JPH0774632A

JPH0774632A - 周波数シンセサイザ及び無線通信装置

Info

Publication number: JPH0774632A
Application number: JP6048466A
Authority: JP
Inventors: Tsutomu Hida; 努飛田; Hiroshi Horie; 弘堀江
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1993-03-18
Filing date: 1994-03-18
Publication date: 1995-03-17

Abstract

(57)【要約】【目的】装置規模が増大せずに、周波数チャネルの高
速切り替えを行い、かつ、逓倍後の所定帯域信号を抽出
して分周する際の帯域通過フィルタに、特別な帯域特性
が要求されず、汎用品の使用を可能にする。【構成】位相比較器９１は、基準信号発振器９０から
の基準発振信号と、分周器９８からの分周信号との位相
を比較する。この比較による位相誤差信号をＬＰＦ９２
を通じて周波数制御電圧に生成してＶＣＯ９４に印加す
る。ＶＣＯ９４からの発振信号を逓倍器９６で逓倍す
る。さらに逓倍した出力発振信号ＳＯを分周器９８で分
周して位相比較器９１に出力する。逓倍した出力発振信
号ＳＯを受信回路４３及び送信回路４５に送出する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、無線通信機における送
信部の発振器、受信部の周波数変換回路内の局部発振器
などに使用し、ＰＬＬ(Phase Locked LooP) で周波数を
安定化した発振信号を逓倍して送信系及び受信系などに
供給する周波数シンセサイザに関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、この種の周波数シンセサイザは水
晶発振子を用いた発振器、位相比較器、分周器（プログ
ラマブルデバイダ）、電圧制御発振器（ＶＣＯ）等を備
えるＰＬＬで構成されている。この周波数シンセサイザ
では発振器からの基準発振信号と、出力発振信号との位
相誤差に基づいてＶＣＯをロックし、かつ、分周器を用
いて一定周波数間隔の発振信号を生成して出力してい
る。

【０００３】図５は従来の周波数シンセサイザを用いた
無線送信機の構成を示すブロック図である。図５におい
て、この無線送信機には安定かつ一定周波数間隔の出力
発振信号ＳＡを出力する周波数シンセサイザ１と、この
周波数シンセサイザ１からの出力発振信号ＳＡに、位相
角変調信号（Ｉ信号、Ｑ信号）でＱＰＳＫ(Quadrature
Phase Shift Keying）、ＱＡＭ(Quadrature Amplitude
Modulation) 等の変調を施す直交変調器２と、この直交
変調器２からの変調高周波信号ＳＭを増幅して送出する
電力増幅器３と、この電力増幅器３からの高周波電力Ｓ
Ｐを電波として放射するアンテナ４とが設けられてい
る。

【０００４】また、周波数シンセサイザ１には、基準信
号を発振する基準信号発振器５と、この基準信号発振器
５からの基準発振信号と、分周信号との位相比較を行う
位相比較器６とが設けられている。さらに、位相比較器
６からの位相誤差信号中の不要高調波及び雑音を除去
し、かつ、直流電圧を出力する低域通過フィルタ（ＬＰ
Ｆ）７と、このＬＰＦ７からの直流電圧で周波数をロッ
クし、出力発振信号ＳＡを送出する電圧制御発振器（Ｖ
ＣＯ）８と、出力発振信号ＳＡを一定周波数間隔が得ら
れるように分周して位相比較器６に出力する分周器９と
を備えている。

【０００５】次に、この従来例の無線送信機の動作につ
いて説明する。周波数シンセサイザ１内の位相比較器６
は、基準信号発振器５からの基準発振信号と、分周器９
からの分周信号との位相を比較する。この比較による位
相誤差信号をＬＰＦ７を通じて直流電圧に生成し、この
周波数制御電圧をＶＣＯ８の制御端に印加する。この場
合、ＬＰＦ７で位相比較器６からの位相誤差信号に含ま
れる不要高調波や雑音を除去して直流電圧を生成する。
このＬＰＦ７の振幅特性及び位相特性によって、当該周
波数シンセサイザ１におけるＰＬＬの応答特性、同期特
性が決定される。すなわち、ＬＰＦ７のインダクタン
ス、静電容量等を選択して、分周器９による周波数切り
替えの時間特性などを設定する。

【０００６】この周波数シンセサイザ１からの、安定か
つ一定周波数間隔の出力発振信号ＳＡが直交変調器２に
入力される。この直交変調器２では出力発振信号ＳＡに
位相角変調信号（Ｉ信号、Ｑ信号）でＱＰＳＫ，ＱＡＭ
方式等の変調を施して出力する。この変調高周波信号Ｓ
Ｍが電力増幅器３で増幅され、この増幅した高周波電力
ＳＰをアンテナ４から電波として放射する。

【０００７】このような無線送信機では、電力増幅器３
からの高周波電力ＳＰが、比較的大電力である。したが
って、周波数シンセサイザ１を含む他の回路は、電力増
幅器３からの高周波電力ＳＰが漏れた不要輻射や、アン
テナ４から放射した電波が回り込むのを阻止するため、
金属遮蔽筐体（シールドケース）などで覆う遮蔽（シー
ルド）が施される。この遮蔽にもかかわらず周波数シン
セサイザ１内のＶＣＯ８には、発振周波数を決定する共
振器、例えば、誘電体共振素子に、不要輻射や放射電波
が回り込む場合がある。この回り込みによってＶＣＯ８
の発振信号が位相変調されてしまい、共振周波数が変動
する。したがって、直交変調器２でＱＰＳＫ方式などの
変調を施した電波を、受信側で復調する際の復調誤り率
（エラーレート）が高くなってしまう。

【０００８】図６は変調高周波信号ＳＭを受信側で復調
してＩＱ軸上に示した図であり、図７は周波数が変動し
た際の変調高周波信号ＳＭを受信側で復調してＩＱ軸上
に示した図である。図６において、この例は周波数変動
のない理想的な状態の変調高周波信号ＳＭを復調してＩ
Ｑ軸上に表しており、４位相（４点）の位置になる。こ
の理想的な状態ではＩＱ軸上のそれぞれの位置点の相互
の距離が十分に離間しているため、受信側での復調デー
タの誤り率（エラーレート）が小さい。

【０００９】一方、図７に示すように周波数が変動した
変調高周波信号ＳＭ、に変動がある場合、換言すれば、
周波数シンセサイザ１からの出力発振信号ＳＡに周波数
変動がある場合、出力発振信号ＳＡの位相が変化し、こ
の場合の復調データをＩＱ軸上に示すと、図７に示すよ
うに円周上に広がってしまう。この際、復調データがＩ
Ｑ軸を横切ってしまうことがあり、受信側での復調デー
タの誤り率が極めて高くなる。また、復調データがＩＱ
軸を横切らない場合でも、復調時の位相変動で復調デー
タの誤り率が高くなることがある。

【００１０】このような周波数シンセサイザ１からの出
力発振信号ＳＡの周波数変動は、ＰＬＬ処理によって補
正されるが、直交変調器２で変調が施されるため、位相
及び振幅は位相角変調信号の周波数に対応した速さで時
間とともに変化する。さらに、周波数利用効率の向上な
どから、より高い変調速度で処理される。したがって、
出力発振信号ＳＡの周波数変動は、高速で時間的に変動
しているため、周波数シンセサイザ１からの出力発振信
号ＳＡの周波数変動をＰＬＬ処理で抑圧できないことが
多い。この周波数変動の改善を図る送信周波数と周波数
シンセサイザの発振周波数とが異なる構成の無線通信機
の提案が行われている。

【００１１】図８は、このような送信周波数と周波数シ
ンセサイザの発振周波数とが異なる無線送信装置の構成
を示すブロック図である。図８において、この例には二
つの周波数シンセサイザ１０ａ，１０ｂと、この周波数
シンセサイザ１０ａ，１０ｂからの二つの出力発振信号
ＳＣ，ＳＤを加算又は減算して混合した和周波数又は差
周波数である安定かつ一定周波数間隔の出力発振信号Ｓ
Ｅを出力する周波数混合器１１とが設けられている。さ
らに、出力発振信号ＳＥに位相角変調信号（Ｉ信号、Ｑ
信号）でＱＰＳＫ，ＱＡＭ方式等の変調を施す直交変調
器１２と、変調高周波信号ＳＭを増幅して送出する電力
増幅器１３と、この電力増幅器１３からの高周波電力Ｓ
Ｐを電波として放射するアンテナ１４とが設けられてい
る。

【００１２】次に、この従来例の動作について説明す
る。二つの周波数シンセサイザ１０ａ，１０ｂからの出
力発振信号ＳＣ，ＳＤを周波数混合器１１で混合し、そ
の和周波数又は差周波数である、安定かつ一定周波数間
隔の出力発振信号ＳＥを出力する。この出力発振信号Ｓ
Ｅが直交変調器１２に位相角変調信号（Ｉ信号、Ｑ信
号）とともに入力されてＱＰＳＫ，ＱＡＭ方式等の変調
が施される。この変調高周波信号ＳＭを電力増幅器１３
で増幅した高周波電力ＳＰがアンテナ１４から電波とし
て放射される。この動作では高周波電力ＳＰの周波数
と、出力発振信号ＳＣ及びＳＤの周波数とが相違するた
め、電力増幅器１３からの高周波電力ＳＰが漏れた不要
輻射や、アンテナ１４から放射した電波がＶＣＯに回り
込んだ際の妨害を避けることが出来る。

【００１３】したがって、周波数シンセサイザ１０ａ，
１０ｂ内のＶＣＯの周波数変動が小さくなる。この構成
では、二つの周波数シンセサイザ１０ａ，１０ｂが必要
なため、回路構成が複雑化する。すなわち、部品点数が
増加して装置の小形化が妨げられ、特に携帯移動用の無
線機に用いる際に不都合がある。さらに、周波数混合器
１１を用いて和周波数及び差周波数を得るため、高調波
の不要輻射（スプリアス）が発生し易く、受信部に不要
輻射が混入して受信不能になる受信チャネルが発生する
ことがある。この場合、不要輻射（スプリアス）を除去
するために帯域通過フィルタが必要になり、その特性も
急峻なスカート特性が要求されるなどの面倒な処理が必
要になる。この改善のために周波数シンセサイザからの
出力発振信号を逓倍する無線通信機が知られている（例
えば、実開平２ー１９３０号公報）。

【００１４】図９は、従来の周波数シンセサイザからの
出力発振信号を逓倍する無線通信機の構成を示すブロッ
ク図である。図９において、この例には出力発振信号Ｓ
Ａを出力する周波数シンセサイザ１６と、この周波数シ
ンセサイザ１６からの出力発振信号ＳＡを逓倍する逓倍
器１７と、この逓倍器１７からの逓倍信号に位相角変調
信号（Ｉ信号、Ｑ信号）でＱＰＳＫ，ＱＡＭ方式等の変
調を施す直交変調器１８と、変調高周波信号ＳＭを増幅
して送出する電力増幅器１９と、この電力増幅器１９か
らの高周波電力ＳＰを放射するアンテナ２０とが設けら
れている。

【００１５】次に、この従来例の動作について説明す
る。周波数シンセサイザ１６からの出力発振信号ＳＡを
逓倍器１７で逓倍して、直交変調器１８で変調を施す。
この変調高周波信号ＳＭを電力増幅器１９で増幅し、こ
の増幅した高周波電力ＳＰをアンテナ２０を通じ、電波
として放射する。この場合、高周波電力ＳＰの周波数
（送信周波数）と、周波数シンセサイザ１６からの出力
発振信号ＳＡの周波数が相違するため、電力増幅器１９
からの高周波電力ＳＰが漏れた不要輻射や、アンテナ２
０から放射した電波が周波数シンセサイザ１６内のＶＣ
Ｏに回り込んでも、周波数シンセサイザ１６内のＶＣＯ
での周波数変動が生じなくなる。

【００１６】しかしながら、この構成の無線通信機にあ
って、周波数シンセサイザ１６の伝達関数は近似的には
線形であり、固有周波数によって表わせる周波数切り替
えの速さは、逓倍器１７を設けた場合と、設けない場合
とで同一値にする必要がある。すなわち、この構成の無
線通信機では逓倍器１７を設けない場合と同一の周波数
切り替え速度が可能な周波数シンセサイザを用い、その
線形的な伝達関数のいずれか必要な特性部分を用いるこ
とになる。

【００１７】周波数シンセサイザ１６では、分周器（プ
ログラマブルデバイダ）の分周数を１ステップごと増減
して一定間隔の無線チャネルを生成している。一方、周
波数シンセサイザ１６内の位相比較器は、集積器（Ｉ
Ｃ）化に適しており、論理器を用いて構成するのが一般
的である。このため実際の位相比較器は入力信号を方形
波に波形整形し、この波形の立ち上がり、立ち下がりの
タイミングで位相比較を行っている。すなわち、位相誤
差信号は位相比較器に入力される信号の一周期ごとに、
一回づつ検出している。

【００１８】固有周波数を位相比較周波数よりも高くす
ることができない。周波数シンセサイザ１６では、実際
に位相比較器から位相比較周期ごとに出力されるパルス
成分を除去して、固有周波数より低い成分のみをＶＣＯ
の制御電圧として印加する必要がある。このため固有周
波数は位相比較周波数より十分小さくする必要がある。
さらに、出力発振信号ＳＡの逓倍を考慮して、位相比較
周波数は無線チャネル間隔の１／Ｍに設定する必要があ
る。

【００１９】

【発明が解決しようとする課題】したがって、上記の従
来例の周波数シンセサイザでは、同一の間隔の無線チャ
ネルを実現する場合、周波数シンセサイザ１６の実現可
能な固有周波数の上限は、例えば、図５に示した構成の
周波数シンセサイザの実現可能な固有周波数の上限の１
／Ｍに低くなってしまう。一方、周波数シンセサイザが
デジタル通信に適用されるＴＤＭＡバースト間での無線
チャネルの切り替えは、より高速の切り替えが必要とな
る。したがって、図９に示した構成の場合、高周波電力
ＳＰが漏れた不要輻射や、アンテナ２０から放射した電
波がＶＣＯに回り込む妨害による周波数変動に対処でき
るものの、無線チャネルの高速切り替えに対応できない
という不都合がある。

【００２０】本発明は、このような従来の技術における
欠点を解決するものであり、装置規模が増大することな
く、周波数チャネルの高速切り替えが可能になるととも
に、逓倍後の所定帯域信号を抽出して分周する際の帯域
通過フィルタに、特別な帯域特性が要求されず、汎用品
の使用が可能になって、コストを低減できる周波数シン
セサイザ及び無線通信装置の提供を目的とする。

【００２１】

【課題を解決するための手段】この目的を解決するため
に請求項１記載の周波数シンセサイザは、基準発振信号
を出力する基準発振手段と、基準発振信号と分周信号と
の位相誤差信号を出力する位相比較手段と、位相誤差信
号から制御電圧を生成して出力するループフィルタと、
制御電圧値に対応する周波数の発振信号を出力する電圧
制御発振手段と、発振信号を逓倍した逓倍信号を送出す
る逓倍手段と、逓倍手段で逓倍された逓倍信号を分周し
て位相比較手段に出力する分周手段とを備える構成であ
る。

【００２２】請求項２記載の周波数シンセサイザは、逓
倍手段の出力端から取り出した逓倍信号が、分周手段に
供給される構成としている。

【００２３】請求項３記載の周波数シンセサイザは、出
力発振信号は逓倍手段の出力端に、当該出力発振信号を
供給する高周波信号処理回路が接続されるとともに、こ
の高周波信号処理回路の入力端から取り出した信号を分
周手段へ出力する構成としている。

【００２４】請求項４記載の周波数シンセサイザは、基
準発振信号を出力する基準発振手段と、基準発振信号と
分周信号との位相誤差信号を出力する位相比較手段と、
位相誤差信号から制御電圧に生成して出力するループフ
ィルタと、制御電圧値に対応した周波数の発振信号を出
力する電圧制御発振手段と、発振信号を逓倍した逓倍信
号を出力する逓倍手段と、逓倍信号を分周して位相比較
手段に出力する分周手段と、逓倍信号の所定帯域を通過
させる帯域通過フィルタとを備える構成としている。

【００２５】請求項５記載の周波数シンセサイザは、帯
域通過フィルタの入力端に供給される逓倍信号を出力す
る構成としている。

【００２６】請求項６記載の周波数シンセサイザは、逓
倍手段の出力端と帯域通過フィルタの入力端との間から
逓倍信号を出力発振信号として出力する構成としてい
る。

【００２７】請求項７記載の周波数シンセサイザは、逓
倍手段は、電圧制御発振手段からの発振信号と同一の周
波数の入力側共振回路と、この入力側共振回路からの発
振信号を増幅かつ逓倍する増幅・逓倍回路とが設けられ
る構成としている。

【００２８】請求項８記載の周波数シンセサイザは、逓
倍手段は、発振信号を増幅かつ逓倍する増幅・逓倍回路
と、逓倍数の周波数に共振する出力側共振回路とを備え
る構成としている。

【００２９】請求項９記載の周波数シンセサイザは、増
幅・逓倍回路にトランジスタを用いる構成である。

【００３０】請求項１０記載の周波数シンセサイザは、
逓倍手段は、入力側に設けられる電圧制御発振手段から
の発振信号と同一の周波数の共振回路と、この共振回路
からの信号を歪ませる半導体素子とが設けられる構成で
ある。

【００３１】請求項１１記載の周波数シンセサイザは、
逓倍手段は、電圧制御発振手段からの発振信号を歪ませ
る半導体素子と、この半導体素子の出力側に接続され、
逓倍数の周波数に共振する出力側共振回路とを備える構
成である。

【００３２】請求項１２記載の周波数シンセサイザは、
逓倍信号を歪ませる半導体素子に可変容量ダイオードを
用いる構成である。

【００３３】請求項１３記載の周波数シンセサイザは、
共振回路はインダクタとコンデンサを用いた直列共振回
路又は並列共振回路を用いる構成である。

【００３４】請求項１４記載の周波数シンセサイザは、
コンデンサに、回路の分布静電容量を用いる構成であ
る。

【００３５】請求項１５記載の周波数シンセサイザは、
分周手段は電圧制御発振手段からの発振信号を一定間隔
の複数の周波数に分周する構成である。

【００３６】請求項１６記載の周波数シンセサイザは、
分周手段は電圧制御発振手段からの発振信号を一定間隔
の複数の周波数に分周する設定手段を備える構成であ
る。

【００３７】請求項１７記載の発明は、送信する信号を
入力する信号入力手段と、信号入力手段から入力された
信号を変調する変調手段と、局部発振信号を発生する周
波数シンセサイザと、局部発振信号により変調手段で変
調された信号を無線周波数信号に変換して送信する送信
手段とを備える無線送信装置において、周波数シンセサ
イザは、基準発振信号を出力する基準発振手段と、基準
発振信号と分周信号との位相誤差信号を出力する位相比
較手段と、位相誤差信号から制御電圧を生成して出力す
るループフィルタと、制御電圧値に対応する周波数の発
振信号を出力する電圧制御発振手段と、発信信号を逓倍
した逓倍信号を局部発振信号として送出する逓倍手段
と、逓倍手段で逓倍された信号を分周して位相比較手段
に出力する分周手段とを備える構成である。

【００３８】

【作用】この構成によって、請求項１から請求項３及び
請求項４から請求項１７記載の周波数シンセサイザ及び
無線通信装置は、基準発振信号と分周信号との位相誤差
信号から制御電圧を生成し、この制御電圧に対応する周
波数の発振信号を逓倍した出力発振信号を送出してい
る。また逓倍した出力発振信号を分周して基準発振信号
と位相比較を行っている。したがって、位相比較周波数
が無線チャネル間隔と同一になり、慣用的な周波数シン
セサイザと同程度の無線チャネルの高速切り替えが行わ
れる。また、電圧制御発振手段の発振信号と高周波電力
が漏れた不要輻射や、アンテナから放射した電波の周波
数が異なるため、電圧制御発振手段での回り込みによる
妨害が発生し難くなり、電圧制御発振手段の発振信号の
周波数変動が小さくなる。加えて逓倍手段の構成も簡単
であり、装置規模の増加を抑えることが出来る。

【００３９】さらに、請求項４から請求項１７記載の周
波数シンセサイザ及び無線通信装置は、逓倍信号を帯域
通過フィルタを通過させ、この信号を無線通信機の変調
器などに供給している。したがって、逓倍後の所定帯域
信号を抽出して分周する際の帯域通過フィルタに、特別
な帯域特性が要求されず、汎用品の使用が可能になる。

【００４０】

【実施例】次に、本発明の周波数シンセサイザ及び無線
通信装置の実施例を図面を参照して詳細に説明する。図
１は本発明の周波数シンセサイザを無線送信機に適用し
た第１の実施例の構成を示すブロック図である。この無
線通信機はアナログモードとデジタルモードとを併用し
たデュアルモードである。アナログモードでは搬送波
を、例えば、ＦＭで変調して送信し、受信装置で送信装
置から送信された変調波を受信してＦＭ復調することに
よりアナログ音声信号及びデータを再生している。デジ
タルモードは送信装置で音声信号及びデータを符号化し
て、この符号化された信号により搬送波を、例えば、π
／４シフトＤＱＰＳＫπ／４シフトＤＱＰＳＫ（π/4 s
hifted, Differentially encoded Quadrature Phase Sh
ift Keying）方式を用いてデジタル変調を施して送信す
る。この送信電波を受信装置で受信し、受信信号からデ
ジタル復調した後に、この復調信号を復号することによ
って音声信号及びデータを再生している。

【００４１】図１において、デジタルモードの受信系に
は、図示しない基地局との無線回線を通じて送受信電波
を送受信するアンテナ４１と、アンテナ共用器４２と、
受信信号を周波数変換して中間周波信号を出力する受信
回路４３とが設けられている。さらに、受信回路４３に
局部発振信号を送出し、かつ、送信回路に送信信号を送
出する周波数シンセサイザ４４と、中間周波信号をデジ
タル化するＡ／Ｄ変換器４６と、Ａ／Ｄ変換器４６から
のデジタル化した中間周波信号をデジタルベースバンド
信号に変換するデジタル復調回路４７とが設けられてい
る。

【００４２】また、誤り訂正復号化処理を行う誤り訂正
符号復号回路４８と、デジタル受話信号の音声復号化処
理を行う音声符号復号回路４９と、アナログモードとデ
ジタルモードとを切り替える切替回路５０，５７と、切
替回路５０からのデジタル受話信号ＲＳに含まれる音響
エコーを打ち消すための処理が行なわれるエコーキャン
セラ６０とが設けられている。さらに、デジタルモード
の受信系は、エコーキャンセラ６０からのデジタル受話
信号をアナログ化するＤ／Ａ変換器５１と、このアナロ
グ受話信号を増幅する増幅器５２と、増幅器５２からの
アナログ受話信号を音声出力するスピーカ５３とが設け
られている。

【００４３】デジタルモードの送信系はマイクロホン
５４と、送話信号を増幅する増幅器５５と、送話信号を
デジタル化するＡ／Ｄ変換器５６と、Ａ／Ｄ変換器５６
からのデジタル送話信号がエコーキャンセラ６０、切替
回路５７、音声符号復号回路４９、誤り訂正符号復号回
路４８を通じて符号化されたデジタル送話信号をπ／４
シフトＤＱＰＳＫ方式の変調信号に変換するデジタル変
調回路５８とが設けられている。また、デジタル変調回
路５８からの変調信号をアナログ化するＤ／Ａ変換器５
９と、Ｄ／Ａ変換器５９からの変調信号で変調を施した
高周波電力を送出する送信回路４５とが設けられてい
る。アナログモードの受信系は、受信回路４３からの中
間周波信号をＦＭ復調するアナログ音声回路７０と、Ｆ
Ｍ復調信号をデジタル化して切替回路５０を通じてアナ
ログ受話信号（ＲＳ）をエコーキャンセラ６０に出力す
るＡ／Ｄ変換器６１とが設けられている。エコーキャン
セラ６０からはデジタルモードの受信系と同様にＤ／Ａ
変換器５１、増幅器５２、スピーカ５３を通じて音声出
力される。

【００４４】アナログモードの送信系は、マイクロホン
５４、増幅器５５、Ａ／Ｄ変換器５６、エコーキャンセ
ラ６０、切替回路５７を通じた送話信号をアナログ化し
てアナログ音声回路７０に供給するＤ／Ａ変換器６２が
設けられている。アナログ音声回路７０からの変調信号
が送信回路４５、アンテナ共用器４２、アンテナ４１を
通じて送信される。

【００４５】さらに、この無線通信機には、デジタルモ
ード、アナログモードの送受信系の各部を制御する制御
回路８０と、コンソールユニット８３と、バッテリ８１
の出力電圧を所定の動作電圧Ｖｃｃに生成して各回路に
供給する電源回路８２とが設けられている。コンソール
ユニット８３には、キースイッチ群と、ディスプレイと
が設けられている。ディスプレイは、例えば、液晶表示
器が用いられている。次に、周波数シンセサイザ４４の
詳細な構成を説明する。

【００４６】図２は周波数シンセサイザ４４の構成を示
すブロック図である。図２において、周波数シンセサイ
ザ４４は、基準信号を発振する基準信号発振器９０と、
この基準信号発振器９０からの基準発振信号と分周した
分周信号との位相を比較する位相比較器９１とが設けら
れている。さらに位相比較器９１からの位相誤差信号に
おける不要高調波及び雑音を除去し、かつ、直流電圧を
出力する低域通過フィルタ（ＬＰＦ）９２と、このＬＰ
Ｆ９２からの直流電圧で周波数をロックし、一定周波数
間隔の発振信号を出力する電圧制御発振器（ＶＣＯ）９
４と、さらにＶＣＯ９４からの発振信号をＭ逓倍した出
力発振信号ＳＯを出力する逓倍器９６と、出力発振信号
ＳＯが入力されて、一定周波数間隔が得られるように分
周した分周信号を位相比較器９１に出力する分周器９８
を備えている。

【００４７】図３は逓倍器９６の詳細な構成を示す回路
図である。図３において、この逓倍器９６にはＶＣＯ９
４の発振信号と同一の共振周波数である入力側共振回路
（Ｌ１，Ｃ１）と、トランジスタＱ１と、このトランジ
スタＱ１のベースにバイアス電圧を設定する抵抗器Ｒ
１，Ｒ２と、トランジスタＱ１のコレクタに接続され、
逓倍した周波数で共振する出力共振回路（Ｌ２，Ｃ２）
とが設けられている。さらに、トランジスタＱ１のコレ
クタからの共振信号を逓倍信号ＳＴとして出力するカッ
プリングコンデンサＣ３及び出力インピーダンス整合用
のコンデンサＣ４とが設けられている。

【００４８】なお、トランジスタＱ１でＶＣＯ９４の発
振信号を増幅し、かつ、逓倍しているが、このトランジ
スタＱ１に代えて、可変容量ダイオード（バラクタ）を
用いても良い。この場合、非直線入出力特性部分を利用
して入力信号を歪ませて逓倍する。さらに入力側共振回
路（Ｌ１，Ｃ１）に代えて、入出力特性インピーダンス
を整合させた並列共振回路を用いても良く、同様に出力
共振回路（Ｌ２，Ｃ２）に直列共振回路を用いても良
い。さらに、入力側共振回路（Ｌ１，Ｃ１）、出力共振
回路（Ｌ２，Ｃ２）は、それぞれのＬ１，Ｌ２をコイル
又は回路基板の配線パターンを用いたインダクタとし、
Ｃ１，Ｃ２に、分布静電容量を用いても良い。

【００４９】次に、この第１の実施例の動作を説明す
る。図１において、デジタルモードの設定状態では、図
示しない基地局からデジタル通話チャネルを通じて送信
された電波は、アンテナ４１で受信された後にアンテナ
共用器４２を通じて受信回路４３に入力される。この受
信回路４３ではアンテナ共用器４２からの受信信号が周
波数シンセサイザ４４から出力された局部発振信号と混
合されて中間周波信号に変換される。なお、周波数シン
セサイザ４４から発生される局部発振信号の周波数は、
制御回路８０から出力される制御信号ＳＹＣによって設
定される。中間周波信号は、Ａ／Ｄ変換器４６でデジタ
ル信号に変換された後に、デジタル復調回路４７に入力
される。デジタル復調回路４７では中間周波信号がデジ
タル復調されてデジタルベースバンド信号に変換され
る。このデジタル復調回路４７から出力されたデジタル
ベースバンド信号には、デジタル受話信号とデジタル制
御信号とがある。このデジタル制御信号ＤＣＳが、制御
回路８０に取り込まれて識別される。

【００５０】これに対しデジタル受話信号は、誤り訂正
符号復号回路４８に入力される。この誤り訂正符号復号
回路４８では、デジタル復調回路４７から供給されたデ
ジタル受話信号の誤り訂正復号化処理が行なわれ、この
誤り訂正復号化されたデジタル受話信号は音声符号復号
回路４９に入力される。音声符号復号回路４９では、デ
ジタル受話信号の音声復号化処理が行なわれる。

【００５１】この音声符号復号回路４９から出力された
デジタル受話信号ＲＳは、切替回路５０を通じてエコー
キャンセラ６０に入力される。このエコーキャンセラ６
０を通過したデジタル受話信号は、Ｄ／Ａ変換器５１で
アナログ受話信号に変換された後に、増幅器５２で増幅
されてスピーカ５３に供給され、このスピーカ５３から
拡声出力される。

【００５２】一方、マイクロホン５４からの送話信号
は、増幅器５５で増幅された後にＡ／Ｄ変換器５６でデ
ジタル送話信号に変換され、さらに、エコーキャンセラ
６０に入力される。このエコーキャンセラ６０では、デ
ジタル送話信号に含まれる音響エコーを打ち消すための
処理が行なわれる。このエコーキャンセラ６０から出力
されたデジタル送話信号ＴＳは、切替回路５７を通じて
音声符号復号回路４９に入力される。この音声符号復号
回路４９では、デジタル送話信号の音声符号化処理が行
なわれる。この音声符号復号回路４９から出力されたデ
ジタル送話信号は、制御回路８０から出力されるデジタ
ル制御信号とともに誤り訂正符号復号回路４８に入力さ
れる。

【００５３】この誤り訂正符号復号回路４８では、デジ
タル送話信号及びデジタル制御信号の誤り訂正符号化処
理が行なわれる。この符号化後のデジタル送話信号はデ
ジタル復調回路５８に入力される。デジタル復調回路５
８では、デジタル送話信号に応じてπ／４シフトＤＱＰ
ＳＫ方式で変調を施し、その変調信号はＤ／Ａ変換器５
９でアナログ信号に変換された後に送信回路４５に入力
される。送信回路４５では、変調信号が周波数シンセサ
イザ４４から出力されるデジタル通話チャネルの無線周
波数に対応した送信局部発振信号と合成されて無線送信
信号に変換され、さらに高周波増幅される。そして、こ
の送信回路４５から出力された無線送信信号ではアンテ
ナ共用器４２を通じてアンテナ４１に供給され、このア
ンテナ４１から図示しない基地局に送信される。なお、
切替回路５０，５７は、制御回路８０から出力される切
替制御信号ＳＷＣによって、それぞれ切替えが制御され
る。

【００５４】次に、アナログモードが設定された状態に
おいて、図示しない基地局からアナログ通話チャネルを
通じて送信された電波は、アンテナ４１で受信された後
に共用器４２を通じて受信回路４３に入力され、この受
信回路４３で低い周波数の中間周波信号に変換される。
この受信回路４３から出力された中間周波信号は、アナ
ログ音声回路７０に入力される。このアナログ音声回路
７０では、中間周波信号がＦＭ復調された後に音声増幅
される。このアナログ音声回路７０から出力されたベー
スバンドのアナログ通話信号は、Ａ／Ｄ変換器６１でデ
ジタル信号に変換された後に、切替回路５０を通じてエ
コーキャンセラ６０に入力される。

【００５５】そして、このエコーキャンセラ６０を通過
したデジタル受話信号は、Ｄ／Ａ変換器５１でアナログ
受話信号に変換された後に、増幅器５２で増幅されてス
ピーカ５３に供給され、このスピーカ５３から音声出力
される。マイクロホン５４から出力された送話信号は、
増幅器５５で増幅された後にＡ／Ｄ変換器５６でデジタ
ル化されてエコーキャンセラ６０に入力される。このエ
コーキャンセラ６０では、デジタル送話信号に含まれる
音響エコーを打ち消すための処理が行なわれる。このエ
コーキャンセラ６０から出力されたデジタル送話信号Ｔ
Ｓは、切替回路５７を通じてＤ／Ａ変換器６２に入力さ
れ、ここでアナログ信号に変換された後にアナログ音声
回路７０に入力される。

【００５６】アナログ音声回路７０では、送話信号に応
じて周波数変調（ＦＭ）された変調信号が生成され、こ
の変調信号は送信回路４５に入力される。送信回路４５
では、変調信号が周波数シンセサイザ４４から発生され
たアナログ通話チャネルの無線周波数に応じた送信局部
発振信号と混合されて送信周波数に変換され、さらに増
幅される。そして、この送信回路４５から出力された高
周波電力はアンテナ共用器４２を通じてアンテナ４１に
供給され、このアンテナ４１から図示しない基地局に送
信される。制御回路８０はコンソールユニット８３の操
作に基づいてデジタルモード、アナログモードの送受信
などを制御している。

【００５７】次に、周波数シンセサイザ４４の動作につ
いて説明する。図２において、周波数シンセサイザ４４
内の位相比較器９１は、基準信号発振器９０が出力する
基準発振信号と、分周器９８で分周して分周信号との位
相を比較する。この比較による位相誤差信号をＬＰＦ９
２を通じて直流電圧に生成し、この直流電圧である周波
数制御電圧をＶＣＯ９４の制御端に印加する。この場
合、位相比較器９１とＶＣＯ９４との間のＬＰＦ９２
で、位相比較器９１からの位相誤差信号に含まれる不要
高調波や雑音を除去した直流電圧を出力する。このＬＰ
Ｆ９２の振幅及び位相特性によって、当該周波数シンセ
サイザ４４におけるＰＬＬの応答特性、同期特性を決定
する。

【００５８】ＬＰＦ９２の、例えばインタグタンス、静
電容量を選択して分周器９８による周波数切り替えの時
間などの特性を設定する。ＶＣＯ９４からの発振信号を
逓倍器９６で逓倍する。この逓倍によって、所定周波数
に生成されて受信回路４３及び送信回路４５に入力され
る。逓倍器９６では、図３に示すようにＶＣＯ９４の発
振信号が入力側共振回路（Ｌ１，Ｃ１）に入力され、発
振信号を入力側共振回路（Ｌ１，Ｃ１）でＱ倍に昇圧し
てトランジスタＱ１で増幅する。そして、出力共振回路
（Ｌ２，Ｃ２）の共振周波数で逓倍された逓倍信号ＳＴ
をコンデンサＣ３，Ｃ４を通じて直流電圧をカットする
とともに、後段との接続のインピーダンスを整合させて
出力する。

【００５９】このようにして生成した周波数シンセサイ
ザ４４からの、安定かつ一定周波数間隔の出力発振信号
ＳＯが受信回路４３及び送信回路４５に入力される。こ
の場合、周波数シンセサイザ４４からの出力発振信号Ｓ
Ｏは制御回路８０の制御によって、受信時に受信回路４
３に供給し、かつ、送信回路４５への送出を停止する。
また、送信時に送信回路４５に送出し、かつ、受信回路
４３への供給を停止し、特に、受信時に送信回路４５か
らの信号が回り込んだり、不要輻射（スプリアス）で受
信不能チャネルの発生を阻止する。

【００６０】この際、分周器９８に無線送信周波数と同
一の出力発振信号ＳＯが入力される。分周器９８は無線
送信周波数と同一の出力発振信号ＳＯを分周して位相比
較器９１に出力する。したがって、位相比較周波数が無
線チャネル周波数と同一になり、慣用的な周波数シンセ
サイザであるＶＣＯの発振信号と無線送信周波数とが同
一の構成、すなわち、ＶＣＯの発振信号の逓倍を行わな
い場合と、同程度の無線チャネルの高速切り替えが可能
になる。

【００６１】さらにＶＣＯ９４の発振信号の周波数と、
送信回路４５からの高周波電力が漏れた不要輻射や、ア
ンテナ４１から放射した電波の周波数とが異なることに
なる。したがって、周波数シンセサイザ４４内のＶＣＯ
９４に不要輻射や電波が回り込んだ際の妨害（外乱）が
発生し難くなり、ＶＣＯ９４の発振信号の周波数変動が
極めて小さくなる。また、この構成での逓倍器９６はト
ランジスタ又は可変容量ダイオードと共振回路等で構成
できるため、その装置規模の増加も小さくてすむことに
なる。

【００６２】次に、第２の実施例における周波数シンセ
サイザ４４について説明する。図４は第２の実施例にお
ける周波数シンセサイザ４４の構成を示すブロック図で
ある。図４において、この周波数シンセサイザ４４は、
図１に示した第１の実施例の構成における逓倍器９６の
後に逓倍信号の高域及び低域を除去した出力発振信号Ｓ
Ｏを、図１中の受信回路４３及び送信回路４５に供給す
る帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）９７とが設けれている。
他の構成は第１の実施例と同様である。

【００６３】次に、この第２の実施例の動作について説
明する。基準信号発振器９０〜逓倍器９６間の動作は第
１の実施例と同様である。逓倍器９６からの逓倍信号Ｓ
Ｔが分周器９８に出力されるとともに、ＢＰＦ９７にも
入力される。ＢＰＦ９７は逓倍信号ＳＴから逓倍器９６
で発生した高調波の高域信号とともに、ノイズなどの低
域信号を除去して、図１中の受信回路４３及び送信回路
４５に供給する。さらに、分周器９８に送信周波数と同
一の逓倍信号ＳＴが入力され、無線送信周波数と同一周
波数の逓倍信号ＳＴを分周して位相比較器９１に出力す
る。

【００６４】したがって、第１の実施例と同様に無線チ
ャネルの高速切り替えが可能になる。また、不要輻射や
電波が回り込んだ際の妨害（外乱）が発生し難くなる。
さらに、逓倍信号ＳＴから所定の帯域信号を抽出するＢ
ＰＦ９７に特別な帯域特性が要求されなくなる。すなわ
ち、ＢＰＦ５７には通過帯域内での低リップル及び低挿
入損失のフラットな周波数特性が特別に要求されなくな
り、逓倍信号のレベルが低下し、また変動せずに、分周
器９８から位相比較器９１までのＰＬＬ（閉ループ制
御）が正常に動作する。これによって、汎用品のＢＰＦ
を使用しても、分周器９８から位相比較器９１のＰＬＬ
（閉ループ制御）が正常に動作するようになり、ＢＰＦ
５７を特別に製作する必要がなくなって、コストが低減
できる。

【００６５】

【発明の効果】以上説明したように請求項１から請求項
３及び請求項４から請求項１７記載の周波数シンセサイ
ザ及び無線通信装置は、位相比較周波数が無線チャネル
周波数と同一になり、慣用的な周波数シンセサイザと同
程度の無線チャネルの高速切り替えが可能になるという
効果を有する。またＶＣＯの発振信号と高周波電力が漏
れた不要輻射や、アンテナから放射した電波の周波数が
異なるため、ＶＣＯに回り込んだ際の妨害が発生し難く
なり、ＶＣＯの発振信号の周波数変動を極めて小さく出
来るという効果を有する。加えて逓倍器の構成も簡単で
あり、装置規模の増大化を抑えることが出来るという効
果を有する。

【００６６】さらに、請求項４から請求項１７記載の周
波数シンセサイザ及び無線通信装置は、逓倍信号を帯域
通過フィルタを通過させ、この信号を無線通信機の変調
器などに供給しているため、第１の実施例と同様に高速
切り替えが可能になり、かつ、不要輻射や放射電波の回
り込みによる周波数変動が阻止できるとともに、逓倍後
の所定帯域信号を抽出して分周する際の帯域通過フィル
タに、特別な帯域特性が要求されず、汎用品の使用が可
能になって、コストを低減できるという効果を有する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の周波数シンセサイザ及び無線通信装置
を無線送信機に適用した第１の実施例の構成を示すブロ
ック図である。

【図２】図１中の周波数シンセサイザの構成を示すブロ
ック図である。

【図３】図２中の逓倍器の詳細な構成を示す回路図であ
る。

【図４】第２の実施例の周波数シンセサイザの構成を示
すブロック図である。

【図５】従来の周波数シンセサイザを用いた無線送信機
の構成を示すブロック図である。

【図６】変調高周波信号を受信側で復調してＩＱ軸上に
示した図である。

【図７】周波数が変動した際の変調高周波信号ＳＭを受
信側で復調してＩＱ軸上に示した図である。

【図８】従来の送信周波数と周波数シンセサイザの発振
周波数とが異なる無線送信装置の構成を示すブロック図
である。

【図９】従来の周波数シンセサイザからの出力発振信号
を逓倍する無線通信機の構成を示すブロック図である。

【符号の説明】

４４…周波数シンセサイザ９０…基準信号
発振器９１…位相比較器９２…低域通過
フィルタ（ＬＰＦ）９４…電圧制御発振器（ＶＣＯ）９６…逓倍器９８…分周器９７…帯域通過
フィルタ（ＢＰＦ）

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】基準発振信号を出力する基準発振手段と、
前記基準発振信号と分周信号との位相誤差信号を出力す
る位相比較手段と、前記位相誤差信号から制御電圧を生
成して出力するループフィルタと、前記制御電圧値に対
応する周波数の発振信号を出力する電圧制御発振手段
と、前記発振信号を逓倍した逓倍信号を送出する逓倍手
段と、前記逓倍手段で逓倍された逓倍信号を分周して前
記位相比較手段に出力する分周手段とを備える周波数シ
ンセサイザ。
【請求項２】前記逓倍手段の出力端から取り出した逓倍
信号が、前記分周手段に供給されることを特徴とする請
求項１記載の周波数シンセサイザ。
【請求項３】前記出力発振信号は逓倍手段の出力端に、
当該出力発振信号を供給する高周波信号処理回路が接続
されるとともに、この高周波信号処理回路の入力端から
取り出した信号を前記分周手段へ出力すること特徴とす
る請求項１記載の周波数シンセサイザ。
【請求項４】基準発振信号を出力する基準発振手段と、
前記基準発振信号と分周信号との位相誤差信号を出力す
る位相比較手段と、前記位相誤差信号から制御電圧に生
成して出力するループフィルタと、前記制御電圧値に対
応した周波数の発振信号を出力する電圧制御発振手段
と、前記発振信号を逓倍した逓倍信号を出力する逓倍手
段と、前記逓倍信号を分周して前記位相比較手段に出力
する分周手段と、前記逓倍信号の所定帯域を通過させる
帯域通過フィルタとを備える周波数シンセサイザ。
【請求項５】帯域通過フィルタの入力端に供給される逓
倍信号を出力することを特徴とする請求項４記載の周波
数シンセサイザ。
【請求項６】逓倍手段の出力端と帯域通過フィルタの入
力端との間から逓倍信号を出力発振信号として出力する
ことを特徴とする請求項４記載の周波数シンセサイザ。
【請求項７】逓倍手段は、電圧制御発振手段からの発振
信号と同一の周波数の入力側共振回路と、この入力側共
振回路からの発振信号を増幅かつ逓倍する増幅・逓倍回
路とが設けられることを特徴とする請求項１又は４記載
の周波数シンセサイザ。
【請求項８】逓倍手段は、発振信号を増幅かつ逓倍する
増幅・逓倍回路と、逓倍数の周波数に共振する出力側共
振回路とを備えることを特徴とする請求項１又は４記載
の周波数シンセサイザ。
【請求項９】増幅・逓倍回路にトランジスタを用いるこ
とを特徴とする請求項７又は８記載の周波数シンセサイ
ザ。
【請求項１０】逓倍手段は、入力側に設けられる電圧制
御発振手段からの発振信号と同一の周波数の共振回路
と、この共振回路からの信号を歪ませる半導体素子とが
設けられることを特徴とする請求項１又は４記載の周波
数シンセサイザ。
【請求項１１】逓倍手段は、電圧制御発振手段からの発
振信号を歪ませる半導体素子と、この半導体素子の出力
側に接続され、逓倍数の周波数に共振する出力側共振回
路とを備えることを特徴とする請求項１又は４記載の周
波数シンセサイザ。
【請求項１２】逓倍信号を歪ませる半導体素子に可変容
量ダイオードを用いることを特徴とする請求項１０又は
１１記載の周波数シンセサイザ。
【請求項１３】共振回路はインダクタとコンデンサを用
いた直列共振回路又は並列共振回路を用いることを特徴
とする請求項７，８，１０又は１１記載の周波数シンセ
サイザ。
【請求項１４】コンデンサに、回路の分布静電容量を用
いることを特徴とする請求項１３の周波数シンセサイ
ザ。
【請求項１５】分周手段は電圧制御発振手段からの発振
信号を一定間隔の複数の周波数に分周することを特徴と
する請求項１又は４記載の周波数シンセサイザ。
【請求項１６】分周手段は電圧制御発振手段からの発振
信号を一定間隔の複数の周波数に分周する設定手段を備
えることを特徴とする請求項１又は４記載の周波数シン
セサイザ。
【請求項１７】送信する信号を入力する信号入力手段
と、前記信号入力手段から入力された信号を変調する変
調手段と、局部発振信号を発生する周波数シンセサイザ
と、前記局部発振信号により前記変調手段で変調された
信号を無線周波数信号に変換して送信する送信手段とを
備える無線送信装置において、前記周波数シンセサイザ
は、基準発振信号を出力する基準発振手段と、前記基準
発振信号と分周信号との位相誤差信号を出力する位相比
較手段と、前記位相誤差信号から制御電圧を生成して出
力するループフィルタと、前記制御電圧値に対応する周
波数の発振信号を出力する電圧制御発振手段と、前記発
信信号を逓倍した逓倍信号を前記局部発振信号として送
出する逓倍手段と、前記逓倍手段で逓倍された信号を分
周して前記位相比較手段に出力する分周手段とを備える
無線送信装置。