JP2003526246A - Fdd/tddトランシーバ向けの変調スキーム - Google Patents
Fdd/tddトランシーバ向けの変調スキームInfo
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- JP2003526246A JP2003526246A JP2001564471A JP2001564471A JP2003526246A JP 2003526246 A JP2003526246 A JP 2003526246A JP 2001564471 A JP2001564471 A JP 2001564471A JP 2001564471 A JP2001564471 A JP 2001564471A JP 2003526246 A JP2003526246 A JP 2003526246A
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Abstract
Description
(FDD/TDD)トランシーバ向けの変調方法に関する。
波数分割複信(FDD)又は時分割複信(TDD)のいずれかのアーキテクチャ
を採用している。TDDアーキテクチャは、デジタル化された音声信号を伝送の
間にバッファリング及びバーストし、次いで、受信機のベースバンド回路におけ
るレート変換の後に、通常のレートに変換して戻すことができるように、デジタ
ル変調スキームを使用する。
位相ロックループ(PLL)が2方向通信リンクをサポートするために必要とさ
れるという事実により、非常に低コストの無線周波数(RF)アーキテクチャと
なる。しかし、全ての必要とされるベースバンド信号処理による集積回路(IC
)を実現することに関する費用の制約のために、TDDのアプローチは、最も安
価なコストの解決策である。
り一般に使用される。送信機の電力が受信機の性能を低下することを防止するた
めに、高価な表面弾性波(SAW)フィルタ又は誘電体フィルタがフロントエン
ドで使用される。
で、ベースバンドセクションの費用は低い。しかし、RFセクションは、より高
価であり、受信帯域及び送信帯域は、利用可能なスペクトルのうちで比較的狭い
帯域幅を占める。対照的に、TDDシステムは、全体の利用可能な帯域幅を通し
て動作することができる。 したがって、従来の技術におけるアプローチの先に述べた問題点を克服する変
調方法についての必要が存在する。
波数分割複信/時分割複信(FDD/TDD)トランシーバ向けの変調方法によ
り解決される。本発明は、FDD及びTDDの両者について、SAW帯域通過フ
ィルタ及び誘電率低域通過フィルタとともに、バーストモードのための必要をな
くすることができる。
される好適な実施の形態に関する以下の発明の実施の形態から明らかとなるであ
ろう。
の変調方法に向けられている。特に、この技術は、既存のFDDアプローチに対
する最小の変更によりTDDシステムを実現するために提供される。TDDシス
テムは、既存のデュアル位相ロックループ(PLL)(図2のデュアルPLL/
プリスケーラ220を参照)、又はFDDアプローチにおけるようなバンドエッ
ジでのTx及びRx周波数のいずれかを使用することができる。
ス)を有するコードレス電話セットにおける使用向けに意図されている。勿論、
本発明は、本発明の精神及び範囲を維持しつつ、他のコードレス通信装置に関し
ても適用される場合がある。
強い帯域外信号を除去する、RFフロントエンド向けに、1つの帯域通過フィル
タ(BPF)の使用を容易にする。従来のFDDアプローチは、受信機のセクシ
ョンにおいて表面弾性波(SAW)フィルタを使用し、送信機のセクションにお
いて2極の誘電体フィルタ又はプリント伝送線フィルタを使用している。
るべきである。費用をさらに低減するために、アーキテクチャを1つのPLLタ
イプのアーキテクチャに変更することもできる。この場合、周波数の「調整」は
、典型的なTDDシステムの周波数調整であり、送信周波数及び受信周波数は、
ハンドセット及びベースの両者に関して同じである。
モードにおいて使用することができる。いずれの場合であっても、大幅な費用の
節約が実現される。FDDアプローチについて、費用の節約は、SAWフィルタ
及び誘電体フィルタを除くことができることに少なくとも基づいている。FDD
アプローチについて、費用の節約は、コーデック、及び関連するオーディオデジ
タル化回路、デジタル化データのためのバッファストレージ、及びバーストモー
ド伝送回路を必要としないことに少なくとも基づいている。
おける例となるFSK変調器を説明するブロック図である。図2では、同じ参照
符号は、同じ又は類似の構成要素を示していることが理解される。さらに、本実
施の形態で使用されるように、用語“Tx”及び“Rx”は、本発明によるアナ
ログコードレス電話のハンドセット又はベースのいずれかにある送信機及び受信
機のそれぞれに対応している。
リップバンドパスフィルタ114、低雑音増幅器(LNA)118、Rxサプラ
イ120、ミキサ122、10.7MHz/21.4MHzフィルタ124、F
M中間周波(IF)126、第2のIFフィルタ130、第2のLO132、直
交検出器134、第1の低域通過フィルタ(LPF)136、圧伸器144、高
域通過フィルタ(HPF)146、リンギング発振器148、チョッパ150、
基準発振器156、変調器/タンク回路158、パワーアンプ168、マイクロ
ストリップLPF170、Txサプライ172、排他的論理和ゲート180、R
C低域通過フィルタ182、バラクタ184、固定除算器186を両者ともに含
んでいる。
器(VCO)160、第1のバッファアンプ162、第2のバッファアンプ16
4、及び第3のバッファアンプ166を含んでいる。 また、図2の変調器は、デュアル位相ロックループ(PLL)/プリスケーラ
254及びTx電圧制御発振器(VCO)260を含んでいる。
信号の振幅に対して相対的に小さな変動が存在するように、圧伸器144を使用
して圧縮される。圧縮された音声信号は、12KHzでトランスジスタスイッチ
を使用したチョッパ150によりチョップされる。この信号は、更にフィルタリ
ングされて、スイッチング境界での全てのスパイクが除去される。
号を含むパルス振幅変調された信号である。図5は、本発明の例示的な実施の形
態による、チョップされたアナログ信号を説明する波形図である。チョップされ
た信号による音声信号のデジタル化は、圧伸するために事前的、事後的に行われ
る必要があり、比較的一定の振幅の音声信号に関してデジタル化が実行されるこ
とが保証される。
Hzのチョッピング方形波は、たとえば、発信機として構成されるMC74HC
14(シュミットトリガ)から発生される。このチョッパ信号もまた、Txサプ
ライ172(及び本実施の形態では、送信機)をオン/オフするために、チョッ
ピングレートで使用される。180°位相が異なるチョッパ信号は、Rxサプラ
イ120(及び本実施の形態では、受信機)をオン/オフするために使用される
。このプロセスは、送信機がオンであるときに受信機がオフであることを保証す
る。
受信された信号は、第2のIFフィルタ130及び第2のLO132により中間
周波数(IF)にダウンコンバートされ、次いで、直交検出器134による従来
のFM直交コイル方法を使用して検出される。
る正弦波が複合された信号である。この複合信号は、直交検出器134により検
出され、2つのアームに分裂される。一方のアームは、低域通過フィルタ136
を通過し、該フィルタ136は、12KHzのチョップされた成分をフィルタリ
ングして除去し、雑音のない正弦波を出力する。
る。高周波スイッチング波形は、最大の低周波音声成分の3倍であり、信号復元
のためのナイキスト基準を満足させる。第2のアームからの信号は、HPF14
6により高域通過フィルタリングされ、通常12KHzでリンギング発振器14
8として構成されるインバータからなるグループに供給される。
送信機のチョップされた波形の成分に等しい方形波パルス列が残される。このリ
ンギング発振器148は、到来する12KHzの信号を追跡し、該信号に同期す
る。
ち、Q)に対して相補する信号(Q1)を生成するために使用される。ハンドセ
ットの受信セクション及び送信セクションへのコネクションのスイッチングは、
ベースについて行われるスイッチングとは逆のやり方で行われる。先に記載され
たアーキテクチャについて、スイッチング波形は、以下の条件を満たすように、
適切に成形されるべきである。
72のスイッチング時間よりも短いように(Tchop/2)、僅かに波形が整形され
る(台形)。送信機の電力が受信機をブロックしないことを保証するために、調
節が必要とされる。 Rxサプライ120から出力されるRx電力供給信号が成形されない間に、T
xサプライ172から出力されるTx電力供給信号が成形される。これにより、
Tx電力供給信号が立ち上がるときに、Rxは迅速にスイッチオフすることがで
きる。図3は、本発明の例示的な実施の形態による、送信機のスイッチング波形
を説明する波形図である。
レプリカ)もまた、波形が台形であり、「オン」時間が実際の信号(Tchop/2)
よりも短い点で、Txスイッチング信号の波形と同様に成形される。Rx及びT
xスイッチング波形の傾斜は、最高の性能のために調節される。 このスイッチング方法論は、送信スペクトルのスプラッタのために、受信機の
感度の低下が生じていないことを保証する。図4は、本発明の例示的な実施の形
態による、受信機のスイッチング波形を説明する波形図である。図6は、本発明
の例示的な実施の形態による、図3及び図4のそれぞれの送信機及び受信機波形
の傾斜間の関係を説明する波形図である。
るチョッピング信号に対するドリフトの影響を更に緩和するための方法が提供さ
れることが理解される。より多くの温度変動を有する領域(ガレージ、庭及び家
の外)におけるハンドセットの使用の可能性のために、チョッピング信号を12
KHzのチョッピング周波数に近くするために、基準の周波数の安定性を提供す
ることは本質的である。
ッチング周波数を供給することにより達成される。このシナリオにおいて、ハン
ドセットが受信されたスイッチング波形をローカル(ハンドセット)なスイッチ
ング波形と比較する一方で、ベースはマスタであると常に考慮される。
するために使用される。この誤差信号は、RC低域通過フィルタ182により積
分され、周波数補正のために基準発振器156に印加される。このチューニング
方法は、ハンドセットの送信機及び受信機のスイッチング信号がベースのT/R
スイッチング信号を追跡し続けることを保証する。
のスイッチング波形がハンドセット受信機において一旦受信されると、(リンギ
ング発振器156の特性のために)限界ぎりぎりであっても、追跡が開始され、
リンクを再確立することができる。
、ドリフト補償を提供するものであり、これにより、長時間の安定性が提供され
る。さらに、本発明は、帯域(26HMz)全体を利用した動作が可能となる。
また、本発明は、アラインメントフリーである。さらに、本発明は、低コストの
RFアークテクチャを採用している。さらに、本発明は、自動的にクリアなチャ
ネル選択を含んでいる(干渉防止メカニズム)。
ら正味の実施の形態に限定されず、様々な他の変形及び修正は、発明の精神及び
範囲から逸脱することなしに、当業者により本実施の形態に反映される場合があ
る。全てのかかる変更及び修正は、特許請求の範囲により定義されるように、本
発明の範囲に含まれる。
となるFSK変調器を説明するブロック図である。
る例となるFSK変調器を説明するブロック図である。
形図である。
形図である。
波形図である。
ぞれの傾斜間の関係を説明するための波形図である。
Claims (10)
- 【請求項1】 ハンドセットユニット及びベースユニットを有するコードレ
ス通信装置であって、 前記ハンドセットユニットに配置され、送信機と受信機とを有するトランシー
バを備え、 前記ハンドセットユニットの前記トランシーバは、 受信された音声信号をフィルタリングして、前記受信された音声信号に対応す
る中間周波数(IF)信号を出力するために適合される少なくとも1つのIFフ
ィルタと、 前記IF信号を入力して、所定の周波数でチョップされた前記受信された音声
信号を含むパルス振幅変調(PAM)信号のオーバレイによる正弦波からなる、
前記受信された音声信号に対応するベースバンド信号を出力するために適合され
る直交検出器と、 前記ベースバンド信号をフィルタリングして、前記PAM信号に等しい方形波
パルス列を出力するために適合される高域通過フィルタと、 前記方形波パルス列と同期するスイッチング信号を発生して、前記スイッチン
グ信号と180°位相が異なる信号を発生するために適合されるリンギング発振
器とを含み、 前記送信機は、前記スイッチング信号により所定の周波数でオン及びオフにさ
れ、前記受信機は、前記スイッチング信号と180°位相が異なる信号によりオ
ン及びオフされ、前記送信機がオンにされるときに前記受信機がオフにされるこ
とを保証する、 コードレス通信装置。 - 【請求項2】 前記ベースユニットに配置され、送信機及び受信機を有する
トランシーバをさらに備え、 前記ベースユニットの前記トランシーバは、 音声信号を入力して、前記音声信号の振幅変動よりも少ない振幅変動を有する
圧縮された音声信号を出力するために適合される圧伸器と、 前記圧縮された音声信号を入力して、前記所定の周波数でチョップされた前記
音声信号を含む前記PAM信号を出力するために適合されるチョッパと、 前記PAM信号により制御され、変調信号を出力するために適合される変調器
と、 前記変調信号により制御されるために適合される電圧制御発振器とを含む、 請求項1記載のコードレス通信装置。 - 【請求項3】 前記ベースユニットの前記トランシーバは、前記ベースバン
ド信号をフィルタリングして、前記PAM信号のオーバレイがない正弦波を前記
圧伸器に供給するために適合される低域通過フィルタをさらに含む、 請求項2記載のコードレス通信装置。 - 【請求項4】 前記ハンドセットユニットの前記トランシーバは、 位相ロックループと、 前記位相ロックループのための基準信号を供給するために適合される基準発振
器と、 固定された除数により前記基準信号を除算して、前記所定の周波数でチョップ
された基準音声信号を発生するために適合される固定除算器とをさらに備える、
請求項1記載のコードレス通信装置。 - 【請求項5】 前記ハンドセットユニットの前記トランシーバは、 電圧制御発振器と、 前記スイッチング信号と受信されたスイッチング信号とを比較して、前記スイ
ッチング信号と前記受信されたスイッチング信号の間の周波数の差に基づいた誤
差信号を発生するために適合される排他的論理和ゲートと、 前記誤差信号を積分して、前記積分された誤差信号を前記基準発振器に供給す
るために適合される抵抗とキャパシタからなるRC低域通過フィルタとをさらに
備え、 前記基準発振器は、前記ベースユニットで発生されたPAM信号に関して前記
ハンドセットユニットで発生されたPAM信号の周波数を修正し、前記ベースユ
ニット及び前記ハンドセットユニットにおける前記電圧制御発振器の周波数を修
正するために、前記位相ロックループに供給される基準周波数を修正する、 請求項4記載のコードレス通信装置。 - 【請求項6】 ハンドセットユニット及びベースユニットを有するコードレ
ス通信装置であって、 前記ベースユニットに配置され、送信機と受信機を有するトランシーバを備え
、 前記ベースユニットの前記トランシーバは、 音声信号を入力して、前記音声信号の振幅変動よりも小さい振幅変動を有する
圧縮された音声信号を出力するために適合される圧伸器と、 前記圧縮された音声信号を入力して、所定の周波数でチョップされた前記音声
信号を含むパルス振幅変調(PAM)信号を出力するために適合されるチョッパ
と、 前記PAM信号により制御され、変調信号を出力するために適合される変調器
と、 前記変調信号により制御されるために適合される電圧制御発振器を含む、 コードレス通信装置。 - 【請求項7】 前記ハンドセットユニットに配置され、送信機及び受信機を
有するトランシーバをさらに備え、 前記ハンドセットユニットの前記トランシーバは、 受信された音声信号をフィルタリングして、前記受信された音声信号に対応す
る中間周波数(IF)信号を出力するために適合される少なくとも1つのIFフ
ィルタと、 前記IF信号を入力して、所定の周波数でチョップされた前記受信された音声
信号を含むパルス振幅変調(PAM)のオーバレイによる正弦波からなる、前記
受信された音声信号に対応するベースバンド信号を出力するために適合される直
交検出器と、 前記ベースバンド信号をフィルタリングして、前記ベースバンド信号の前記P
AM信号に等しい方形波パルス列を出力するために適合される高域通過フィルタ
と、 前記方形波パルス列と同期するスイッチング信号を発生して、前記スイッチン
グ信号と180°位相が異なる信号を発生するために適合されるリンギング発振
器とを含み、 前記送信機は、前記スイッチング信号により所定の周波数でオン及びオフにさ
れ、前記受信機は、前記スイッチング信号と180°位相が異なる信号によりオ
ン及びオフされ、前記送信機がオンにされるときに前記受信機がオフにされるこ
とを保証する、 請求項6記載のコードレス通信装置。 - 【請求項8】 前記ベースユニットの前記トランシーバは、前記ベースバン
ド信号をフィルタリングして、前記PAM信号のオーバレイがない正弦波を前記
圧伸器に供給するために適合される低域通過フィルタをさらに含む、 請求項6記載のコードレス通信装置。 - 【請求項9】 前記ハンドセットユニットの前記トランシーバは、 位相ロックループと、 前記位相ロックループのための基準信号を供給するために適合される基準発振
器と、 固定された除数により前記基準信号を除算して、前記所定の周波数でチョップ
された基準音声信号を発生するために適合される固定除算器とをさらに備える、
請求項6記載のコードレス通信装置。 - 【請求項10】 前記ハンドセットユニットの前記トランシーバは、 前記スイッチング信号と受信されたスイッチング信号とを比較して、前記スイ
ッチング信号と前記受信されたスイッチング信号の間の周波数の差に基づいた誤
差信号を発生するために適合される排他的論理和ゲートと、 前記誤差信号を積分して、前記積分された誤差信号を前記基準発振器に供給す
るために適合される抵抗とキャパシタからなるRC低域通過フィルタとをさらに
備え、 前記基準発振器は、前記ベースユニットで発生されたPAM信号に関して前記
ハンドセットユニットで発生されたPAM信号の周波数を修正し、前記ベースユ
ニット及び前記ハンドセットユニットにおける電圧制御発振器の周波数を修正す
るために、前記位相ロックループに供給される基準周波数を修正する、 請求項9記載のコードレス通信装置。
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