JPH0412055B2 - - Google Patents
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- JPH0412055B2 JPH0412055B2 JP56136260A JP13626081A JPH0412055B2 JP H0412055 B2 JPH0412055 B2 JP H0412055B2 JP 56136260 A JP56136260 A JP 56136260A JP 13626081 A JP13626081 A JP 13626081A JP H0412055 B2 JPH0412055 B2 JP H0412055B2
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- Japan
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- signal
- phase
- voltage controlled
- controlled oscillator
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- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 6
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims description 3
- 239000008186 active pharmaceutical agent Substances 0.000 description 21
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
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- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
- H04L27/12—Modulator circuits; Transmitter circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/20—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/2032—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner
- H04L27/2092—Modulator circuits; Transmitter circuits for discrete phase modulation, e.g. in which the phase of the carrier is modulated in a nominally instantaneous manner with digital generation of the modulated carrier (does not include the modulation of a digitally generated carrier)
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は例えば移動無線通信機等に使用して好
適な無線通信用変調装置に係わり、特にVHF帯
以上の周波数におけるSCPC（Single Channel
Per Carrier）のFM変調とPSK（Phase Shift
Keying）変調とを同一回路構成をもつて行う無
線通信用変調装置に関する。
適な無線通信用変調装置に係わり、特にVHF帯
以上の周波数におけるSCPC（Single Channel
Per Carrier）のFM変調とPSK（Phase Shift
Keying）変調とを同一回路構成をもつて行う無
線通信用変調装置に関する。
従来、移動体例えば船舶、飛行機等に搭載する
VHF帯以上の周波数を取り扱う無線通信機にお
いては、Ｃ級増幅器を使用して２周波以上の信号
波を同時に送信する同時送信方式をとることな
く、主として音声信号の伝送には狭帯域のFM変
調が用いられ、両機器間の制御およびデータの信
号の伝送には音声帯域内におけるFSK
（Frequency Shift Keying）変調が用いられ、両
信号を個別に伝送する形態をとつている。
VHF帯以上の周波数を取り扱う無線通信機にお
いては、Ｃ級増幅器を使用して２周波以上の信号
波を同時に送信する同時送信方式をとることな
く、主として音声信号の伝送には狭帯域のFM変
調が用いられ、両機器間の制御およびデータの信
号の伝送には音声帯域内におけるFSK
（Frequency Shift Keying）変調が用いられ、両
信号を個別に伝送する形態をとつている。
しかし、その後、取り扱う情報量の増大に対処
し、かつ、安定した伝送路を確保（例えば通信用
衛星の利用等）する観点から両機器間の制御およ
びデータ通信の伝送は伝送効率の高いPSK変調
を採用するようになつてきた。
し、かつ、安定した伝送路を確保（例えば通信用
衛星の利用等）する観点から両機器間の制御およ
びデータ通信の伝送は伝送効率の高いPSK変調
を採用するようになつてきた。
従つて、かかる従来の無線通信機、とりわけ送
信機としては、第１図に示すように原発振器１の
発振周波数信号を１／Ｎ分周する分周器２、位相
検波器３、ローパスフイルタ４、電圧制御発振器
５および同発振器５の出力を１／N2分周する分
周器６等で構成されるFM変調器７、同じく原発
振器１の発振周波数信号を１／N3分周する分周
器８、位相検波器９、ローパスフイルタ１０、電
圧制御発振器１１およびこの発振器１１の出力を
１／N4分周する分周器１２等で構成されるPSK
変調器１３とを備え、これらの変調器７，１３の
出力をスイツチ回路１４によつて選択し、音声信
号VSおよびデータ信号DSを送信する構成であ
る。図中１５は周波数変換するアツプコンバー
タ、１６は電力増幅器である。
信機としては、第１図に示すように原発振器１の
発振周波数信号を１／Ｎ分周する分周器２、位相
検波器３、ローパスフイルタ４、電圧制御発振器
５および同発振器５の出力を１／N2分周する分
周器６等で構成されるFM変調器７、同じく原発
振器１の発振周波数信号を１／N3分周する分周
器８、位相検波器９、ローパスフイルタ１０、電
圧制御発振器１１およびこの発振器１１の出力を
１／N4分周する分周器１２等で構成されるPSK
変調器１３とを備え、これらの変調器７，１３の
出力をスイツチ回路１４によつて選択し、音声信
号VSおよびデータ信号DSを送信する構成であ
る。図中１５は周波数変換するアツプコンバー
タ、１６は電力増幅器である。
次に、従来のPSK変調器について第３図ａを
参照して説明する。先ず、PSK変調器１３にお
ける電圧制御発振器１１は、入力される電圧値に
より位相の連続を保持し、発振周波数を変化させ
るものである。通常、このような発振器１１には
可変容量ダイオードが用いられ、この可変容量ダ
イオードに加わる電圧値により容量が変化して発
振周波数が変化する。このことは、データ信号
DSの立ち上がり（立ち下がり）に伴つて電圧値
が変化すると、電圧制御発振器１１ではループに
追従するまで発振周波数が変化する。一方、ロー
パスフイルタ１０は、帯域が十分広い低域フイル
タを用いることから、応答速度が速く、図に示す
ような波形の信号S5が直ちに出力し、これに伴つ
てループが追従し、先に説明した可変容量ダイオ
ードの両端には同一電圧のデータ信号DSと信号
S5が加わる。よつて、位相の連続を保持し、周波
数が元の値に戻ることになる。つまり、ループの
追従が速いために、元の周波数についてみれば、
あたかも位相が変化したことと同様な結果が得ら
れる。ここで、入力されるデータ信号DSの電圧
値は、所定の位相（πラジアン）が変化するよう
に予め調整されている。
参照して説明する。先ず、PSK変調器１３にお
ける電圧制御発振器１１は、入力される電圧値に
より位相の連続を保持し、発振周波数を変化させ
るものである。通常、このような発振器１１には
可変容量ダイオードが用いられ、この可変容量ダ
イオードに加わる電圧値により容量が変化して発
振周波数が変化する。このことは、データ信号
DSの立ち上がり（立ち下がり）に伴つて電圧値
が変化すると、電圧制御発振器１１ではループに
追従するまで発振周波数が変化する。一方、ロー
パスフイルタ１０は、帯域が十分広い低域フイル
タを用いることから、応答速度が速く、図に示す
ような波形の信号S5が直ちに出力し、これに伴つ
てループが追従し、先に説明した可変容量ダイオ
ードの両端には同一電圧のデータ信号DSと信号
S5が加わる。よつて、位相の連続を保持し、周波
数が元の値に戻ることになる。つまり、ループの
追従が速いために、元の周波数についてみれば、
あたかも位相が変化したことと同様な結果が得ら
れる。ここで、入力されるデータ信号DSの電圧
値は、所定の位相（πラジアン）が変化するよう
に予め調整されている。
例えば原発振器１から20KHzの周波数信号S1が
分周器８に入力されているが、このとき、各分周
器８，１２は例えば１／４の分周比に設定されて
いる。これによつて分周器８から原発振器１の信
号を１／４に分周し、5KHzの基準信号S2が位波
検波器９の一方入力端に供給される。この位波検
波器９の他方入力端には分周器１２から5MHzの
被変調帰還信号S3が供給されるが、このときデー
タ信号DSがローレベルからハイレベルに変化す
ることにより電圧制御発振器１１の位相をシフト
させて同図イの如く位相がπ／４ラジアン進みを
生じ、またデータ信号DSがハイレベルからロー
レベルに変化することにより同図ロの如き位相が
π／４ラジアン遅れてもとに戻る被変調帰還信号
S3が供給される。そこで、これら基準信号S2と被
変調帰還信号S3とが位相比較器９で位相検波さ
れ、ここで得られた位相検波信号S4が広帯域のロ
ーパスフイルタ１０を通ることにより同図に示す
S5を得る。この信号S5はデータ信号DSの伝送速
度（ボーレート）に対してローパスフイルタ１０
のカツトオフ周波数を例えば10倍程度高くするこ
とにより、データ信号DSとほぼ同じ波形となり、
この信号S5が電圧制御発振器１１の入力端に供給
される。その結果、電圧制御発振器１１には同じ
レベルの信号S5とデータ信号DSが加わるので、
入力電圧差が零となり、あたかも発振周波数が変
化することなく、位相のみが変化した信号S6が得
られる。すなわち、電圧制御発振器１１からは第
３図ａに示すようにデータ信号DS（フイルタ１０
の出力S5）のローレベルからハイレベルへ移行す
る間に発振周波数が変化し、元の周波数に戻るこ
とにより連続的にπラジアン（180°）、つまり
｛（π／４）・４｝位相シフトして図示点線に示す
位相反転した信号S6が得られる。すなわち、電圧
制御発振器１１からは２相のPSK変調による高
周波信号を送信できる。
分周器８に入力されているが、このとき、各分周
器８，１２は例えば１／４の分周比に設定されて
いる。これによつて分周器８から原発振器１の信
号を１／４に分周し、5KHzの基準信号S2が位波
検波器９の一方入力端に供給される。この位波検
波器９の他方入力端には分周器１２から5MHzの
被変調帰還信号S3が供給されるが、このときデー
タ信号DSがローレベルからハイレベルに変化す
ることにより電圧制御発振器１１の位相をシフト
させて同図イの如く位相がπ／４ラジアン進みを
生じ、またデータ信号DSがハイレベルからロー
レベルに変化することにより同図ロの如き位相が
π／４ラジアン遅れてもとに戻る被変調帰還信号
S3が供給される。そこで、これら基準信号S2と被
変調帰還信号S3とが位相比較器９で位相検波さ
れ、ここで得られた位相検波信号S4が広帯域のロ
ーパスフイルタ１０を通ることにより同図に示す
S5を得る。この信号S5はデータ信号DSの伝送速
度（ボーレート）に対してローパスフイルタ１０
のカツトオフ周波数を例えば10倍程度高くするこ
とにより、データ信号DSとほぼ同じ波形となり、
この信号S5が電圧制御発振器１１の入力端に供給
される。その結果、電圧制御発振器１１には同じ
レベルの信号S5とデータ信号DSが加わるので、
入力電圧差が零となり、あたかも発振周波数が変
化することなく、位相のみが変化した信号S6が得
られる。すなわち、電圧制御発振器１１からは第
３図ａに示すようにデータ信号DS（フイルタ１０
の出力S5）のローレベルからハイレベルへ移行す
る間に発振周波数が変化し、元の周波数に戻るこ
とにより連続的にπラジアン（180°）、つまり
｛（π／４）・４｝位相シフトして図示点線に示す
位相反転した信号S6が得られる。すなわち、電圧
制御発振器１１からは２相のPSK変調による高
周波信号を送信できる。
しかして、以上のような変調装置にあつては、
通信の開始時、制御を含むデータ信号DSで変調
されたPSK信号波をPSK変調器１３から出力し、
スイツチ回路１４を介して後続のアツプコンバー
タ１５で周波数変換した後、増幅器１６で所定の
電力まで増幅しアンテナ１７を介して送信する。
相手側機器との通話路が設定されると、その通信
の種別（音声又はデータ）に応じて発する切替制
御信号SSを用いてスイツチ回路１４を駆動し、
再び変調器７，１３の何れかを選択する。このと
き、音声信号VSの場合にはFM変調器７を用い、
データ信号DSの場合にはPSK変調器１３を用い
て送信する。
通信の開始時、制御を含むデータ信号DSで変調
されたPSK信号波をPSK変調器１３から出力し、
スイツチ回路１４を介して後続のアツプコンバー
タ１５で周波数変換した後、増幅器１６で所定の
電力まで増幅しアンテナ１７を介して送信する。
相手側機器との通話路が設定されると、その通信
の種別（音声又はデータ）に応じて発する切替制
御信号SSを用いてスイツチ回路１４を駆動し、
再び変調器７，１３の何れかを選択する。このと
き、音声信号VSの場合にはFM変調器７を用い、
データ信号DSの場合にはPSK変調器１３を用い
て送信する。
なお、両変調器７，１３とも位相検波器３，
９、ローパスフイルタ４，１０、電圧制御発振器
５，１１および分周器６，１２からなる位相同期
回路を採用したのは、次のような理由になる。先
ず、FM変調器７の場合、その搬送中心周波数が
原発振器１から得る基準信号の周波数と同期して
いるので、安定度にすぐれ、かつ、電圧制御発振
器５を直接音声信号VSでFM変調するため周波
数偏移量に対する直線性が良好である。また、
PSK変調器１３にあつては、位相変化を緩かに
して変調出力波形を一定振幅とし、かつＣ級増幅
後の帯域の広がりを防ぐ利点を有している。
９、ローパスフイルタ４，１０、電圧制御発振器
５，１１および分周器６，１２からなる位相同期
回路を採用したのは、次のような理由になる。先
ず、FM変調器７の場合、その搬送中心周波数が
原発振器１から得る基準信号の周波数と同期して
いるので、安定度にすぐれ、かつ、電圧制御発振
器５を直接音声信号VSでFM変調するため周波
数偏移量に対する直線性が良好である。また、
PSK変調器１３にあつては、位相変化を緩かに
して変調出力波形を一定振幅とし、かつＣ級増幅
後の帯域の広がりを防ぐ利点を有している。
しかし、以上述べたように従来の無線通信用変
調装置では、同時に複数の信号波を送信しないに
も拘らず、それぞれの信号波に対応して独立の変
調器７，１３を用意し、これらの変調器７，１３
の切替制御信号SSによつて選択する構成として
いるので、きわめて多くの機能回路を必要とし実
装上の問題があり、またコスト的に非常に高くな
る欠点がある。
調装置では、同時に複数の信号波を送信しないに
も拘らず、それぞれの信号波に対応して独立の変
調器７，１３を用意し、これらの変調器７，１３
の切替制御信号SSによつて選択する構成として
いるので、きわめて多くの機能回路を必要とし実
装上の問題があり、またコスト的に非常に高くな
る欠点がある。
本発明は上記実情に鑑みてなされたもので、そ
の目的とするところは、PSK変調とFM変調を一
回路で実現することにより、他変調回路からの干
渉をなくして精度の向上を図り得、かつ、実装面
積の削減を図り得る無線通信用変調装置を提供す
ることにある。
の目的とするところは、PSK変調とFM変調を一
回路で実現することにより、他変調回路からの干
渉をなくして精度の向上を図り得、かつ、実装面
積の削減を図り得る無線通信用変調装置を提供す
ることにある。
以下、本発明の実施例について図面を参照して
説明する。第２図は一実施例としての無線通信用
変調装置を示す図であつて、この装置は、音声信
号VSおよび制御信号を含むデータ信号DSを選択
するスイツチ回路３１と、原発振器３２と、第１
の分周比切替式分周器３３と、位相同期回路３４
とで構成され、この位相同期回路３４は位相検波
器３４１、ローパスフイルタ３４２、電圧制御発
振器３４３および第２の分周比切替式分周器３４
４からなる。前記スイツチ回路３１は、例えばア
ナログスイツチを用い、送信すべき信号波（音声
又はデータ）の種別に応じて発生する切替制御信
号SSを受けて音声信号VS又はデータ信号DSの
何れかを選択して変調の用に供すべく電圧制御発
振器３４３に供給する。原発振器３２は、高安定
な水晶発振器を用い、例えば20MHzの周波数信号
を発振出力するものである。第１の分周比切替式
分周器３３は、切替制御信号SSに応じて原発振
器３２から出力された周波数信号を異なる分周比
で分周して基準信号とし位相検波器３４１に供給
する機能を持つている。この分周器３３の分周比
はFM変調とPSK変調との選択による位相同期回
路３４の位相追従範囲によつて予め定められる。
また、第２の分周比切替式分周器３４４は、同じ
く切替制御信号SSに応じて電圧制御発振器３４
３の出力を異なる分周比で分周して位相検波器３
４１に供給する。この第２の分周比切替式分周器
３４４の分周比は、例えばFM変調に対しては音
声信号の最低周波数（通常300Hz）で数ＫHz〜数
10KHzの周波数偏移量が得られるように数100分
の１とし、これに応じてローパスフイルタ３４２
のカツトオフ周波数を最低変調周波数でも位相誤
差のないように十分小さく設定する。また、
PSK変調における第２の分周比切替式分周器３
４４の分周比は、電圧制御発振器３４３の位相偏
移を±π／２ラジアンとするために小さくし、か
つ、ローパスフイルタ３４２は逆に切替制御信号
SSによつて広帯域化が図られる。なお、図中３
５はアツプコンバータ、３６は電力増幅器、３７
はアンテナである。
説明する。第２図は一実施例としての無線通信用
変調装置を示す図であつて、この装置は、音声信
号VSおよび制御信号を含むデータ信号DSを選択
するスイツチ回路３１と、原発振器３２と、第１
の分周比切替式分周器３３と、位相同期回路３４
とで構成され、この位相同期回路３４は位相検波
器３４１、ローパスフイルタ３４２、電圧制御発
振器３４３および第２の分周比切替式分周器３４
４からなる。前記スイツチ回路３１は、例えばア
ナログスイツチを用い、送信すべき信号波（音声
又はデータ）の種別に応じて発生する切替制御信
号SSを受けて音声信号VS又はデータ信号DSの
何れかを選択して変調の用に供すべく電圧制御発
振器３４３に供給する。原発振器３２は、高安定
な水晶発振器を用い、例えば20MHzの周波数信号
を発振出力するものである。第１の分周比切替式
分周器３３は、切替制御信号SSに応じて原発振
器３２から出力された周波数信号を異なる分周比
で分周して基準信号とし位相検波器３４１に供給
する機能を持つている。この分周器３３の分周比
はFM変調とPSK変調との選択による位相同期回
路３４の位相追従範囲によつて予め定められる。
また、第２の分周比切替式分周器３４４は、同じ
く切替制御信号SSに応じて電圧制御発振器３４
３の出力を異なる分周比で分周して位相検波器３
４１に供給する。この第２の分周比切替式分周器
３４４の分周比は、例えばFM変調に対しては音
声信号の最低周波数（通常300Hz）で数ＫHz〜数
10KHzの周波数偏移量が得られるように数100分
の１とし、これに応じてローパスフイルタ３４２
のカツトオフ周波数を最低変調周波数でも位相誤
差のないように十分小さく設定する。また、
PSK変調における第２の分周比切替式分周器３
４４の分周比は、電圧制御発振器３４３の位相偏
移を±π／２ラジアンとするために小さくし、か
つ、ローパスフイルタ３４２は逆に切替制御信号
SSによつて広帯域化が図られる。なお、図中３
５はアツプコンバータ、３６は電力増幅器、３７
はアンテナである。
次に、以上のように構成された装置の動作を説
明する。先ず、通信を開始する場合、相手側機器
からの呼出しに対する応答信号、また自己側機器
から相手側機器を呼出す場合には呼出信号を送出
するが、このためには制御信号を含むデータ信号
DSを送出する必要がある。一方、相手側機器と
の間で通話路が設定された時、その通信の種別に
応じて例えば音声信号VSを送信する必要がある。
以下、通信の種別に分けて第３図を参照しながら
説明する。
明する。先ず、通信を開始する場合、相手側機器
からの呼出しに対する応答信号、また自己側機器
から相手側機器を呼出す場合には呼出信号を送出
するが、このためには制御信号を含むデータ信号
DSを送出する必要がある。一方、相手側機器と
の間で通話路が設定された時、その通信の種別に
応じて例えば音声信号VSを送信する必要がある。
以下、通信の種別に分けて第３図を参照しながら
説明する。
データ信号DSを送信する場合。
原発振器３２から例えば20MHzの周波数信号
S1が第１の分周比切替式分周器３３に入力され
ているが、このとき例えばハイレベルの切替制
御信号SSが第１の分周比切替式分周器３３の
ほか、スイツチ回路３１、第２の分周比切替式
分周器３４４、ローパスフイルタ３４２に供給
される。その結果、各分周器３３，３４４は例
えば１／４の分周比に設定され、これにより第
１の分周比切替式分周器３３から原発振器３２
の信号を１／４に分周し、5MHzの基準信号S2
が位波検相器３４１の一方入力端に供給され
る。この位相検波器３４１の他方入力端には第
２の分周比切替式分周器３４４から5MHzの被
変調帰還信号S3が供給されるが、このときデー
タ信号DSがローレベルからハイレベルに変化
することにより電圧制御発振器３４３の位相を
シフトさせて同図イの如く位相がπ／４ラジア
ン進みを生じ、またデータ信号DSがハイレベ
ルからローレベルに変化することにより同図ロ
の如き位相がπ／４ラジアン遅れてもとに戻る
被変調帰還信号S3が供給される。そこで、これ
ら基準信号S2と被変調帰還信号S3とが位相比較
器３４１で位相検波され、ここで得られた位相
検波信号S4が切替制御信号SSによつて広帯域
化されたのローパスフイルタ３４２を通ること
により同図に示す信号S5を得る。この信号S5は
データ信号DSの伝送速度（ボーレツト）に対
してローパスフイルタ３４２カツトオフ周波数
を例えば10倍程度高くすることにより、データ
信号DSと略同じ波形となり、この信号S5が電
圧制御発振器３４３の入力端に供給される。す
なわち電圧制御発振器３４３からは第３図ａに
示すようにデータ信号DS（フイルタ３４２の出
力S5）のローレベルからハイレベルへ移行する
間に連続的にπラジアン（180°）つまり
｛（π／４）・４｝位相シフトして図示点線に示
す位相反転した信号S6が得られる。すなわち、
電圧制御発振器３４３からは２相のPSK変調
による高周波信号を送信できる。
S1が第１の分周比切替式分周器３３に入力され
ているが、このとき例えばハイレベルの切替制
御信号SSが第１の分周比切替式分周器３３の
ほか、スイツチ回路３１、第２の分周比切替式
分周器３４４、ローパスフイルタ３４２に供給
される。その結果、各分周器３３，３４４は例
えば１／４の分周比に設定され、これにより第
１の分周比切替式分周器３３から原発振器３２
の信号を１／４に分周し、5MHzの基準信号S2
が位波検相器３４１の一方入力端に供給され
る。この位相検波器３４１の他方入力端には第
２の分周比切替式分周器３４４から5MHzの被
変調帰還信号S3が供給されるが、このときデー
タ信号DSがローレベルからハイレベルに変化
することにより電圧制御発振器３４３の位相を
シフトさせて同図イの如く位相がπ／４ラジア
ン進みを生じ、またデータ信号DSがハイレベ
ルからローレベルに変化することにより同図ロ
の如き位相がπ／４ラジアン遅れてもとに戻る
被変調帰還信号S3が供給される。そこで、これ
ら基準信号S2と被変調帰還信号S3とが位相比較
器３４１で位相検波され、ここで得られた位相
検波信号S4が切替制御信号SSによつて広帯域
化されたのローパスフイルタ３４２を通ること
により同図に示す信号S5を得る。この信号S5は
データ信号DSの伝送速度（ボーレツト）に対
してローパスフイルタ３４２カツトオフ周波数
を例えば10倍程度高くすることにより、データ
信号DSと略同じ波形となり、この信号S5が電
圧制御発振器３４３の入力端に供給される。す
なわち電圧制御発振器３４３からは第３図ａに
示すようにデータ信号DS（フイルタ３４２の出
力S5）のローレベルからハイレベルへ移行する
間に連続的にπラジアン（180°）つまり
｛（π／４）・４｝位相シフトして図示点線に示
す位相反転した信号S6が得られる。すなわち、
電圧制御発振器３４３からは２相のPSK変調
による高周波信号を送信できる。
音声信号VSを送信する場合。
音声信号VSを送信する場合にはローレベル
の切替制御信号SSを各分周器３３，３４４、
スイツチ回路３１およびローパスフイルタ３４
２に供給する。この場合、各分周器３３，３４
４例えば１／200の分周比に設定される。その
結果、第１の分周比切替式分周器３３から原発
振器３２の信号S1を１／200に分周し、かつ、
無調整時にローレベルとなる100KHzの基準信
号S2が位相検波器３４１の一方入力端に供給さ
れ、また位相検波器３４１の他方入力端には第
２の分周比切替式分周器３４４から100KHzの
被変調帰還信号S3が供給される。このとき、こ
の被変調帰還信号S3は被変調指数に応じてデユ
ーテイが変化している。そこで、これら基準信
号S2と被変調帰還信号S3とが位相検波器３４１
で位相検波されて200KHzの位相検波信号S4が
出力され、これが変調周波数を１／200にした
周波数より十分小さいカツトオフとしたローパ
スフイルタ３４２を通つて変調成分は除去され
電圧制御発振器３４３の周波数ドリフト分変化
する直流信号S5のみが出力され、電圧制御発振
器３４３に供給される。その結果、電圧制御発
振器３４３からは周波数安定度が原発振器３２
と同等でかつ変調度に応じた粗密度となるFM
変調による高周波信号S6が送信される。
の切替制御信号SSを各分周器３３，３４４、
スイツチ回路３１およびローパスフイルタ３４
２に供給する。この場合、各分周器３３，３４
４例えば１／200の分周比に設定される。その
結果、第１の分周比切替式分周器３３から原発
振器３２の信号S1を１／200に分周し、かつ、
無調整時にローレベルとなる100KHzの基準信
号S2が位相検波器３４１の一方入力端に供給さ
れ、また位相検波器３４１の他方入力端には第
２の分周比切替式分周器３４４から100KHzの
被変調帰還信号S3が供給される。このとき、こ
の被変調帰還信号S3は被変調指数に応じてデユ
ーテイが変化している。そこで、これら基準信
号S2と被変調帰還信号S3とが位相検波器３４１
で位相検波されて200KHzの位相検波信号S4が
出力され、これが変調周波数を１／200にした
周波数より十分小さいカツトオフとしたローパ
スフイルタ３４２を通つて変調成分は除去され
電圧制御発振器３４３の周波数ドリフト分変化
する直流信号S5のみが出力され、電圧制御発振
器３４３に供給される。その結果、電圧制御発
振器３４３からは周波数安定度が原発振器３２
と同等でかつ変調度に応じた粗密度となるFM
変調による高周波信号S6が送信される。
従つて、以上説明したように本発明によれ
ば、基準信号入力用分周器、位相同期回路の帰
還用分周器およびローパスフイルタ等を通信の
種別に応じてその分周比およびローパスフイル
タの定数を切替えるようにしたので、実質的に
一個の変調回路要素をもつてFM変調とPSK変
調による信号伝送が可能となる。従つて、装置
の小形化に大きく貢献するとともに、電力消費
の低減及び価格の低廉化を図れ、かつ、FM変
調およびPSK変調とも位相同期回路の利点を
生かして共用回路で実現し得、しかもFM変調
またはPSK変調として動作しているとき、他
方のPSK変調またはFM変調が全く機能してい
ないので、例えばスイツチ回路を介して信号漏
れ等により両変調器間で相互に干渉し合うとい
つた問題がなくなり変調信号を忠実に伝送でき
る無線通信用変調装置を提供できる。
ば、基準信号入力用分周器、位相同期回路の帰
還用分周器およびローパスフイルタ等を通信の
種別に応じてその分周比およびローパスフイル
タの定数を切替えるようにしたので、実質的に
一個の変調回路要素をもつてFM変調とPSK変
調による信号伝送が可能となる。従つて、装置
の小形化に大きく貢献するとともに、電力消費
の低減及び価格の低廉化を図れ、かつ、FM変
調およびPSK変調とも位相同期回路の利点を
生かして共用回路で実現し得、しかもFM変調
またはPSK変調として動作しているとき、他
方のPSK変調またはFM変調が全く機能してい
ないので、例えばスイツチ回路を介して信号漏
れ等により両変調器間で相互に干渉し合うとい
つた問題がなくなり変調信号を忠実に伝送でき
る無線通信用変調装置を提供できる。
第１図は従来装置のブロツク図、第２図は本発
明に係わる無線通信用変調装置の一実施例を示す
ブロツク図、第３図ａ，ｂは第２図の動作波形を
概略的に示す図である。 ３１……スイツチ回路、３２……原発振器、３
３……第１の分周比切替式分周器、３４……位相
同期回路、３４１……位相検波器、３４２……ロ
ーパスフイルタ、３４３……電圧制御発振器、３
４４……第２の分周比切替式分周器、SS……切
替制御信号、VS……音声信号、DS……制御を含
むデータ信号。
明に係わる無線通信用変調装置の一実施例を示す
ブロツク図、第３図ａ，ｂは第２図の動作波形を
概略的に示す図である。 ３１……スイツチ回路、３２……原発振器、３
３……第１の分周比切替式分周器、３４……位相
同期回路、３４１……位相検波器、３４２……ロ
ーパスフイルタ、３４３……電圧制御発振器、３
４４……第２の分周比切替式分周器、SS……切
替制御信号、VS……音声信号、DS……制御を含
むデータ信号。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ データ信号が電圧制御発振器に入力されたと
きにはPSK変調し、また音声信号が前記電圧制
御発振器に入力されたときには当該音声信号を
FM変調して送信する無線通信用変調装置であつ
て、 周波数信号源３２と、この周波数信号源からの
原周波数信号を所定の分周比で分周して基準信号
を得る第１の分周器３３と、データ信号が入力さ
れる電圧制御発振器３４３と、この電圧制御発振
器の出力を所望の分周比で分周する第２の分周器
３４４と、この第２の分周器と前記基準信号とを
位相比較する位相検波器３４１と、この位相検波
器からの検波信号を予め定められた周波数で帯域
制限して前記電圧制御発振器に供給するローパス
フイルタ３４２とを有する無線通信用変調装置に
おいて、 前記第１の分周器３３は、データ信号および音
声信号によつて異なるレベルの切替制御信号SS
を受けたとき位相追従範囲内において所望の分周
比に切替える第１の分周比切替え式分周器３３で
あり、 前記第２の分周器３４４は、前記データ信号に
係わる前記切替制御信号SSを受けたとき前記電
圧制御発振器の位相偏移が±π／２ラジアンとな
り、また音声信号に係わる前記切替制御信号SS
を受けたとき当該音声信号の最低周波数において
数ＫHz〜数10KHzの周波数偏移となるような分周
比に切替える第２の分周比切替え式分周器３４４
であり、 また前記ローパスフイルタ３４２は、前記デー
タ信号に係わる前記切替制御信号SSを受けたと
きカツトオフ周波数を前記データ信号のボーレー
トに比べて高く設定し、また音声信号に係わる前
記切替制御信号SSを受けたとき位相誤差の生じ
ない範囲でカツトオフ周波数を小さく設定する周
波数設定切替え式ローパスフイルタ３４２である
ことを特徴とする無線通信用変調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56136260A JPS5838053A (ja) | 1981-08-31 | 1981-08-31 | 無線通信用変調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56136260A JPS5838053A (ja) | 1981-08-31 | 1981-08-31 | 無線通信用変調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5838053A JPS5838053A (ja) | 1983-03-05 |
| JPH0412055B2 true JPH0412055B2 (ja) | 1992-03-03 |
Family
ID=15171019
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56136260A Granted JPS5838053A (ja) | 1981-08-31 | 1981-08-31 | 無線通信用変調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5838053A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1985002966A1 (en) * | 1983-12-22 | 1985-07-04 | Griffith University | A phase shift keying and phase modulation transmission system |
| US5539770A (en) * | 1993-11-19 | 1996-07-23 | Victor Company Of Japan, Ltd. | Spread spectrum modulating apparatus using either PSK or FSK primary modulation |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5521686B2 (ja) * | 1974-12-10 | 1980-06-11 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6241465Y2 (ja) * | 1978-07-28 | 1987-10-23 |
-
1981
- 1981-08-31 JP JP56136260A patent/JPS5838053A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5521686B2 (ja) * | 1974-12-10 | 1980-06-11 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5838053A (ja) | 1983-03-05 |
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