频率的调制信号转换成更高频率。

本发明的优点和其他特征将从下述附图、说明书和权利要求而变得显而易见。

附图说明

图1为FM发送器的示意图。

图2为本发明实施例的FM发送器的示意图。

图3、4、5、6、7和8为谱能量与频率曲线图，用于说明本发明实施例的图2的FM发送器的工作。

图9为本发明实施例的产生FM信号的技术的流程图。

图10为本发明实施例的多模式收发器的示意图。

图11为本发明实施例的便携无线装置和相关联的无线系统的示意图。

具体实施方式

根据此处描述的本发明实施例，在数字域内执行频率调制(FM)，这消除了与频率增益Kf相关联的问题，例如潜在的非线性问题和工艺依赖性问题。由于用于无线通信的FM信号在RF或更高频率范围内，直接数字地产生这些FM信号极具挑战性。因此，根据此处描述的本发明实施例，首先数字地产生较低频率(与RF相比)的FM信号，随后将这些较低频率的FM信号转变到(例如通过模拟混频器)更高频率。

根据这种整体方法，产生RF FM信号的一个方式是数字地产生具有零载波频率的直交(orthogonal)FM信号；将该零载波频率直交FM信号转变到RF范围；以及随后组合所转变的FM信号以产生RF FM信号。在本申请的上下文中，“RF”是指三千赫兹到几百兆赫兹的一般范围内的频率。

通过实现FM信号以如下替代方式表示(与上述的方程1相比)，可以更全面地理解如上所述的RF FM信号产生技术：

A_c cos(ω_ct)·cos(∫2πK_fm(t)dt)-A_csin(ω_ct)·sin(∫2πK_fm(t)dt)，方程2

其中m(t)为消息信号，ω_c为弧度载波频率，K_f为频率增益，以及A_c为FM信号的幅值。分量cos(∫2πK_fm(t)dt)和sin(∫2πK_fm(t)dt)为具有零载波频率的有效直交FM信号，且可以在数字域内实现。因此，cos(∫2πK_fm(t)dt)分量可以视为同相(in-phase)FM信号(结合图1，称为＂I(t)＂，如下文所述)；sin(∫2πK_fm(t)dt)分量可以视为正交(quadrature)FM信号(结合图1，称为＂Q(t)＂，如下文所述)。参考图2，I(t)和Q(t)直交FM信号分别与余弦函数(cos(ω_ct))和正弦函数(sin(ω_ct))的乘积将I(t)和Q(t)信号频率转变到RF范围内。这种升频转换或者频率转变可以在模拟域内进行。产生RF FM信号的剩余功能(见图2)是将频率转变后的信号在数学上组合在一起。因此，鉴于上述模拟和数字运算，与图1所述的升频转换发送器10类似的结构可以用于产生RF FM信号。

参考图1，发送器10包括数字信号处理器(DSP)12，DSP 12在输入端子11接收消息信号m(t)并响应于该消息信号而产生具有零载波频率的数字直交FM信号。更具体而言，DSP 12产生具有零载波频率的同相数字FM信号(称为I’(t))和具有零载波频率的正交数字FM信号(称为Q’(t))。数模转换器(DAC)14和16分别将I’(t)和Q’(t)数字信号转换为I(t)和Q(t)模拟信号。

FM发送器10包括将I(t)和Q(t)信号频率转变到RF频率范围的模拟混频器24和26。就此而言，混频器24将I(t)信号乘以RF余弦信号(cos(ω_ct))以在其输出端子产生一信号(称为I^*(t))：

I^*(t)＝A_c cos(ω_ct)·cos(∫2πK_fm(t)dt) 方程3

混频器26将Q(t)信号乘以RF正弦信号(sin(ω_ct))以在其输出端子产生一信号(称为Q^*(t))：

Q^*(t)＝A_csin(ω_ct)·sin(∫2πK_fm(t)dt) 方程4

FM发送器10的加法器30将I^*(t)和Q^*(t)信号在数学上组合(例如，从I^*(t)信号减去Q^*(t))以产生RF FM信号(见上面的方程2)，该RFFM信号可提供到模拟调谐电路40(例如电感电容槽路(LC tank))和天线44。

由于I(t)和Q(t)信号具有中心位于DC的谱能量，使用发送器10的潜在挑战为与DC偏移、局部振荡器(LO)穿通(feedthrough)以及LO路径内的增益/相位误差相关联的谱能量终止于RF信道频率。例如，增益误差(例如由放大器20和22引入)会使m(t)信号失真(当RF FM信号被解调制时，变得明显)。此外，正交和同相增益路径差异和局部振荡路径穿通会引入失真。

为了抑制这些潜在的失真源，DC偏移、局部振荡器穿通、同相和正交路径的增益以及相位需要被校准，导致增加的复杂性和增加的硅面积。再者，基带信号路径内的器件不得不制成较大，从而减小闪烁噪声；且从硅面积角度而言，这增大了成本。

因此，依据本发明的一些实施例，图2所描述的FM发送器50可以替代FM发送器10使用。与FM发送器10相反，FM发送器50数字地产生直交中间频率(IF)FM信号，而不是由发送器10产生的零载波频率直交FM信号。在本申请的上下文中，“IF”是指比所产生的RF FM信号的RF信道频率低的非零频率。在本发明一些实施例中，IF是指100KHz到1MHz范围内的频率，不过在本发明其他实施例中，其他频率可以用于IF。注意，IF频率可以固定或者根据发送器50被调谐到的RF信道频率而变化，视本发明的具体实施例而定。

FM发送器50将直交IF FM信号升频转换或频率转变为更高的RF范围，随后组合所转变的信号以产生RF FM信号。如下所述，数字地产生直交IF FM信号将潜在的引入失真的谱能量从RF信道频率移走。

更具体而言，FM发送器50包括DSP 52，DSP 52在输入端子51接收消息信号m(t)并响应于该消息信号而产生数字直交IFFM信号(称为I’(t)和Q’(t))。DAC54和56分别将I’(t)和Q’(t)数字信号转换为称为I(t)和Q(t)的模拟信号，如下所述：

I(t)＝cos(ωI_Ft+∫2πK_fm(t)dt) 方程5

Q(t)＝sin(ωI_Ft+∫2πK_fm(t)dt) 方程6

其中ω_IF为弧度中间频率，I(t)和Q(t)信号的谱能量以此为中心。更具体而言，参考图3和4，I(t)信号包含分别位于正和负ω_IF弧度频率的谱分量100和102；且Q(t)信号分别包括分别位于正和负ω_IF弧度频率的虚谱分量110和112。比较图3和4，I(t)信号的谱分量100和102为正；Q(t)信号的正频率谱分量110为正；Q(t)信号的负频率谱分量112为负。

如图2所述，I(t)和Q(t)信号分别经过放大器60和62，随后分别在升频转换或频率转变的混频器66和68的输入端子被接收。混频器66将放大后的I(t)信号乘以余弦波信号(cos(ω_LOt))，其基频为更高的(相对于该中间频率)局部振荡器频率(ω_LO)，从而产生如下在方程7中描述的称为I^*(t)的信号。类似地，Q(t)信号经过放大器62到混频器68的输入端子，混频器68将放大后的Q(t)信号乘以正弦波信号(sin(ω_LOt))，从而产生如下在方程8中描述的信号(称为Q^*(t))：

I^*(t)＝cos(ω_LOt)·cos(ω_IFt+∫2πK_fm(t)dt) 方程7

Q^*(t)＝sin(ω_LOt)·sin(ω_IFt+∫2πK_fm(t)dt) 方程8

根据本发明一些实施例，弧度局部振荡器频率ω_LO可以被调整，以将该发送器产生的RF FM信号的频率调谐到恰当的信道。

由于混频器66的频率转变，I(t)信号的谱分量100和102频移以分别产生I^*(t)信号的正谱分量122和120，如图5所示。如所示，谱分量120和122以弧度频率ω_LO为中心。

混频器68对Q(t)信号进行频率转变，使得Q^*(t)信号具有位于实轴上且以ω_LO频率为中心的谱分量130和134。如图6所示，谱分量130为负，谱分量134为正。

FM发送器50的加法器70将Q^*(t)和I^*(t)信号在数学上组合以产生RF FM信号(称为S(t))，该RF FM信号传输到电感电容槽路(即，并联连接的电感器74和电容器76)到达天线80。在本发明一些实施例中，加法器70从I^*(t)信号减去Q^*(t)信号，由此理想地抵消了谱分量120和134并将谱分量122和130加在一起。因此，理想地，S(t)信号包含谱分量150，该谱分量150中心位于与ω_LO和ω_IF弧度频率之和相等的弧度频率，如图7所示。因此，信道频率为ω_LO和ω_IF频率之和。

由于诸如I^*(t)和Q^*(t)信号的幅值不匹配以及相位不匹配的效应，非理想的谱分量168出现在ω_LO-ω_IF频率，如图8所示。再者，由于基带信号路径内的DC偏移和局部振荡器穿通，谱分量164出现在ω_LO频率。然而，从图8可以看出，诸如DC偏移、局部振荡器穿通、I/Q不匹配等的非理想效应被推离RF信道频率(ω_LO+ω_IF)。

因此，由于由基带路径内的DC偏移、局部振荡器穿通、I/Q不匹配等引起的谱能量被推离RF发送信道，m(t)成份内的谱纯度得以维持。这导致接收器内在FM解调制之后较低的音频失真。由于FM调制是在数字域内进行，FM信号的最大频率偏差可以优化。再者，由于信号位于中间频率，基带信号路径内的闪烁噪声减小。这使得节约了管芯面积。

备选地，加法器70可以将I^*(t)和Q^*(t)信号加在一起，以产生具有位于ω_LO-ω_IF频率(即，本发明该实施例的RF信道频率)的谱分量的信号。因此，在所附权利要求的范围内可以进行各种变化。

概言之，根据本发明一些实施例，产生FM信号的技术200包括数字地产生(区块202)中心位于中间频率的直交FM信号。这些信号被频率转变(区块206)到更高的局部振荡频率。频率结果转变的信号被组合(区块210)以产生基本上无失真的RF FM信号。

参考图10，根据本发明一些实施例，FM发送器50可以是多模式FM收发器300的一部分。更具体而言，多模式FM收发器300包括DSP52和DAC 54和56，以及为混频器电路304的一部分的混频器66和68。因此，如上所述，DSP 52数字地产生直交IF FM信号，这些直交IF FM信号被DAC 54和56转换到模拟域内，随后被混频器66及68频率转变到RF范围。根据本发明一些实施例，DSP 52通过模数转换器(ADC)326和328接收其音频信号。

在多模式FM收发器300的FM发送模式期间，FM发送器被启动。除了FM发送模式，在本发明一些实施例中，多模式FM收发器300具有FM接收和音频模式，这些模式都使用DSP 52、DAC 54和56以及ADC326和328进行FM发送、FM接收、混频、记录和音频编解码功能，如题为＂TRANSCEIVER HAVING MULTIPLE SIGNAL PROCESSING MODES OFOPERATION＂的美国专利申请No.11/396，097中进一步所述，该美国专利申请与本申请同时提交且全文引用结合于此。

根据本发明一些实施例，多模式收发器300可以制作在单片半导体管芯上。然而，可以采用其他实施例。因此，根据本发明其他实施例，多模式收发器300可以形成于多个互连的半导体管芯上。根据本发明一些实施例，多模式收发器300可以是单个半导体封装的一部分，且在本发明其他实施例中，多模式收发器300可以由多个半导体封装形成。

参考图11，根据本发明一些实施例，多模式收发器300可以是便携多媒体装置500(例如，MP3播放器或蜂窝电话)的一部分。便携装置500可存储歌曲(在存储器535中)且能够发送(通过多模式收发器300)音频流到立体声系统600的邻近FM接收器用于歌曲重放。多模式收发器300传递的信号可以由应用子系统530提供。再者，应用子系统530以及收发器300的其他子系统可以使用由多模式收发器300提供的混频和编解码功能。另外，应用子系统530可以从键区532接收输入，且可以提供信号以驱动显示器534。注意，根据本发明许多可能实施例，多媒体便携装置500为可以包含多模式收发器300的许多可能装置或系统之一。

已经参考有限个实施例描述了本发明，不过本领域技术人员鉴于本发明的公开内容可以想到对其的许多调整和变型。所附权利要求旨在涵盖落在本发明的真实精神和范围内的所有这些调整和变型。

Claims

1.一种方法，包括：

数字地产生直交调制信号，所述直交调制信号中的每一个具有通常中心位于中间频率的谱能量；

对所述直交调制信号进行频率转变以产生转变的信号，所述转变的信号中的每一个具有通常中心位于第二频率的谱能量，所述第二频率高于所述中间频率；以及

组合所述转变的信号以产生调制信号。

2.如权利要求1所述的方法，其中数字的大致直交信号包括频率调制的信号。

3.如权利要求1所述的方法，其中数字地产生的动作包括：

使用数字信号处理器产生所述直交频率调制的信号。

4.如权利要求1所述的方法，其中数字地产生的动作包括：

使用输入信号数字地产生具有所述中间频率的表示载波信号的调制的余弦波信号；以及

使用所述输入信号数字地产生表示所述载波信号的调制的正弦波信号。

5.如权利要求4所述的方法，其中转变的动作包括将所述余弦波信号与具有所述第二频率的另一余弦波信号混频以产生所述转变的信号中的一个，以及将所述正弦波信号与具有所述第二频率的另一正弦波信号混频以产生所述转变的信号中的另一个；以及

其中所述组合包括将所述频率转变的信号中的一个与另一个相加到一起。

6.如权利要求1所述的方法，其中由所述组合产生的调制的信号的载波频率近似等于所述中间频率和所述第二频率之和。

7.如权利要求1所述的方法，其中由所述组合产生的调制的信号包括频率调制的信号。

8.一种发送器，包括：

数字信号处理器，数字地产生直交调制信号，所述直交调制信号中的每一个具有通常中心位于中间频率的谱能量；

混频器，对所述直交信号进行频率转变以产生转变的信号，所述转变的信号中的每一个具有通常中心位于第二频率的谱能量，所述第二频率高于所述中间频率；以及

加法器，组合所述转变的信号以产生调制信号。

9.如权利要求8所述的发送器，其中数字地产生的直交信号包括频率调制的信号。

10.如权利要求8所述的发送器，还包括

模数转换器，将所述直交调制信号从数字信号转换为模拟信号。

11.如权利要求8所述的发送器，其中所述数字信号处理器调适为：

12.如权利要求11所述的发送器，其中所述混频器之一适于将所述余弦波信号与具有所述第二频率的另一余弦波信号混频。

13.如权利要求11所述的发送器，其中所述混频器之一适于将所述正弦波信号与具有所述第二频率的另一正弦波信号混频。

14.如权利要求8所述的发送器，其中由所述组合产生的调制的信号包括载波频率近似等于所述中间频率和所述第二频率之和的信号。

15.如权利要求8所述的发送器，其中由所述组合产生的调制的信号包括频率调制的信号。

16.一种方法，包括：

数字地产生至少一个中间频率的调制的信号；以及

将所述至少一个中间频率的调制的信号转换成更高频率。

17.如权利要求16所述的方法，其中数字地产生的直交信号包括频率调制的信号。

18.如权利要求16所述的方法，其中转换的动作包括：

使所述至少一个中间频率的调制的信号路由经过至少一个模拟混频器。

19.如权利要求16所述的方法，其中转换的动作包括：

将所述至少一个中间的调制的信号转变到射频范围。