JP4970686B2 - Fdd/tddトランシーバ向けの変調スキーム - Google Patents
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Description
[発明の分野]
本発明は、一般的なトランシーバに関し、特に、周波数分割複信/時分割複信(FDD/TDD)トランシーバ向けの変調方法に関する。
【0002】
[発明の背景]
低コストの900MHz及び2.4GHz携帯用家庭向け無線システムは、周波数分割複信(FDD)又は時分割複信(TDD)のいずれかのアーキテクチャを採用している。TDDアーキテクチャは、デジタル化された音声信号を伝送の間にバッファリング及びバーストし、次いで、受信機のベースバンド回路におけるレート変換の後に、通常のレートに変換して戻すことができるように、デジタル変調スキームを使用する。
【0003】
TDDアーキテクチャは、デュプレックスフィルタの必要がないとき、唯一の位相ロックループ(PLL)が2方向通信リンクをサポートするために必要とされるという事実により、非常に低コストの無線周波数(RF)アーキテクチャとなる。しかし、全ての必要とされるベースバンド信号処理による集積回路(IC)を実現することに関する費用の制約のために、TDDのアプローチは、最も安価なコストの解決策である。
【0004】
FDDは、明確に異なる周波数帯域で送信及び受信するアナログシステムにより一般に使用される。送信機の電力が受信機の性能を低下することを防止するために、高価な表面弾性波(SAW)フィルタ又は誘電体フィルタがフロントエンドで使用される。
【0005】
FDDでは、アナログ信号が変換することなしにデジタル領域に伝送されるので、ベースバンドセクションの費用は低い。しかし、RFセクションは、より高価であり、受信帯域及び送信帯域は、利用可能なスペクトルのうちで比較的狭い帯域幅を占める。対照的に、TDDシステムは、全体の利用可能な帯域幅を通して動作することができる。
したがって、従来の技術におけるアプローチの先に述べた問題点を克服する変調方法についての必要が存在する。
【0006】
[発明の概要]
先に述べた問題は、従来技術の関連する他の問題とともに、本発明による、周波数分割複信/時分割複信(FDD/TDD)トランシーバ向けの変調方法により解決される。本発明は、FDD及びTDDの両者について、SAW帯域通過フィルタ及び誘電率低域通過フィルタとともに、バーストモードのための必要をなくすることができる。
【0007】
本発明のこれらの態様及び他の態様、特徴及び効果は、添付図面とともに説明される好適な実施の形態に関する以下の発明の実施の形態から明らかとなるであろう。
【0008】
[発明の実施の形態]
本発明は、周波数分割複信/時分割複信(FDD/TDD)トランシーバ向けの変調方法に向けられている。特に、この技術は、既存のFDDアプローチに対する最小の変更によりTDDシステムを実現するために提供される。TDDシステムは、既存のデュアル位相ロックループ(PLL)(図2のデュアルPLL/プリスケーラ220を参照)、又はFDDアプローチにおけるようなバンドエッジでのTx及びRx周波数のいずれかを使用することができる。
【0009】
本発明は、ハンドセットユニット(ハンドセット)及びベースユニット(ベース)を有するコードレス電話セットにおける使用向けに意図されている。勿論、本発明は、本発明の精神及び範囲を維持しつつ、他のコードレス通信装置に関しても適用される場合がある。
【0010】
本発明は、902MHzから928MHzの間で動作して、スペクトル強度が強い帯域外信号を除去する、RFフロントエンド向けに、1つの帯域通過フィルタ(BPF)の使用を容易にする。従来のFDDアプローチは、受信機のセクションにおいて表面弾性波(SAW)フィルタを使用し、送信機のセクションにおいて2極の誘電体フィルタ又はプリント伝送線フィルタを使用している。
【0011】
本発明は、従来技術に比較して、大幅な費用の節約を提供することが理解されるべきである。費用をさらに低減するために、アーキテクチャを1つのPLLタイプのアーキテクチャに変更することもできる。この場合、周波数の「調整」は、典型的なTDDシステムの周波数調整であり、送信周波数及び受信周波数は、ハンドセット及びベースの両者に関して同じである。
【0012】
本発明は、RFフロントエンドに対する変更なしに、FDDモード又はTDDモードにおいて使用することができる。いずれの場合であっても、大幅な費用の節約が実現される。FDDアプローチについて、費用の節約は、SAWフィルタ及び誘電体フィルタを除くことができることに少なくとも基づいている。FDDアプローチについて、費用の節約は、コーデック、及び関連するオーディオデジタル化回路、デジタル化データのためのバッファストレージ、及びバーストモード伝送回路を必要としないことに少なくとも基づいている。
【0013】
図1は、本発明の例示的な実施の形態による、時分割複信(TDD)モードにおける例となるFSK変調器を説明するブロック図である。図2では、同じ参照符号は、同じ又は類似の構成要素を示していることが理解される。さらに、本実施の形態で使用されるように、用語“Tx”及び“Rx”は、本発明によるアナログコードレス電話のハンドセット又はベースのいずれかにある送信機及び受信機のそれぞれに対応している。
【0014】
図1及び図2の変調器は、アンテナ110、誘電体フィルタ又はマイクロストリップバンドパスフィルタ114、低雑音増幅器(LNA)118、Rxサプライ120、ミキサ122、10.7MHz/21.4MHzフィルタ124、FM中間周波(IF)126、第2のIFフィルタ130、第2のLO132、直交検出器134、第1の低域通過フィルタ(LPF)136、圧伸器144、高域通過フィルタ(HPF)146、リンギング発振器148、チョッパ150、基準発振器156、変調器/タンク回路158、パワーアンプ168、マイクロストリップLPF170、Txサプライ172、排他的論理和ゲート180、RC低域通過フィルタ182、バラクタ184、固定除算器186を両者ともに含んでいる。
【0015】
また、図1の変調器は、送信/受信スイッチ(T/R)112、電圧制御発振器(VCO)160、第1のバッファアンプ162、第2のバッファアンプ164、及び第3のバッファアンプ166を含んでいる。
また、図2の変調器は、デュアル位相ロックループ(PLL)/プリスケーラ254及びTx電圧制御発振器(VCO)260を含んでいる。
【0016】
本電話のベースに関して、該電話に入力する音声は、中央局から到来する音声信号の振幅に対して相対的に小さな変動が存在するように、圧伸器144を使用して圧縮される。圧縮された音声信号は、12KHzでトランスジスタスイッチを使用したチョッパ150によりチョップされる。この信号は、更にフィルタリングされて、スイッチング境界での全てのスパイクが除去される。
【0017】
チョパ150からの出力は、12KHzでチョップされたベースバンド音声信号を含むパルス振幅変調された信号である。図5は、本発明の例示的な実施の形態による、チョップされたアナログ信号を説明する波形図である。チョップされた信号による音声信号のデジタル化は、圧伸するために事前的、事後的に行われる必要があり、比較的一定の振幅の音声信号に関してデジタル化が実行されることが保証される。
【0018】
この信号は、フィルタリングされ、FSK変調器158に供給される。12KHzのチョッピング方形波は、たとえば、発信機として構成されるMC74HC14(シュミットトリガ)から発生される。このチョッパ信号もまた、Txサプライ172(及び本実施の形態では、送信機)をオン/オフするために、チョッピングレートで使用される。180°位相が異なるチョッパ信号は、Rxサプライ120(及び本実施の形態では、受信機)をオン/オフするために使用される。このプロセスは、送信機がオンであるときに受信機がオフであることを保証する。
【0019】
ハンドセットの受信機側に関して、アンテナ110は、信号を受信する。この受信された信号は、第2のIFフィルタ130及び第2のLO132により中間周波数(IF)にダウンコンバートされ、次いで、直交検出器134による従来のFM直交コイル方法を使用して検出される。
【0020】
受信されたベースバンド信号は、T/Rチョップされた波形のオーバレイによる正弦波が複合された信号である。この複合信号は、直交検出器134により検出され、2つのアームに分裂される。一方のアームは、低域通過フィルタ136を通過し、該フィルタ136は、12KHzのチョップされた成分をフィルタリングして除去し、雑音のない正弦波を出力する。
【0021】
ベースバンドの電話信号は、300Hzから3300Hzの帯域内に収容される。高周波スイッチング波形は、最大の低周波音声成分の3倍であり、信号復元のためのナイキスト基準を満足させる。第2のアームからの信号は、HPF146により高域通過フィルタリングされ、通常12KHzでリンギング発振器148として構成されるインバータからなるグループに供給される。
【0022】
高域通過フィルタリングにより、全ての低周波音声成分が除去され、ベースの送信機のチョップされた波形の成分に等しい方形波パルス列が残される。このリンギング発振器148は、到来する12KHzの信号を追跡し、該信号に同期する。
【0023】
このリンギング発振器148内に実現されるインバータは、同期信号(すなわち、Q)に対して相補する信号(Q1)を生成するために使用される。ハンドセットの受信セクション及び送信セクションへのコネクションのスイッチングは、ベースについて行われるスイッチングとは逆のやり方で行われる。先に記載されたアーキテクチャについて、スイッチング波形は、以下の条件を満たすように、適切に成形されるべきである。
【0024】
a)送信機のオン/オフのためのチョッパ信号は、オン周期がTxサプライ172のスイッチング時間よりも短いように(Tchop/2)、僅かに波形が整形される(台形)。送信機の電力が受信機をブロックしないことを保証するために、調節が必要とされる。
Rxサプライ120から出力されるRx電力供給信号が成形されない間に、Txサプライ172から出力されるTx電力供給信号が成形される。これにより、Tx電力供給信号が立ち上がるときに、Rxは迅速にスイッチオフすることができる。図3は、本発明の例示的な実施の形態による、送信機のスイッチング波形を説明する波形図である。
【0025】
b)受信機のオン/オフ信号(Txスイッチング波形の180位相反転されたレプリカ)もまた、波形が台形であり、「オン」時間が実際の信号(Tchop/2)よりも短い点で、Txスイッチング信号の波形と同様に成形される。Rx及びTxスイッチング波形の傾斜は、最高の性能のために調節される。
このスイッチング方法論は、送信スペクトルのスプラッタのために、受信機の感度の低下が生じていないことを保証する。図4は、本発明の例示的な実施の形態による、受信機のスイッチング波形を説明する波形図である。図6は、本発明の例示的な実施の形態による、図3及び図4のそれぞれの送信機及び受信機波形の傾斜間の関係を説明する波形図である。
【0026】
ハンドセット及びベース局の両者に関するT/Rスイッチング向けに使用されるチョッピング信号に対するドリフトの影響を更に緩和するための方法が提供されることが理解される。より多くの温度変動を有する領域(ガレージ、庭及び家の外)におけるハンドセットの使用の可能性のために、チョッピング信号を12KHzのチョッピング周波数に近くするために、基準の周波数の安定性を提供することは本質的である。
【0027】
これは、シンセサイザの基準周波数を使用し、固定された除数で除算してスイッチング周波数を供給することにより達成される。このシナリオにおいて、ハンドセットが受信されたスイッチング波形をローカル(ハンドセット)なスイッチング波形と比較する一方で、ベースはマスタであると常に考慮される。
【0028】
排他的論理和ゲート180は、これら2つの信号を比較して、誤差信号を発生するために使用される。この誤差信号は、RC低域通過フィルタ182により積分され、周波数補正のために基準発振器156に印加される。このチューニング方法は、ハンドセットの送信機及び受信機のスイッチング信号がベースのT/Rスイッチング信号を追跡し続けることを保証する。
【0029】
ハンドセットがレンジの外に消えたとき、リンクが失われる。しかし、ベースのスイッチング波形がハンドセット受信機において一旦受信されると、(リンギング発振器156の特性のために)限界ぎりぎりであっても、追跡が開始され、リンクを再確立することができる。
【0030】
ここで、本発明の多くの利点の幾つかに関して、説明が与えられる。本発明は、ドリフト補償を提供するものであり、これにより、長時間の安定性が提供される。さらに、本発明は、帯域(26HMz)全体を利用した動作が可能となる。また、本発明は、アラインメントフリーである。さらに、本発明は、低コストのRFアークテクチャを採用している。さらに、本発明は、自動的にクリアなチャネル選択を含んでいる(干渉防止メカニズム)。
【0031】
例示的な実施の形態が添付図面を参照して説明されてきたが、本発明は、それら正味の実施の形態に限定されず、様々な他の変形及び修正は、発明の精神及び範囲から逸脱することなしに、当業者により本実施の形態に反映される場合がある。全てのかかる変更及び修正は、特許請求の範囲により定義されるように、本発明の範囲に含まれる。
【図面の簡単な説明】
【図1】 本発明の例示的な実施の形態による、時分割複信(TDD)モードにおける例となるFSK変調器を説明するブロック図である。
【図2】 本発明の例示的な実施の形態による、周波数分割複信(FDD)モードにおける例となるFSK変調器を説明するブロック図である。
【図3】 本発明の例示的な実施の形態による、送信機のスイッチング波形を説明する波形図である。
【図4】 本発明の例示的な実施の形態による、受信機のスイッチング波形を説明する波形図である。
【図5】 本発明の例示的な実施の形態による、チョップされたアナログ信号を説明する波形図である。
【図6】 本発明の例示的な実施の形態による、図3及び図4の送信機及び受信機のそれぞれの傾斜間の関係を説明するための波形図である。
Claims (9)
- ハンドセットユニット及びベースユニットを有するコードレス通信装置であって、
ベースユニットと、
送信機と受信機とを有するトランシーバを含むハンドセットユニットと備え、
前記ハンドセットユニットの前記トランシーバは、
受信された音声信号をフィルタリングして、前記受信された音声信号に対応する中間周波数(IF)信号を出力する少なくとも1つのIFフィルタと、
前記IF信号を入力して、所定の周波数でチョップされた前記受信された音声信号を含むパルス振幅変調(PAM)信号のオーバレイによる正弦波からなる、前記受信された音声信号に対応するベースバンド信号を出力する直交検出器と、
前記ベースバンド信号をフィルタリングして、前記PAM信号に等しい方形波パルス列を出力する高域通過フィルタと、
前記方形波パルス列と同期するスイッチング信号を発生して、前記スイッチング信号と180°位相が異なる信号を発生するリンギング発振器とを含み、
前記送信機は、前記スイッチング信号により所定の周波数でオン及びオフにされ、前記受信機は、前記スイッチング信号と180°位相が異なる信号によりオン及びオフされ、前記送信機がオンにされたときに前記受信機がオフにされる、
コードレス通信装置。 - 前記ベースユニットに配置され、送信機及び受信機を有するトランシーバをさらに備え、
前記ベースユニットの前記トランシーバは、
音声信号を入力して、前記音声信号の振幅変動よりも少ない振幅変動を有する圧縮された音声信号を出力する圧伸器と、
前記圧縮された音声信号を入力して、前記所定の周波数でチョップされた前記音声信号を含む前記PAM信号を出力するチョッパと、
前記PAM信号により制御され、変調信号を出力する変調器と、
前記変調信号により制御される電圧制御発振器とを含む、
請求項1記載のコードレス通信装置。 - 前記ベースユニットの前記トランシーバは、前記ベースバンド信号をフィルタリングして、前記PAM信号のオーバレイがない正弦波を前記圧伸器に供給する低域通過フィルタをさらに含む、
請求項2記載のコードレス通信装置。 - 前記ハンドセットユニットの前記トランシーバは、
位相ロックループと、
前記位相ロックループのための基準信号を供給する基準発振器と、
固定された除数により前記基準信号を除算して、前記所定の周波数でチョップされた基準音声信号を発生する固定除算器とをさらに備える、
請求項1記載のコードレス通信装置。 - 前記ハンドセットユニットの前記トランシーバは、
電圧制御発振器と、
前記スイッチング信号と受信されたスイッチング信号とを比較して、前記スイッチング信号と前記受信されたスイッチング信号の間の周波数の差に基づいた誤差信号を発生する排他的論理和ゲートと、
前記誤差信号を積分して、前記積分された誤差信号を前記基準発振器に供給する抵抗とキャパシタとからなるRC低域通過フィルタとをさらに備え、
前記基準発振器は、前記ベースユニットで発生されたPAM信号に関して前記ハンドセットユニットで発生されたPAM信号の周波数を修正し、前記ベースユニット及び前記ハンドセットユニットにおける前記電圧制御発振器の周波数を修正するために、前記位相ロックループに供給される基準周波数を修正する、
請求項4記載のコードレス通信装置。 - ハンドセットユニット及びベースユニットを有するコードレス通信装置であって、
送信機と受信機を有するトランシーバを含むハンドセットユニットと、
送信機と受信機を有するトランシーバを含むベースユニットと備え、
前記ハンドセットユニットのトランシーバは、
受信された音声信号をフィルタリングして、前記受信された音声信号に対応する中間周波数(IF)信号を出力する1つのIFフィルタと、
前記IF信号を入力してベースバンド信号とを出力する直交検出器と、前記ベースバンド信号は、所定の周波数でチョップされた前記受信された音声信号を含むパルス振幅変調(PAM)信号のオーバレイによる正弦波からなり、
前記ベースバンド信号をフィルタリングして、前記ベースバンド信号の前記PAM信号に等しい方形波パルス列を出力する高域通過フィルタとを含み、
前記ベースユニットの前記トランシーバは、
音声信号を入力して、前記音声信号の振幅変動よりも小さい振幅変動を有する圧縮された音声信号を出力する圧伸器と、
前記圧縮された音声信号を入力して、所定の周波数でチョップされた前記音声信号を含むパルス振幅変調(PAM)信号を出力するチョッパと、
前記PAM信号により制御され、変調信号を出力する変調器と、
前記変調信号により制御される電圧制御発振器とを含み、
前記送信機の電源は、前記方形波パルス列に同期するスイッチング信号により所定の周波数でオン及びオフにされ、前記送信機がオンにされたときに前記受信機がオフにされるように、前記受信機の電源は、前記方形波パルス列と180°位相が異なる信号に同期するスイッチング信号によりオン及びオフされる、
コードレス通信装置。 - 前記ベースユニットの前記トランシーバは、前記ベースバンド信号をフィルタリングして、前記PAM信号のオーバレイがない正弦波を前記圧伸器に供給する低域通過フィルタをさらに含む、
請求項6記載のコードレス通信装置。 - 前記ハンドセットユニットの前記トランシーバは、
位相ロックループと、
前記位相ロックループのための基準信号を供給する基準発振器と、
固定された除数により前記基準信号を除算して、前記所定の周波数でチョップされた基準音声信号を発生する固定除算器とをさらに備える、
請求項6記載のコードレス通信装置。 - 前記ハンドセットユニットの前記トランシーバは、
前記スイッチング信号と受信されたスイッチング信号とを比較して、前記スイッチング信号と前記受信されたスイッチング信号の間の周波数の差に基づいた誤差信号を発生する排他的論理和ゲートと、
前記誤差信号を積分して、前記積分された誤差信号を前記基準発振器に供給する抵抗とキャパシタとからなるRC低域通過フィルタとをさらに備え、
前記基準発振器は、前記ベースユニットで発生されたPAM信号に関して前記ハンドセットユニットで発生されたPAM信号の周波数を修正し、前記ベースユニット及び前記ハンドセットユニットにおける電圧制御発振器の周波数を修正するために、前記位相ロックループに供給される基準周波数を修正する、
請求項8記載のコードレス通信装置。
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