JPH11136141A - 受信パルス列信号の２値化装置 - Google Patents
受信パルス列信号の２値化装置Info
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- JPH11136141A JPH11136141A JP31597097A JP31597097A JPH11136141A JP H11136141 A JPH11136141 A JP H11136141A JP 31597097 A JP31597097 A JP 31597097A JP 31597097 A JP31597097 A JP 31597097A JP H11136141 A JPH11136141 A JP H11136141A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 送信側の構成を簡単化する。
【解決手段】 パルス列信号がＦＭ変調されたＦＭ変調
波を受信・ＦＭ復調した受信パルス列信号を積分回路５
１Ａで積分し、しきい値信号発生回路６０において、積
分信号の平均レベルを所定の一定量だけ上側と下側に変
えて、各々、受信パルス列信号の立ち上がり部分と立ち
下がり部分に交差する第１，第２しきい値信号ＶTH(1)
，ＶTH(2) を発生させる。第１コンパレータ５２Ａと
第１エッジ検出回路６２Ａとにより、受信パルス列信号
がＶTH(1) の下側から上側に越えた立ち上がりタイミン
グを検出し、Ｒ−Ｓフリップフロップ６３をセットし、
第２コンパレータ５２Ｂと第２エッジ検出回路６２Ｂと
により、受信パルス列信号がＶTH(2) の上側から下側に
越えた立ち下がりタイミングを検出し、Ｒ−Ｓフリップ
フロップ６３をリセットすることで、Ｑ端子から正確な
２値化信号が出力される。
波を受信・ＦＭ復調した受信パルス列信号を積分回路５
１Ａで積分し、しきい値信号発生回路６０において、積
分信号の平均レベルを所定の一定量だけ上側と下側に変
えて、各々、受信パルス列信号の立ち上がり部分と立ち
下がり部分に交差する第１，第２しきい値信号ＶTH(1)
，ＶTH(2) を発生させる。第１コンパレータ５２Ａと
第１エッジ検出回路６２Ａとにより、受信パルス列信号
がＶTH(1) の下側から上側に越えた立ち上がりタイミン
グを検出し、Ｒ−Ｓフリップフロップ６３をセットし、
第２コンパレータ５２Ｂと第２エッジ検出回路６２Ｂと
により、受信パルス列信号がＶTH(2) の上側から下側に
越えた立ち下がりタイミングを検出し、Ｒ−Ｓフリップ
フロップ６３をリセットすることで、Ｑ端子から正確な
２値化信号が出力される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は受信パルス列信号の
２値化装置に係り、とくに、ＤＣＳ（ディジタルコード
スケルチ）信号等のパルス列信号のＦＭ変調波等の送信
信号を受信・復調した受信パルス列信号の２値化装置に
関する。
２値化装置に係り、とくに、ＤＣＳ（ディジタルコード
スケルチ）信号等のパルス列信号のＦＭ変調波等の送信
信号を受信・復調した受信パルス列信号の２値化装置に
関する。
【０００２】
【従来の技術】ＦＭ通信機には、マイク入力された音声
信号と選択呼び出し信号を加算してベースバンド信号と
し、このベースバンド信号をＦＭ変調して送信し、相手
局が自機宛の選択呼び出し信号を受信したときだけ受信
音声を出力させるようにした選択呼び出し機能を有する
ものがある。選択呼び出し信号にはトーン信号が用いら
れるほか、呼び出し相手局のコードを表すパルス列信号
（例えば、図７の如きＮＲＺ符号）も用いられる。
信号と選択呼び出し信号を加算してベースバンド信号と
し、このベースバンド信号をＦＭ変調して送信し、相手
局が自機宛の選択呼び出し信号を受信したときだけ受信
音声を出力させるようにした選択呼び出し機能を有する
ものがある。選択呼び出し信号にはトーン信号が用いら
れるほか、呼び出し相手局のコードを表すパルス列信号
（例えば、図７の如きＮＲＺ符号）も用いられる。
【０００３】ＦＭ変調は、変調信号であるベースバンド
信号が音声信号だけであればＰＬＬ回路のＶＣＯにベー
スバンド信号を変調用の制御電圧として印加することで
行える。しかし、ＶＣＯによる変調の場合、ＰＬＬ回路
は、ベースバンド信号の低周波成分には追従してベース
バンド信号による外乱が打ち消されてしまうのでＶＣＯ
の発振周波数が変化せずに変調が掛からず、或る周波数
以上の成分について追従できなくなり、ベースバンド信
号の振幅変化に応じてＶＣＯの発振周波数が変化し、変
調が掛かるため、低周波成分の変調ができない（図８参
照）。パルス列信号が加算されたベースバンド信号をＦ
Ｍ変調しようとするとき、パルス列信号は低周波成分も
有しているので、ＶＣＯによる変調だけではパルス列信
号の低周波成分の変調が足りず、受信側でＦＭ復調後の
パルス列信号が大きく歪んでしまい、コードデータの読
み取りエラーを生じて選択呼び出しの誤動作を招く。
信号が音声信号だけであればＰＬＬ回路のＶＣＯにベー
スバンド信号を変調用の制御電圧として印加することで
行える。しかし、ＶＣＯによる変調の場合、ＰＬＬ回路
は、ベースバンド信号の低周波成分には追従してベース
バンド信号による外乱が打ち消されてしまうのでＶＣＯ
の発振周波数が変化せずに変調が掛からず、或る周波数
以上の成分について追従できなくなり、ベースバンド信
号の振幅変化に応じてＶＣＯの発振周波数が変化し、変
調が掛かるため、低周波成分の変調ができない（図８参
照）。パルス列信号が加算されたベースバンド信号をＦ
Ｍ変調しようとするとき、パルス列信号は低周波成分も
有しているので、ＶＣＯによる変調だけではパルス列信
号の低周波成分の変調が足りず、受信側でＦＭ復調後の
パルス列信号が大きく歪んでしまい、コードデータの読
み取りエラーを生じて選択呼び出しの誤動作を招く。
【０００４】このため、音声信号にパルス列信号の加算
されたベースバンド信号の場合、ＰＬＬ回路の基準周波
数信号発生器をＶＣＸＯで構成し、ベースバンド信号を
ＶＣＯとＶＣＸＯの両者に変調用の制御電圧として印加
するようにしている。ＶＣＸＯによる変調の場合、ＰＬ
Ｌ回路は、基準周波数信号の低い周波数変動には追従し
てＶＣＯの発振周波数が変化するので変調が掛かり、或
る周波数以上の変動には追従できずＶＣＯの発振周波数
が変化せず、変調が掛からない（図９参照）。
されたベースバンド信号の場合、ＰＬＬ回路の基準周波
数信号発生器をＶＣＸＯで構成し、ベースバンド信号を
ＶＣＯとＶＣＸＯの両者に変調用の制御電圧として印加
するようにしている。ＶＣＸＯによる変調の場合、ＰＬ
Ｌ回路は、基準周波数信号の低い周波数変動には追従し
てＶＣＯの発振周波数が変化するので変調が掛かり、或
る周波数以上の変動には追従できずＶＣＯの発振周波数
が変化せず、変調が掛からない（図９参照）。
【０００５】図６は、音声信号と選択呼び出し用のパル
ス列信号を加算したベースバンド信号をＦＭ変調して送
信する従来のＦＭ通信機の送信系のブロック図である。
１はマイク端子、２はマイク端子１に接続されて話者の
音声を音声信号に変換するマイクである。３はマイク端
子１に接続されて音声信号の３００Ｈｚ以下の成分をカ
ットするＨＰＦ、４は最大振幅を一定以下に抑えるＩＤ
Ｃ回路（瞬時周波数偏移制御回路）、５はＰＴＴ．ＳＷ
（プレストークスイッチ）、６は運用チャンネルの選択
操作をしたり、選択呼び出し番号の入力操作をしたりす
るキー操作パネル、７はマイコン構成のシステムコント
ローラであり、ＰＴＴ．ＳＷ５が押されるとセットをキ
ー操作パネル６で選択された運用チャンネルでの送信周
波数に合わせ、後述する送信回路に電源を供給するとと
もにアンテナスイッチを送信側に切り換え、キー操作パ
ネル６で入力された選択呼び出し番号（選択呼び出しコ
ード）に対応するパルス列信号（例えば、ビット周期が
１／１３４ｓｅｃで、３００Ｈｚ以下に帯域制限された
ＮＲＺ符号のパルス列信号。図７参照）をデータ出力端
子D-OUT から出力したりする。
ス列信号を加算したベースバンド信号をＦＭ変調して送
信する従来のＦＭ通信機の送信系のブロック図である。
１はマイク端子、２はマイク端子１に接続されて話者の
音声を音声信号に変換するマイクである。３はマイク端
子１に接続されて音声信号の３００Ｈｚ以下の成分をカ
ットするＨＰＦ、４は最大振幅を一定以下に抑えるＩＤ
Ｃ回路（瞬時周波数偏移制御回路）、５はＰＴＴ．ＳＷ
（プレストークスイッチ）、６は運用チャンネルの選択
操作をしたり、選択呼び出し番号の入力操作をしたりす
るキー操作パネル、７はマイコン構成のシステムコント
ローラであり、ＰＴＴ．ＳＷ５が押されるとセットをキ
ー操作パネル６で選択された運用チャンネルでの送信周
波数に合わせ、後述する送信回路に電源を供給するとと
もにアンテナスイッチを送信側に切り換え、キー操作パ
ネル６で入力された選択呼び出し番号（選択呼び出しコ
ード）に対応するパルス列信号（例えば、ビット周期が
１／１３４ｓｅｃで、３００Ｈｚ以下に帯域制限された
ＮＲＺ符号のパルス列信号。図７参照）をデータ出力端
子D-OUT から出力したりする。
【０００６】８はＩＤＣ回路４から出力された音声信号
（３００Ｈｚ以上の周波数成分）とシステムコントロー
ラ７から出力されたパルス列信号（０〜３００Ｈｚの周
波数成分）を加算及び増幅するサミングアンプ、９は３
ｋＨｚ以上をカットするＬＰＦ（スプラッタフィルタ）
であり、該ＬＰＦ９からベースバンド信号が出力され
る。１０は直接ＦＭ変調を行うためのＰＬＬ回路であ
り、この内、１１は電圧制御で発振周波数を比較的狭い
範囲で可変できる基準周波数信号生成用のＶＣＸＯ、１
２は電圧制御で発振周波数を比較的広い範囲で可変でき
るＶＣＯであり、発振周波数を定める共振回路中に２つ
の第１、第２可変容量ダイオードＶＤ１、ＶＤ２を有し
ている。１３は図示しないプリスケーラ、プログラマブ
ルデバイダ、位相比較器を内蔵したＰＬＬ−ＩＣであ
り、プリスケーラの分周比をｍ（ｍは１より大きな正の
整数）、プログラマブルデバイダの可変の分周比をｎ
（ｎは１より大きな正の整数）とすると、プリスケーラ
とプログラマブルデバイダによりＶＣＯ１２の出力を１
／（ｍｎ）に分周し、該分周信号と基準周波数信号との
位相比較を位相比較器で行い、位相誤差信号を出力する
機能を有する。１４はＰＬＬ−ＩＣ１１から出力された
位相誤差信号の低域成分を取り出し、ＶＣＯ１２の第１
可変容量ダイオードＶＤ１に制御電圧を印加するＬＰＦ
である。プログラマブルデバイダの分周比ｎはシステム
コントローラ７により、運用チャンネルに合わせて可変
設定される。
（３００Ｈｚ以上の周波数成分）とシステムコントロー
ラ７から出力されたパルス列信号（０〜３００Ｈｚの周
波数成分）を加算及び増幅するサミングアンプ、９は３
ｋＨｚ以上をカットするＬＰＦ（スプラッタフィルタ）
であり、該ＬＰＦ９からベースバンド信号が出力され
る。１０は直接ＦＭ変調を行うためのＰＬＬ回路であ
り、この内、１１は電圧制御で発振周波数を比較的狭い
範囲で可変できる基準周波数信号生成用のＶＣＸＯ、１
２は電圧制御で発振周波数を比較的広い範囲で可変でき
るＶＣＯであり、発振周波数を定める共振回路中に２つ
の第１、第２可変容量ダイオードＶＤ１、ＶＤ２を有し
ている。１３は図示しないプリスケーラ、プログラマブ
ルデバイダ、位相比較器を内蔵したＰＬＬ−ＩＣであ
り、プリスケーラの分周比をｍ（ｍは１より大きな正の
整数）、プログラマブルデバイダの可変の分周比をｎ
（ｎは１より大きな正の整数）とすると、プリスケーラ
とプログラマブルデバイダによりＶＣＯ１２の出力を１
／（ｍｎ）に分周し、該分周信号と基準周波数信号との
位相比較を位相比較器で行い、位相誤差信号を出力する
機能を有する。１４はＰＬＬ−ＩＣ１１から出力された
位相誤差信号の低域成分を取り出し、ＶＣＯ１２の第１
可変容量ダイオードＶＤ１に制御電圧を印加するＬＰＦ
である。プログラマブルデバイダの分周比ｎはシステム
コントローラ７により、運用チャンネルに合わせて可変
設定される。
【０００７】ＬＰＦ９から出力されたベースバンド信号
は２系統に分けられて、１系統が変調用の制御電圧とし
てＶＣＯ１２の第２可変容量ダイオードＶＤ２に印加さ
れ、他の１系統が変調用の制御電圧としてＶＣＸＯ１１
に印加される。ＶＣＯ１２からはベースバンド信号のＦ
Ｍ変調波が送信信号として出力される。１５はＦＭ変調
波の励振増幅及び電力増幅を行う送信回路、１６は送信
回路１５の出力側に設けられたアンテナスイッチ、１７
はアンテナ端子、１８はアンテナ端子１７に接続され
て、送信回路１５で増幅されたＦＭ変調波を電波にして
送信したり、外部から送信された電波をキャッチしたり
するアンテナである。
は２系統に分けられて、１系統が変調用の制御電圧とし
てＶＣＯ１２の第２可変容量ダイオードＶＤ２に印加さ
れ、他の１系統が変調用の制御電圧としてＶＣＸＯ１１
に印加される。ＶＣＯ１２からはベースバンド信号のＦ
Ｍ変調波が送信信号として出力される。１５はＦＭ変調
波の励振増幅及び電力増幅を行う送信回路、１６は送信
回路１５の出力側に設けられたアンテナスイッチ、１７
はアンテナ端子、１８はアンテナ端子１７に接続され
て、送信回路１５で増幅されたＦＭ変調波を電波にして
送信したり、外部から送信された電波をキャッチしたり
するアンテナである。
【０００８】ＶＣＯ１２における変調入力周波数（正弦
波のベースバンド信号の周波数）と変調度（周波数偏移
の絶対値）の関係は図８の如くなり、ＰＬＬ回路１０の
回路定数で定まる３０〜５０Ｈｚ程度の或る固有周波数
ｆT より低い入力周波数成分について変調が掛からず、
ｆT より高い入力周波数成分について変調が掛かる。ま
た、ＶＣＸＯ１１における変調入力周波数（正弦波のベ
ースバンド信号の周波数）と変調度（周波数偏移の絶対
値）の関係は図９の如くなり、固有周波数ｆTより高い
入力周波数成分について変調が掛からず、ｆT より低い
入力周波数成分について変調が掛かる。ＶＣＯ１２とＶ
ＣＸＯ１１の両方で変調がなされることで、全体として
図８と図９の特性がクロスオーバした変調特性となる。
全体としてフラットな変調特性になるように図８と図９
の特性をバランスさせておけば、０〜３ｋＨｚの周波数
帯域について円滑にＦＭ変調を行わせることができ、相
手局側でとくにパルス列信号を受信、復調したときの受
信パルス列信号波形歪が小さくなり、受信パルス列信号
からのデータ読み取りエラーが減る。
波のベースバンド信号の周波数）と変調度（周波数偏移
の絶対値）の関係は図８の如くなり、ＰＬＬ回路１０の
回路定数で定まる３０〜５０Ｈｚ程度の或る固有周波数
ｆT より低い入力周波数成分について変調が掛からず、
ｆT より高い入力周波数成分について変調が掛かる。ま
た、ＶＣＸＯ１１における変調入力周波数（正弦波のベ
ースバンド信号の周波数）と変調度（周波数偏移の絶対
値）の関係は図９の如くなり、固有周波数ｆTより高い
入力周波数成分について変調が掛からず、ｆT より低い
入力周波数成分について変調が掛かる。ＶＣＯ１２とＶ
ＣＸＯ１１の両方で変調がなされることで、全体として
図８と図９の特性がクロスオーバした変調特性となる。
全体としてフラットな変調特性になるように図８と図９
の特性をバランスさせておけば、０〜３ｋＨｚの周波数
帯域について円滑にＦＭ変調を行わせることができ、相
手局側でとくにパルス列信号を受信、復調したときの受
信パルス列信号波形歪が小さくなり、受信パルス列信号
からのデータ読み取りエラーが減る。
【０００９】ＬＰＦ９とＶＣＸＯ１１の間には、上記し
たＶＣＯ１２とＶＣＸＯ１１の変調特性のバランス調整
用のゲイン可変アンプから成るレベル調整回路２０が設
けられている。一方、キー操作パネル６には、セットを
通常の運用モードから、ＶＣＯ１２とＶＣＸＯ１１の変
調特性のバランス調整モードに切り換えたり、元の通常
の運用モードに戻したりするモード切り換えキーと、調
整レベルをアップ／ダウンさせる調整レベルアップキー
及び調整レベルダウンキーも設けられている。
たＶＣＯ１２とＶＣＸＯ１１の変調特性のバランス調整
用のゲイン可変アンプから成るレベル調整回路２０が設
けられている。一方、キー操作パネル６には、セットを
通常の運用モードから、ＶＣＯ１２とＶＣＸＯ１１の変
調特性のバランス調整モードに切り換えたり、元の通常
の運用モードに戻したりするモード切り換えキーと、調
整レベルをアップ／ダウンさせる調整レベルアップキー
及び調整レベルダウンキーも設けられている。
【００１０】システムコントローラ７は、図示しない内
蔵メモリに、レベル調整回路２０でのゲインを示すゲイ
ンデータＬＤを記憶しており、モード切り換えキーでＶ
ＣＯ１２とＶＣＸＯ１１の変調特性のバランス調整モー
ドに切り換えられているとき、調整レベルアップキー
（調整レベルダウンキー）が１回押される度にゲインデ
ータＬＤを１ステップ大きくし（１ステップ小さく
し）、変更後のＬＤに基づきレベル調整回路２０に対し
ゲイン可変制御をする。レベル調整回路２０のゲインが
大きくなると（小さくなると）、図９の変調特性カーブ
が全体に上に上がり（下に下がり）、図８の変調特性と
のバランス調整が可能となる。
蔵メモリに、レベル調整回路２０でのゲインを示すゲイ
ンデータＬＤを記憶しており、モード切り換えキーでＶ
ＣＯ１２とＶＣＸＯ１１の変調特性のバランス調整モー
ドに切り換えられているとき、調整レベルアップキー
（調整レベルダウンキー）が１回押される度にゲインデ
ータＬＤを１ステップ大きくし（１ステップ小さく
し）、変更後のＬＤに基づきレベル調整回路２０に対し
ゲイン可変制御をする。レベル調整回路２０のゲインが
大きくなると（小さくなると）、図９の変調特性カーブ
が全体に上に上がり（下に下がり）、図８の変調特性と
のバランス調整が可能となる。
【００１１】ＶＣＯ１２とＶＣＸＯ１１の変調特性のバ
ランス調整モードに切り換えられているとき、システム
コントローラ７は、ＰＴＴ．ＳＷ５が押されると、所定
の送信周波数に対応する分周比ｎをＰＬＬ−ＩＣ１３の
プログラマブルデバイダに設定し、送信回路１５に電源
を供給するとともにアンテナスイッチ１６を送信側（Ｔ
端子側）に切り換えさせたあと、データ出力端子D-OUT
から予め定められた所定のパルス列信号（ビット周期が
１／１３４ｓｅｃで３００Ｈｚ以下に帯域制限されたＮ
ＲＺ符号。図７参照）を出力し続ける。調整作業者は、
予め、アンテナ端子１７に受信系を有する治具を接続
し、該治具のＦＭ復調出力端子をオシロスコープの入力
端子に接続しておく。ＰＴＴ．ＳＷ５を押している間に
当該治具にパルス列信号の受信及びＦＭ復調を行わせ、
この受信パルス列信号波形（後述する図１０の符号４１
のＬＰＦの出力波形）をオシロスコープに表示させて、
受信パルス列信号の波形が理想形に近くなるように、調
整レベルアップキー又は調整レベルダウンキーを押して
調整する。
ランス調整モードに切り換えられているとき、システム
コントローラ７は、ＰＴＴ．ＳＷ５が押されると、所定
の送信周波数に対応する分周比ｎをＰＬＬ−ＩＣ１３の
プログラマブルデバイダに設定し、送信回路１５に電源
を供給するとともにアンテナスイッチ１６を送信側（Ｔ
端子側）に切り換えさせたあと、データ出力端子D-OUT
から予め定められた所定のパルス列信号（ビット周期が
１／１３４ｓｅｃで３００Ｈｚ以下に帯域制限されたＮ
ＲＺ符号。図７参照）を出力し続ける。調整作業者は、
予め、アンテナ端子１７に受信系を有する治具を接続
し、該治具のＦＭ復調出力端子をオシロスコープの入力
端子に接続しておく。ＰＴＴ．ＳＷ５を押している間に
当該治具にパルス列信号の受信及びＦＭ復調を行わせ、
この受信パルス列信号波形（後述する図１０の符号４１
のＬＰＦの出力波形）をオシロスコープに表示させて、
受信パルス列信号の波形が理想形に近くなるように、調
整レベルアップキー又は調整レベルダウンキーを押して
調整する。
【００１２】図１０はＦＭ通信機の受信系の回路図であ
り、図６と同一の構成部分には同一の符号が付してあ
る。アンテナスイッチ１６はＰＴＴ．ＳＷ５が開放され
ている間、システムコントローラ７の制御により受信側
のＲ端子に切り換えられる。３０はアンテナスイッチ１
６のＲ端子と接続されたフロントエンドであり、３１は
アンテナ受波信号をＲＦ増幅するＲＦアンプ、３２はシ
ステムコントローラ７の同調制御により、キー操作パネ
ル６でのキー操作で指定された所望の運用チャンネルの
受信周波数に対応した周波数の第１局部発振信号ＬO1を
発生するＰＬＬ周波数シンセサイザ、３３はＲＦアンプ
３１の出力とＬO1を混合し、所望運用チャンネルの受信
周波数の受信信号の第１中間周波信号ＩＦ1 を作成する
第１ミキサ、３４はＩＦ1 を増幅する第１ＩＦアンプ、
３５は固定周波数の第２局部発振信号ＬO2を発生するロ
ーカルオシレータ、３６は第１ＩＦアンプ３４の出力
と、ＬO2を混合し、第２中間周波信号ＩＦ2 を作成する
第２ミキサ、３７はＩＦ2 を増幅する第２ＩＦアンプで
ある。
り、図６と同一の構成部分には同一の符号が付してあ
る。アンテナスイッチ１６はＰＴＴ．ＳＷ５が開放され
ている間、システムコントローラ７の制御により受信側
のＲ端子に切り換えられる。３０はアンテナスイッチ１
６のＲ端子と接続されたフロントエンドであり、３１は
アンテナ受波信号をＲＦ増幅するＲＦアンプ、３２はシ
ステムコントローラ７の同調制御により、キー操作パネ
ル６でのキー操作で指定された所望の運用チャンネルの
受信周波数に対応した周波数の第１局部発振信号ＬO1を
発生するＰＬＬ周波数シンセサイザ、３３はＲＦアンプ
３１の出力とＬO1を混合し、所望運用チャンネルの受信
周波数の受信信号の第１中間周波信号ＩＦ1 を作成する
第１ミキサ、３４はＩＦ1 を増幅する第１ＩＦアンプ、
３５は固定周波数の第２局部発振信号ＬO2を発生するロ
ーカルオシレータ、３６は第１ＩＦアンプ３４の出力
と、ＬO2を混合し、第２中間周波信号ＩＦ2 を作成する
第２ミキサ、３７はＩＦ2 を増幅する第２ＩＦアンプで
ある。
【００１３】４０は第２中間周波信号ＩＦ2 に対しＦＭ
検波を行い、受信信号の復調をするＦＭ検波回路、４１
は復調信号から３００Ｈｚ以下のパルス列信号成分を取
り出すＬＰＦ、４２は３００〜３ｋＨｚの音声信号成分
を取り出すＢＰＦ、４３は音声信号を電力増幅するパワ
ーアンプ、４４はシステムコントローラのミュートオン
・オフ制御によりオン・オフして入出力間を導通状態と
したり、非導通状態として音声信号出力を許可したり阻
止したりするアナログスイッチ、４５はスピーカであ
る。
検波を行い、受信信号の復調をするＦＭ検波回路、４１
は復調信号から３００Ｈｚ以下のパルス列信号成分を取
り出すＬＰＦ、４２は３００〜３ｋＨｚの音声信号成分
を取り出すＢＰＦ、４３は音声信号を電力増幅するパワ
ーアンプ、４４はシステムコントローラのミュートオン
・オフ制御によりオン・オフして入出力間を導通状態と
したり、非導通状態として音声信号出力を許可したり阻
止したりするアナログスイッチ、４５はスピーカであ
る。
【００１４】一方、５０はＬＰＦ４１から出力された受
信パルス列信号を２値化する２値化回路である。この
内、５１は受信パルス列信号を積分し、しきい値信号Ｖ
THを作成する積分回路、５２はコンパレータであり、受
信パルス列信号としきい値信号ＶTHを比較し、受信パル
ス列信号の電圧がしきい値信号ＶTHの電圧を越えている
間Ｈレベルを出力し、受信パルス列信号の電圧がしきい
値信号ＶTHの電圧を下回っている間Ｌレベルを出力する
ことで２値化する。２値化した受信パルス列信号は、シ
ステムコントローラ７のデータ入力端子D-INに入力され
て、選択呼び出しコードの読み取り及び解読がなされ
る。そして、自機に割り当てられたコードと一致する場
合にアナログスイッチ４４をオンし、入出力間を導通状
態とさせて受信音声をスピーカ４５から出力させ、自機
に割り当てられたコードと一致しない場合にアナログス
イッチ４４をオフし、入出力間を非導通状態とさせて音
声出力を阻止する。これにより、多数のＦＭ通信機で構
成された無線システムにおいて、送信元のＦＭ通信機で
選択された特定の者だけが音声受信可能となる。
信パルス列信号を２値化する２値化回路である。この
内、５１は受信パルス列信号を積分し、しきい値信号Ｖ
THを作成する積分回路、５２はコンパレータであり、受
信パルス列信号としきい値信号ＶTHを比較し、受信パル
ス列信号の電圧がしきい値信号ＶTHの電圧を越えている
間Ｈレベルを出力し、受信パルス列信号の電圧がしきい
値信号ＶTHの電圧を下回っている間Ｌレベルを出力する
ことで２値化する。２値化した受信パルス列信号は、シ
ステムコントローラ７のデータ入力端子D-INに入力され
て、選択呼び出しコードの読み取り及び解読がなされ
る。そして、自機に割り当てられたコードと一致する場
合にアナログスイッチ４４をオンし、入出力間を導通状
態とさせて受信音声をスピーカ４５から出力させ、自機
に割り当てられたコードと一致しない場合にアナログス
イッチ４４をオフし、入出力間を非導通状態とさせて音
声出力を阻止する。これにより、多数のＦＭ通信機で構
成された無線システムにおいて、送信元のＦＭ通信機で
選択された特定の者だけが音声受信可能となる。
【００１５】しきい値信号ＶTHを一定値とせず、受信パ
ルス列信号を積分回路５１で積分して作成するのは、送
信元の送信周波数の変動や、受信系のＣＲの時定数など
の影響でＦＭ検波回路４０の復調出力のＤＣ成分にうね
り（一般に「ＤＣあばれ」と称せられる）が生じたとき
にも、このうねりに追従して確実に２値化できるように
するためである。
ルス列信号を積分回路５１で積分して作成するのは、送
信元の送信周波数の変動や、受信系のＣＲの時定数など
の影響でＦＭ検波回路４０の復調出力のＤＣ成分にうね
り（一般に「ＤＣあばれ」と称せられる）が生じたとき
にも、このうねりに追従して確実に２値化できるように
するためである。
【００１６】図１１は２値化回路５０の動作を説明する
ための波形図である。図１１（１）は送信元のシステム
コントローラ７の出力する３００Ｈｚ以下に帯域制限さ
れたパルス列信号の波形であり（図７参照）、帯域制限
しないときの波形を（１）の破線Ａに示す。前記送信系
におけるＶＣＯ１２とＶＣＸＯ１１の変調特性のバラン
スが取れている場合、受信側のＬＰＦ４１から出力され
る受信パルス列信号は図１１（１）と同形であり、図１
１（２）の如くなる。受信パルス列信号を積分したしき
い値信号は図１１（２）中のＶTHの如くなり、コンパレ
ータ５２からは図１１（３）の如く２値化受信パルス列
信号が出力される。この２値化受信パルス列信号は図１
１（１）のＡの波形とほぼ同形であり、システムコント
ローラ７は正しく選択呼び出しコードの読み取り及び解
読を行える。
ための波形図である。図１１（１）は送信元のシステム
コントローラ７の出力する３００Ｈｚ以下に帯域制限さ
れたパルス列信号の波形であり（図７参照）、帯域制限
しないときの波形を（１）の破線Ａに示す。前記送信系
におけるＶＣＯ１２とＶＣＸＯ１１の変調特性のバラン
スが取れている場合、受信側のＬＰＦ４１から出力され
る受信パルス列信号は図１１（１）と同形であり、図１
１（２）の如くなる。受信パルス列信号を積分したしき
い値信号は図１１（２）中のＶTHの如くなり、コンパレ
ータ５２からは図１１（３）の如く２値化受信パルス列
信号が出力される。この２値化受信パルス列信号は図１
１（１）のＡの波形とほぼ同形であり、システムコント
ローラ７は正しく選択呼び出しコードの読み取り及び解
読を行える。
【００１７】図１１（４）は仮に、送信側でＬＰＦ９か
ら出力されたベースバンド信号をＶＣＯ１２だけに印加
し、ＶＣＸＯ１１による変調を掛けないようにしたとき
の受信系のＬＰＦ４１の出力波形であり、これを２値化
回路５０に入力したとき、しきい値信号は図１１（４）
中のＶTHの如くなり、コンパレータ５２からは図１１
（５）の如く２値化受信パルス列信号が出力される。こ
の２値化受信パルス列信号は図１１（１）のＡの波形と
全く形が異なり、システムコントローラ７は選択呼び出
しコードの読み取り及び解読を正しく行うことはできな
い。
ら出力されたベースバンド信号をＶＣＯ１２だけに印加
し、ＶＣＸＯ１１による変調を掛けないようにしたとき
の受信系のＬＰＦ４１の出力波形であり、これを２値化
回路５０に入力したとき、しきい値信号は図１１（４）
中のＶTHの如くなり、コンパレータ５２からは図１１
（５）の如く２値化受信パルス列信号が出力される。こ
の２値化受信パルス列信号は図１１（１）のＡの波形と
全く形が異なり、システムコントローラ７は選択呼び出
しコードの読み取り及び解読を正しく行うことはできな
い。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上記した従来
技術では、パルス列信号の送受信を可能とするために、
送信系のＰＬＬ回路１０の基準周波数信号発生器をＶＣ
ＸＯ１１で構成し、パルス列信号を含むベースバンド信
号をＶＣＯ１２とＶＣＸＯ１１の両者に変調用の制御電
圧として印加しなければならず、回路構成が複雑とな
り、しかも、ＶＣＯ１２とＶＣＸＯ１１の変調特性をバ
ランスさせて、合成変調特性がフラットな特性になるよ
うにしないと、受信側で正しく選択呼び出しコードの読
み取り及び解読を行えないので、バランス調整作業が必
須であるという問題があった。本発明は上記した従来技
術の問題に鑑み、送信側の構成を簡単化できる受信パル
ス列信号の２値化装置を提供することを、その目的とす
る。また、送信側での調整の手間を軽減できる受信パル
ス列信号の２値化装置を提供することを、その目的とす
る。
技術では、パルス列信号の送受信を可能とするために、
送信系のＰＬＬ回路１０の基準周波数信号発生器をＶＣ
ＸＯ１１で構成し、パルス列信号を含むベースバンド信
号をＶＣＯ１２とＶＣＸＯ１１の両者に変調用の制御電
圧として印加しなければならず、回路構成が複雑とな
り、しかも、ＶＣＯ１２とＶＣＸＯ１１の変調特性をバ
ランスさせて、合成変調特性がフラットな特性になるよ
うにしないと、受信側で正しく選択呼び出しコードの読
み取り及び解読を行えないので、バランス調整作業が必
須であるという問題があった。本発明は上記した従来技
術の問題に鑑み、送信側の構成を簡単化できる受信パル
ス列信号の２値化装置を提供することを、その目的とす
る。また、送信側での調整の手間を軽減できる受信パル
ス列信号の２値化装置を提供することを、その目的とす
る。
【００１９】
【課題を解決するための手段】請求項１記載の発明で
は、パルス列信号を所定の方式で変調した送信信号を受
信・復調した受信パルス列信号を所定のしきい値信号と
比較し２値化する受信パルス列信号の２値化装置におい
て、受信パルス列信号を積分する積分手段（５１０）
と、積分手段（５１０）の出力する積分信号の平均レベ
ルを所定の一定量だけ上側に変えて、受信パルス列信号
の立ち上がり部分と交差する第１しきい値信号を発生す
るとともに、積分手段（５１０）の出力する積分信号の
平均レベルを所定の一定量だけ下側に変えて受信パルス
列信号の立ち下がり部分と交差する第２しきい値信号を
発生するしきい値信号発生手段（６０）と、受信パルス
列信号を第１しきい値信号と比較し、受信パルス列信号
が第１しきい値信号の下側から上側に越えた立ち上がり
タイミングを検出する第１タイミング検出手段（５２
Ａ、６２Ａ）と、受信パルス列信号を第２しきい値信号
と比較し、受信パルス列信号が第２しきい値信号の上側
から下側に越えた立ち下がりタイミングを検出する第２
タイミング検出手段（５２Ｂ、６２Ｂ）と、第１タイミ
ング検出手段（５２Ａ、６２Ａ）で検出された立ち上が
りタイミングでＬレベルからＨレベルに変化し、第２タ
イミング検出手段（５２Ｂ、６２Ｂ）で検出された立ち
下がりタイミングでＨレベルからＬレベルに変化する２
値化信号を出力する２値化信号出力手段（６３）と、を
備えたことを特徴としている。
は、パルス列信号を所定の方式で変調した送信信号を受
信・復調した受信パルス列信号を所定のしきい値信号と
比較し２値化する受信パルス列信号の２値化装置におい
て、受信パルス列信号を積分する積分手段（５１０）
と、積分手段（５１０）の出力する積分信号の平均レベ
ルを所定の一定量だけ上側に変えて、受信パルス列信号
の立ち上がり部分と交差する第１しきい値信号を発生す
るとともに、積分手段（５１０）の出力する積分信号の
平均レベルを所定の一定量だけ下側に変えて受信パルス
列信号の立ち下がり部分と交差する第２しきい値信号を
発生するしきい値信号発生手段（６０）と、受信パルス
列信号を第１しきい値信号と比較し、受信パルス列信号
が第１しきい値信号の下側から上側に越えた立ち上がり
タイミングを検出する第１タイミング検出手段（５２
Ａ、６２Ａ）と、受信パルス列信号を第２しきい値信号
と比較し、受信パルス列信号が第２しきい値信号の上側
から下側に越えた立ち下がりタイミングを検出する第２
タイミング検出手段（５２Ｂ、６２Ｂ）と、第１タイミ
ング検出手段（５２Ａ、６２Ａ）で検出された立ち上が
りタイミングでＬレベルからＨレベルに変化し、第２タ
イミング検出手段（５２Ｂ、６２Ｂ）で検出された立ち
下がりタイミングでＨレベルからＬレベルに変化する２
値化信号を出力する２値化信号出力手段（６３）と、を
備えたことを特徴としている。
【００２０】これにより、送信元でパルス列信号の低域
成分の変調がされなかったり、低域成分と高域成分がア
ンバランスに変調されたとき、受信パルス列信号は送信
元のパルス列信号と波形が変わるが、送信元のパルス列
信号の立ち上がり部分に対応して受信パルス列信号が立
ち上がるので、第１しきい値信号を下側から上側に越え
たタイミングとして送信元のパルス列信号の立ち上がり
タイミングを正しく検出でき、反対に、送信元のパルス
列信号の立ち下がり部分に対応して受信パルス列信号が
立ち下がるので、第２しきい値信号を上側から下側に越
えたタイミングとして送信元のパルス列信号の立ち下が
りタイミングを正しく検出できる。よって、２値化信号
出力手段から受信パルス列信号を正しく２値化した信号
を出力させることができる。この結果、送信系では、パ
ルス列信号の低域成分の変調を省略して回路構成を簡単
にしたり、或いは、低域成分と高域成分の両方を変調す
る場合には、変調特性のバランス調整を省略することが
できる。
成分の変調がされなかったり、低域成分と高域成分がア
ンバランスに変調されたとき、受信パルス列信号は送信
元のパルス列信号と波形が変わるが、送信元のパルス列
信号の立ち上がり部分に対応して受信パルス列信号が立
ち上がるので、第１しきい値信号を下側から上側に越え
たタイミングとして送信元のパルス列信号の立ち上がり
タイミングを正しく検出でき、反対に、送信元のパルス
列信号の立ち下がり部分に対応して受信パルス列信号が
立ち下がるので、第２しきい値信号を上側から下側に越
えたタイミングとして送信元のパルス列信号の立ち下が
りタイミングを正しく検出できる。よって、２値化信号
出力手段から受信パルス列信号を正しく２値化した信号
を出力させることができる。この結果、送信系では、パ
ルス列信号の低域成分の変調を省略して回路構成を簡単
にしたり、或いは、低域成分と高域成分の両方を変調す
る場合には、変調特性のバランス調整を省略することが
できる。
【００２１】請求項２記載の発明では、パルス列信号を
所定の方式で変調した送信信号を受信・復調した受信パ
ルス列信号を所定のしきい値信号と比較し２値化する受
信パルス列信号の２値化装置において、受信パルス列信
号を積分してしきい値信号を発生する積分手段（５１
０）と、受信パルス列信号の平均レベルを所定の一定量
だけ下側に変える第１レベル変更手段（６４Ａ）と、受
信パルス列信号の平均レベルを所定の一定量だけ上側に
変える第２レベル変更手段（６４Ｂ）と、第１レベル変
更手段（６４Ａ）から出力された受信パルス列信号をし
きい値信号と比較し、受信パルス列信号がしきい値信号
の下側から上側に越えた立ち上がりタイミングを検出す
る第１タイミング検出手段（５２Ａ、６２Ａ）と、第２
レベル変更手段（６４Ｂ）から出力された受信パルス列
信号をしきい値信号と比較し、受信パルス列信号がしき
い値信号の上側から下側に越えた立ち下がりタイミング
を検出する第２タイミング検出手段（５２Ｂ、６２Ｂ）
と、第１タイミング検出手段（５２Ａ、６２Ａ）で検出
された立ち上がりタイミングでＬレベルからＨレベルに
変化し、第２タイミング検出手段（５２Ｂ、６２Ｂ）で
検出された立ち下がりタイミングでＨレベルからＬレベ
ルに変化する２値化信号を出力する２値化信号出力手段
（６３）と、を備えたことを特徴としている。
所定の方式で変調した送信信号を受信・復調した受信パ
ルス列信号を所定のしきい値信号と比較し２値化する受
信パルス列信号の２値化装置において、受信パルス列信
号を積分してしきい値信号を発生する積分手段（５１
０）と、受信パルス列信号の平均レベルを所定の一定量
だけ下側に変える第１レベル変更手段（６４Ａ）と、受
信パルス列信号の平均レベルを所定の一定量だけ上側に
変える第２レベル変更手段（６４Ｂ）と、第１レベル変
更手段（６４Ａ）から出力された受信パルス列信号をし
きい値信号と比較し、受信パルス列信号がしきい値信号
の下側から上側に越えた立ち上がりタイミングを検出す
る第１タイミング検出手段（５２Ａ、６２Ａ）と、第２
レベル変更手段（６４Ｂ）から出力された受信パルス列
信号をしきい値信号と比較し、受信パルス列信号がしき
い値信号の上側から下側に越えた立ち下がりタイミング
を検出する第２タイミング検出手段（５２Ｂ、６２Ｂ）
と、第１タイミング検出手段（５２Ａ、６２Ａ）で検出
された立ち上がりタイミングでＬレベルからＨレベルに
変化し、第２タイミング検出手段（５２Ｂ、６２Ｂ）で
検出された立ち下がりタイミングでＨレベルからＬレベ
ルに変化する２値化信号を出力する２値化信号出力手段
（６３）と、を備えたことを特徴としている。
【００２２】これにより、送信元でパルス列信号の低域
成分の変調がされなかったり、低域成分と高域成分がア
ンバランスに変調されたとき、受信パルス列信号は送信
元のパルス列信号と波形が変わるが、送信元のパルス列
信号の立ち上がり部分に対応して受信パルス列信号が立
ち上がるので、平均レベルを所定の一定量だけ下側に変
えた受信パルス列信号がしきい値信号を下側から上側に
越えたタイミングとして送信元のパルス列信号の立ち上
がりタイミングを正しく検出でき、反対に、送信元のパ
ルス列信号の立ち下がり部分に対応して受信パルス列信
号が立ち下がるので、平均レベルを所定の一定量だけ上
側に変えた受信パルス列信号がしきい値信号を上側から
下側に越えたタイミングとして送信元のパルス列信号の
立ち下がりタイミングを正しく検出できる。よって、２
値化信号出力手段から受信パルス列信号を正しく２値化
した信号を出力させることができる。この結果、送信系
では、パルス列信号の低域成分の変調を省略して回路構
成を簡単にしたり、或いは、低域成分と高域成分の両方
を変調する場合には、変調特性のバランス調整を省略す
ることができる。
成分の変調がされなかったり、低域成分と高域成分がア
ンバランスに変調されたとき、受信パルス列信号は送信
元のパルス列信号と波形が変わるが、送信元のパルス列
信号の立ち上がり部分に対応して受信パルス列信号が立
ち上がるので、平均レベルを所定の一定量だけ下側に変
えた受信パルス列信号がしきい値信号を下側から上側に
越えたタイミングとして送信元のパルス列信号の立ち上
がりタイミングを正しく検出でき、反対に、送信元のパ
ルス列信号の立ち下がり部分に対応して受信パルス列信
号が立ち下がるので、平均レベルを所定の一定量だけ上
側に変えた受信パルス列信号がしきい値信号を上側から
下側に越えたタイミングとして送信元のパルス列信号の
立ち下がりタイミングを正しく検出できる。よって、２
値化信号出力手段から受信パルス列信号を正しく２値化
した信号を出力させることができる。この結果、送信系
では、パルス列信号の低域成分の変調を省略して回路構
成を簡単にしたり、或いは、低域成分と高域成分の両方
を変調する場合には、変調特性のバランス調整を省略す
ることができる。
【００２３】
【発明の実施の形態】次に、図１を参照して本発明の一
つの実施の形態を説明する。図１は本発明に係るＦＭ通
信機の送信系のブロック図であり、図１０と同一の構成
部分には同一の符号が付してある。図１において、５０
Ａは２値化回路であり、ＬＰＦ４１から出力された受信
パルス列信号を２値化してシステムコントローラ７に出
力する。この２値化回路５０Ａの内、５１０は受信パル
ス列信号を積分する積分回路、６０はしきい値信号発生
回路であり、受信パルス列信号の立ち上がり部分と交差
する第１しきい値信号ＶTH(1) と、受信パルス列信号の
立ち下がり部分と交差する第２しきい値信号ＶTH(2) を
発生する。６１Ａは積分回路５１０から出力された積分
信号Ｖに正の一定電圧ＥC を加算し、平均レベルを一定
量だけ上げて受信パルス列信号の立ち上がり部分と交差
するようにした第１しきい値信号ＶTH(1) を作成する加
算器、６１Ｂは積分回路５１０から出力された積分信号
Ｖから正の一定電圧ＥC を減算し、平均レベルを一定量
だけ下げて受信パルス列信号の立ち下がり部分と交差す
るようにした第２しきい値信号ＶTH(2) を作成する減算
器である。
つの実施の形態を説明する。図１は本発明に係るＦＭ通
信機の送信系のブロック図であり、図１０と同一の構成
部分には同一の符号が付してある。図１において、５０
Ａは２値化回路であり、ＬＰＦ４１から出力された受信
パルス列信号を２値化してシステムコントローラ７に出
力する。この２値化回路５０Ａの内、５１０は受信パル
ス列信号を積分する積分回路、６０はしきい値信号発生
回路であり、受信パルス列信号の立ち上がり部分と交差
する第１しきい値信号ＶTH(1) と、受信パルス列信号の
立ち下がり部分と交差する第２しきい値信号ＶTH(2) を
発生する。６１Ａは積分回路５１０から出力された積分
信号Ｖに正の一定電圧ＥC を加算し、平均レベルを一定
量だけ上げて受信パルス列信号の立ち上がり部分と交差
するようにした第１しきい値信号ＶTH(1) を作成する加
算器、６１Ｂは積分回路５１０から出力された積分信号
Ｖから正の一定電圧ＥC を減算し、平均レベルを一定量
だけ下げて受信パルス列信号の立ち下がり部分と交差す
るようにした第２しきい値信号ＶTH(2) を作成する減算
器である。
【００２４】なお、ＥC の値は、第１しきい値信号ＶTH
(1) が常に受信パルス列信号の立ち上がり部分と交差
し、第２しきい値信号ＶTH(2) が常に受信パルス列信号
の立ち下がり部分と交差する値となるように設定されて
いる。
(1) が常に受信パルス列信号の立ち上がり部分と交差
し、第２しきい値信号ＶTH(2) が常に受信パルス列信号
の立ち下がり部分と交差する値となるように設定されて
いる。
【００２５】５２Ａは第１コンパレータであり、受信パ
ルス列信号と第１しきい値信号ＶTH(1) を比較し、受信
パルス列信号が第１しきい値信号ＶTH(1) を上回ってい
るときＨレベル、下回っているときＬレベルを出力す
る。６２Ａは第１エッジ検出回路であり、第１コンパレ
ータ５２Ａの出力の立ち上がりエッジを検出してパルス
を出力する。第１コンパレータ５２Ａと第１エッジ検出
回路６２Ａとにより、受信パルス列信号が第１しきい値
信号ＶTH(1) を下側から上側に越えた立ち上がりタイミ
ングを検出する第１タイミング検出手段が構成されてい
る。
ルス列信号と第１しきい値信号ＶTH(1) を比較し、受信
パルス列信号が第１しきい値信号ＶTH(1) を上回ってい
るときＨレベル、下回っているときＬレベルを出力す
る。６２Ａは第１エッジ検出回路であり、第１コンパレ
ータ５２Ａの出力の立ち上がりエッジを検出してパルス
を出力する。第１コンパレータ５２Ａと第１エッジ検出
回路６２Ａとにより、受信パルス列信号が第１しきい値
信号ＶTH(1) を下側から上側に越えた立ち上がりタイミ
ングを検出する第１タイミング検出手段が構成されてい
る。
【００２６】５２Ｂは第２コンパレータであり、受信パ
ルス列信号と第２しきい値信号ＶTH(2) を比較し、受信
パルス列信号が第２しきい値信号ＶTH(2) を上回ってい
るときＨレベル、下回っているときＬレベルを出力す
る。６２Ｂは第２エッジ検出回路であり、第２コンパレ
ータ５２Ｂの出力の立ち下がりエッジを検出してパルス
を出力する。第２コンパレータ５２Ｂと第２エッジ検出
回路６２Ｂとにより、受信パルス列信号が第２しきい値
信号ＶTH(2) を上側から下側に越えた立ち下がりタイミ
ングを検出する第２タイミング検出手段が構成されてい
る。
ルス列信号と第２しきい値信号ＶTH(2) を比較し、受信
パルス列信号が第２しきい値信号ＶTH(2) を上回ってい
るときＨレベル、下回っているときＬレベルを出力す
る。６２Ｂは第２エッジ検出回路であり、第２コンパレ
ータ５２Ｂの出力の立ち下がりエッジを検出してパルス
を出力する。第２コンパレータ５２Ｂと第２エッジ検出
回路６２Ｂとにより、受信パルス列信号が第２しきい値
信号ＶTH(2) を上側から下側に越えた立ち下がりタイミ
ングを検出する第２タイミング検出手段が構成されてい
る。
【００２７】６３は２値化信号出力手段としてのＲ−Ｓ
フリップフロップ（以下、Ｒ−ＳＦ／Ｆと略す）であ
り、第１エッジ検出回路６２Ａの出力側がＳ端子と接続
されており、第２エッジ検出回路６２Ｂの出力側がＲ端
子と接続されている。Ｒ−ＳＦ／Ｆ６３は、第１エッジ
検出回路６２Ａがパルスを出力すると、セット状態とな
ってＱ端子からＨレベルを出力し、第２エッジ検出回路
６２Ｂがパルスを出力すると、リセット状態となってＱ
端子からＬレベルを出力する。Ｒ−ＳＦ／Ｆ６３はＱ端
子から２値化受信パルス列信号を出力する機能を有し、
この２値化受信パルス列信号はシステムコントローラ７
のデータ入力端子D-INに入力される。ＦＭ通信機の受信
系の他の構成部分は、図１０と全く同様に構成されてお
り、送信系は図６と全く同様に構成されている。
フリップフロップ（以下、Ｒ−ＳＦ／Ｆと略す）であ
り、第１エッジ検出回路６２Ａの出力側がＳ端子と接続
されており、第２エッジ検出回路６２Ｂの出力側がＲ端
子と接続されている。Ｒ−ＳＦ／Ｆ６３は、第１エッジ
検出回路６２Ａがパルスを出力すると、セット状態とな
ってＱ端子からＨレベルを出力し、第２エッジ検出回路
６２Ｂがパルスを出力すると、リセット状態となってＱ
端子からＬレベルを出力する。Ｒ−ＳＦ／Ｆ６３はＱ端
子から２値化受信パルス列信号を出力する機能を有し、
この２値化受信パルス列信号はシステムコントローラ７
のデータ入力端子D-INに入力される。ＦＭ通信機の受信
系の他の構成部分は、図１０と全く同様に構成されてお
り、送信系は図６と全く同様に構成されている。
【００２８】次に、図２と図３を参照して上記した実施
の形態の動作を、２値化回路５０Ａを中心にして説明す
る。 （１）まず、送信元のＦＭ通信機のシステムコントロー
ラ７が３００Ｈｚ以下に帯域制限されたパルス列信号を
出力するが、レベル調整回路２０のゲインが最小の−∞
（ｄＢ）となっており、パルス列信号を含むベースバン
ド信号がＶＣＯ１２だけに印加されるようになっている
場合を説明する（図２参照）。
の形態の動作を、２値化回路５０Ａを中心にして説明す
る。 （１）まず、送信元のＦＭ通信機のシステムコントロー
ラ７が３００Ｈｚ以下に帯域制限されたパルス列信号を
出力するが、レベル調整回路２０のゲインが最小の−∞
（ｄＢ）となっており、パルス列信号を含むベースバン
ド信号がＶＣＯ１２だけに印加されるようになっている
場合を説明する（図２参照）。
【００２９】受信側のＦＭ通信機のＰＴＴ．ＳＷ５が押
されている間、システムコントローラ７はＲ−ＳＦ／Ｆ
６３のクリア端子ＣＬにＨレベルのクリア信号を入力し
てＱ端子出力をＬレベルとさせており、ＰＴＴ．ＳＷ５
が開放された時点でクリア端子ＣＬをＬレベルとし、通
常のセット／リセット動作を許可する。また、ＰＴＴ．
ＳＷ５が開放されている間、アンテナスイッチ１６はシ
ステムコントローラ７の制御で受信側のＲ端子に切り換
えられる。アンテナ１８の受波信号は、受信回路３０で
増幅され、更に、キー操作パネル６でのキー操作で指定
された所望の運用チャンネルの受信信号が選択されると
ともに第２中間周波信号ＩＦ2 に変換されて出力され
る。
されている間、システムコントローラ７はＲ−ＳＦ／Ｆ
６３のクリア端子ＣＬにＨレベルのクリア信号を入力し
てＱ端子出力をＬレベルとさせており、ＰＴＴ．ＳＷ５
が開放された時点でクリア端子ＣＬをＬレベルとし、通
常のセット／リセット動作を許可する。また、ＰＴＴ．
ＳＷ５が開放されている間、アンテナスイッチ１６はシ
ステムコントローラ７の制御で受信側のＲ端子に切り換
えられる。アンテナ１８の受波信号は、受信回路３０で
増幅され、更に、キー操作パネル６でのキー操作で指定
された所望の運用チャンネルの受信信号が選択されると
ともに第２中間周波信号ＩＦ2 に変換されて出力され
る。
【００３０】第２中間周波信号ＩＦ2 はＦＭ検波回路４
０によりＦＭ復調され、ＢＰＦ４２で３００〜３ｋＨｚ
の音声成分が抽出されてパワーアンプ４３に出力され電
力増幅される。また、ＦＭ検波回路４０の復調信号出力
はＬＰＦ４１で３００Ｈｚ以下のパルス列信号成分が取
り出される。送信元のＦＭ通信機のシステムコントロー
ラ７が３００Ｈｚ以下に帯域制限されたパルス列信号を
出力し（図２（１）参照。帯域制限しないときの波形を
（１）の破線Ａに示す。）、このパルス列信号を含むベ
ースバンド信号がＶＣＯ１２だけに印加されるとき、パ
ルス列信号の低域成分がＦＭ変調されないので、ＬＰＦ
４１の出力は図２（２）の如く送信元のパルス列信号と
異なった波形となる。具体的には、受信パルス列信号の
立ち上がり部分と立ち下がり部分を比較すると、立ち上
がり部分が上側にずれ、立ち下がり部分が下側にずれた
ような形となる。
０によりＦＭ復調され、ＢＰＦ４２で３００〜３ｋＨｚ
の音声成分が抽出されてパワーアンプ４３に出力され電
力増幅される。また、ＦＭ検波回路４０の復調信号出力
はＬＰＦ４１で３００Ｈｚ以下のパルス列信号成分が取
り出される。送信元のＦＭ通信機のシステムコントロー
ラ７が３００Ｈｚ以下に帯域制限されたパルス列信号を
出力し（図２（１）参照。帯域制限しないときの波形を
（１）の破線Ａに示す。）、このパルス列信号を含むベ
ースバンド信号がＶＣＯ１２だけに印加されるとき、パ
ルス列信号の低域成分がＦＭ変調されないので、ＬＰＦ
４１の出力は図２（２）の如く送信元のパルス列信号と
異なった波形となる。具体的には、受信パルス列信号の
立ち上がり部分と立ち下がり部分を比較すると、立ち上
がり部分が上側にずれ、立ち下がり部分が下側にずれた
ような形となる。
【００３１】ＬＰＦ４１から出力された受信パルス列信
号は、２値化回路５０Ａに入力されて２値化されたの
ち、システムコントローラ７に入力されて選択呼び出し
コードの読み取りと解読がなされる。解読結果が自機に
割り当てられたコードと一致するときはアナログスイッ
チ４４のオン制御をして入出力間を導通状態とすること
でミュートをオフし、音声信号をスピーカ４５に入力さ
せ、音声出力させる。逆に、解読結果が自機に割り当て
られたコードと一致しないときはアナログスイッチ４４
のオフ制御をして入出力間を非導通状態とすることでミ
ュートをオンし、音声出力を阻止する。
号は、２値化回路５０Ａに入力されて２値化されたの
ち、システムコントローラ７に入力されて選択呼び出し
コードの読み取りと解読がなされる。解読結果が自機に
割り当てられたコードと一致するときはアナログスイッ
チ４４のオン制御をして入出力間を導通状態とすること
でミュートをオフし、音声信号をスピーカ４５に入力さ
せ、音声出力させる。逆に、解読結果が自機に割り当て
られたコードと一致しないときはアナログスイッチ４４
のオフ制御をして入出力間を非導通状態とすることでミ
ュートをオンし、音声出力を阻止する。
【００３２】２値化回路５０Ａでは、まず受信パルス列
信号が積分回路５１０で積分される（図２（２）のＶ参
照）。この積分信号Ｖは、受信パルス列信号の上側ピー
クと下側ピークの真ん中近くを変化する。加算器６１Ａ
により積分回路５１０の出力ＶにＥC が加算されて、Ｖ
の平均レベルが所定の一定量だけ上側に変えられ、受信
パルス列信号の立ち上がり部分と交差する第１しきい値
信号ＶTH(1) が作成される。また、減算器６１Ｂにより
積分回路５１０の出力ＶからＥC が減算されて、Ｖの平
均レベルが所定の一定量だけ下側に変えられ、受信パル
ス列信号の立ち下がり部分と交差する第２しきい値信号
ＶTH(1) が作成される（図２（３）参照）。
信号が積分回路５１０で積分される（図２（２）のＶ参
照）。この積分信号Ｖは、受信パルス列信号の上側ピー
クと下側ピークの真ん中近くを変化する。加算器６１Ａ
により積分回路５１０の出力ＶにＥC が加算されて、Ｖ
の平均レベルが所定の一定量だけ上側に変えられ、受信
パルス列信号の立ち上がり部分と交差する第１しきい値
信号ＶTH(1) が作成される。また、減算器６１Ｂにより
積分回路５１０の出力ＶからＥC が減算されて、Ｖの平
均レベルが所定の一定量だけ下側に変えられ、受信パル
ス列信号の立ち下がり部分と交差する第２しきい値信号
ＶTH(1) が作成される（図２（３）参照）。
【００３３】第１コンパレータ５２ＡはＬＰＦ４１から
出力された受信パルス列信号と第１しきい値信号Ｖ
TH(1) とを比較する。そして、受信パルス列信号が第１
しきい値信号ＶTH(1) を上回っている間Ｈレベルを出力
し、下回っている間Ｌレベルを出力する（図２（４）参
照）。第１エッジ検出回路６２Ａは第１コンパレータ５
２Ａの出力の立ち上がりエッジを検出してパルスを出力
し、Ｒ−ＳＦ／Ｆ６３をセットさせ、Ｑ端子をＨレベル
とさせる（図２（５）、（８）参照）。第２コンパレー
タ５２ＢはＬＰＦ４１から出力された受信パルス列信号
と第２しきい値信号ＶTH(2) とを比較する。そして、受
信パルス列信号が第２しきい値信号ＶTH(2) を上回って
いる間Ｈレベルを出力し、下回っている間Ｌレベルを出
力する（図２（６）参照）。第２エッジ検出回路６２Ｂ
は第２コンパレータ５２Ｂの出力の立ち下がりエッジを
検出してパルスを出力し、Ｒ−ＳＦ／Ｆ６３をリセット
させ、Ｑ端子をＬレベルとさせる（図２（７）、（８）
参照）。
出力された受信パルス列信号と第１しきい値信号Ｖ
TH(1) とを比較する。そして、受信パルス列信号が第１
しきい値信号ＶTH(1) を上回っている間Ｈレベルを出力
し、下回っている間Ｌレベルを出力する（図２（４）参
照）。第１エッジ検出回路６２Ａは第１コンパレータ５
２Ａの出力の立ち上がりエッジを検出してパルスを出力
し、Ｒ−ＳＦ／Ｆ６３をセットさせ、Ｑ端子をＨレベル
とさせる（図２（５）、（８）参照）。第２コンパレー
タ５２ＢはＬＰＦ４１から出力された受信パルス列信号
と第２しきい値信号ＶTH(2) とを比較する。そして、受
信パルス列信号が第２しきい値信号ＶTH(2) を上回って
いる間Ｈレベルを出力し、下回っている間Ｌレベルを出
力する（図２（６）参照）。第２エッジ検出回路６２Ｂ
は第２コンパレータ５２Ｂの出力の立ち下がりエッジを
検出してパルスを出力し、Ｒ−ＳＦ／Ｆ６３をリセット
させ、Ｑ端子をＬレベルとさせる（図２（７）、（８）
参照）。
【００３４】図２（１）に示す送信元でのベースバンド
信号中のパルス列信号の立ち上がり部分に対応して、図
２（２）の受信パルス列信号が立ち上がることから、第
１コンパレータ５２Ａと第１エッジ検出回路６２Ａとに
より、受信パルス列信号が第１しきい値信号ＶTH(1) を
下側から上側に越えたタイミングとして、送信元のパル
ス列信号の立ち上がりタイミングが正しく検出される。
反対に、送信元でのパルス列信号の立ち下がり部分に対
応して、受信パルス列信号が立ち下がることから、第２
コンパレータ５２Ｂと第２エッジ検出回路６２Ｂとによ
り、受信パルス列信号が第２しきい値信号ＶTH(2) を上
側から下側に越えたタイミングとして、送信元のパルス
列信号の立ち下がりタイミングが正しく検出される。
信号中のパルス列信号の立ち上がり部分に対応して、図
２（２）の受信パルス列信号が立ち上がることから、第
１コンパレータ５２Ａと第１エッジ検出回路６２Ａとに
より、受信パルス列信号が第１しきい値信号ＶTH(1) を
下側から上側に越えたタイミングとして、送信元のパル
ス列信号の立ち上がりタイミングが正しく検出される。
反対に、送信元でのパルス列信号の立ち下がり部分に対
応して、受信パルス列信号が立ち下がることから、第２
コンパレータ５２Ｂと第２エッジ検出回路６２Ｂとによ
り、受信パルス列信号が第２しきい値信号ＶTH(2) を上
側から下側に越えたタイミングとして、送信元のパルス
列信号の立ち下がりタイミングが正しく検出される。
【００３５】この結果、Ｒ−ＳＦ／Ｆ６３のＱ端子から
は、受信パルス列信号を正しく２値化し、図２（１）の
Ａとほぼ同形の２値化受信パルス列信号が出力されるこ
とになり、システムコントローラ７は正しく選択呼び出
しコードの読み取り及び解読を行うことができる。レベ
ル調整回路２０のゲインが最小の−∞（ｄＢ）であって
も受信パルス列信号を正しく２値化できるということ
は、送信元において、ＶＣＸＯ１１とＶＣＯ１２の変調
特性がアンバランスで、送信元のパルス列信号の低域成
分と高域成分がアンバランスに変調されていても構わな
いことを意味し、バランス調整をする手間が省ける。更
に言うならば、レベル調整回路２０のゲインが最小の−
∞（ｄＢ）であっても受信パルス列信号を正しく２値化
できるということは、送信元において、ベースバンド信
号をＶＣＯ１２だけに印加して送信元のパルス列信号の
低域成分は変調が全く掛からないようにしても構わない
ことを意味し、ＶＣＸＯ１１を発振周波数が固定の基準
周波数発振器に置き換えることで、回路構成の簡単化を
図ることも可能となる。
は、受信パルス列信号を正しく２値化し、図２（１）の
Ａとほぼ同形の２値化受信パルス列信号が出力されるこ
とになり、システムコントローラ７は正しく選択呼び出
しコードの読み取り及び解読を行うことができる。レベ
ル調整回路２０のゲインが最小の−∞（ｄＢ）であって
も受信パルス列信号を正しく２値化できるということ
は、送信元において、ＶＣＸＯ１１とＶＣＯ１２の変調
特性がアンバランスで、送信元のパルス列信号の低域成
分と高域成分がアンバランスに変調されていても構わな
いことを意味し、バランス調整をする手間が省ける。更
に言うならば、レベル調整回路２０のゲインが最小の−
∞（ｄＢ）であっても受信パルス列信号を正しく２値化
できるということは、送信元において、ベースバンド信
号をＶＣＯ１２だけに印加して送信元のパルス列信号の
低域成分は変調が全く掛からないようにしても構わない
ことを意味し、ＶＣＸＯ１１を発振周波数が固定の基準
周波数発振器に置き換えることで、回路構成の簡単化を
図ることも可能となる。
【００３６】（２）次に、送信元のＦＭ通信機のシステ
ムコントローラ７が３００Ｈｚ以下に帯域制限されたパ
ルス列信号を出力し、このパルス列信号を含むベースバ
ンド信号がＶＣＸＯ１１とＶＣＯ１２の両方に印加され
るようになっており、かつ、レベル調整回路２０のゲイ
ンが適切に設定されていて、ＶＣＸＯ１１とＶＣＯ１２
の変調特性のバランスが取れている場合を説明する（図
３参照）。このとき、送信元のシステムコントローラ７
から出力されるパルス列信号が図３（１）の如く波形と
すると、ＬＰＦ４１の出力は図３（２）の如く送信元の
パルス列信号とほぼ同形となる。
ムコントローラ７が３００Ｈｚ以下に帯域制限されたパ
ルス列信号を出力し、このパルス列信号を含むベースバ
ンド信号がＶＣＸＯ１１とＶＣＯ１２の両方に印加され
るようになっており、かつ、レベル調整回路２０のゲイ
ンが適切に設定されていて、ＶＣＸＯ１１とＶＣＯ１２
の変調特性のバランスが取れている場合を説明する（図
３参照）。このとき、送信元のシステムコントローラ７
から出力されるパルス列信号が図３（１）の如く波形と
すると、ＬＰＦ４１の出力は図３（２）の如く送信元の
パルス列信号とほぼ同形となる。
【００３７】受信パルス列信号が積分回路５０Ａで積分
された積分信号Ｖは、図３（２）のＶの如くなり、受信
パルス列信号の上側ピークと下側ピークの真ん中近くを
変化する。加算器６１Ａにより積分回路５１０の出力Ｖ
にＥC が加算されて作成された第１しきい値信号Ｖ
TH(1) は、積分信号Ｖの平均レベルが上側に所定の一定
量だけ変わることで、受信パルス列信号の立ち上がり部
分と交差する。また、減算器６１Ｂにより積分回路５１
０の出力ＶからＥC が減算されて作成された第２しきい
値信号ＶTH(2) は、積分信号Ｖの平均レベルが下側に所
定の一定量だけ変わることで、受信パルス列信号の立ち
下がり部分と交差する（図３（３）参照）。
された積分信号Ｖは、図３（２）のＶの如くなり、受信
パルス列信号の上側ピークと下側ピークの真ん中近くを
変化する。加算器６１Ａにより積分回路５１０の出力Ｖ
にＥC が加算されて作成された第１しきい値信号Ｖ
TH(1) は、積分信号Ｖの平均レベルが上側に所定の一定
量だけ変わることで、受信パルス列信号の立ち上がり部
分と交差する。また、減算器６１Ｂにより積分回路５１
０の出力ＶからＥC が減算されて作成された第２しきい
値信号ＶTH(2) は、積分信号Ｖの平均レベルが下側に所
定の一定量だけ変わることで、受信パルス列信号の立ち
下がり部分と交差する（図３（３）参照）。
【００３８】図３（１）に示す送信元のパルス列信号の
立ち上がり部分に対応して、図３（２）の受信パルス列
信号が立ち上がることから、第１コンパレータ５２Ａと
第１エッジ検出回路６２Ａとにより、受信パルス列信号
が第１しきい値信号ＶTH(1)を下側から上側に越えたタ
イミングとして、送信元のパルス列信号の立ち上がりタ
イミングが正しく検出される。反対に、送信元のパルス
列信号の立ち下がり部分に対応して、受信パルス列信号
が立ち下がることから、第２コンパレータ５２Ｂと第２
エッジ検出回路６２Ｂとにより、受信パルス列信号が第
２しきい値信号ＶTH(2) を上側から下側に越えたタイミ
ングとして、送信元のパルス列信号の立ち下がりタイミ
ングが正しく検出される。この結果、Ｒ−ＳＦ／Ｆ６３
のＱ端子からは、受信パルス列信号を正しく２値化した
信号が出力されることになるので、（１）の場合と同様
に、システムコントローラ７は正しく選択呼び出しコー
ドの読み取り及び解読を行うことができる。
立ち上がり部分に対応して、図３（２）の受信パルス列
信号が立ち上がることから、第１コンパレータ５２Ａと
第１エッジ検出回路６２Ａとにより、受信パルス列信号
が第１しきい値信号ＶTH(1)を下側から上側に越えたタ
イミングとして、送信元のパルス列信号の立ち上がりタ
イミングが正しく検出される。反対に、送信元のパルス
列信号の立ち下がり部分に対応して、受信パルス列信号
が立ち下がることから、第２コンパレータ５２Ｂと第２
エッジ検出回路６２Ｂとにより、受信パルス列信号が第
２しきい値信号ＶTH(2) を上側から下側に越えたタイミ
ングとして、送信元のパルス列信号の立ち下がりタイミ
ングが正しく検出される。この結果、Ｒ−ＳＦ／Ｆ６３
のＱ端子からは、受信パルス列信号を正しく２値化した
信号が出力されることになるので、（１）の場合と同様
に、システムコントローラ７は正しく選択呼び出しコー
ドの読み取り及び解読を行うことができる。
【００３９】なお、上記した実施の形態では、３００Ｈ
ｚ以下に帯域制限されたパルス列信号を送・受信する場
合を例に挙げて説明したが、本発明は、何らこれに限定
されるものでなく、帯域制限しないパルス列信号を送・
受信する場合にも同様に適用することができる。この場
合、例えば、送信側では、ＰＴＴ．ＳＷ５が押されたあ
と、或る一定時間の間はマイク２の出力がサミングアン
プ８に入力されないようにし、この間にシステムコント
ローラ７が選択呼び出しコードを表すパルス列信号を出
力するようにする。一方、受信側では、ＦＭ検波回路４
０の出力をそのまま２値化回路５０Ａに入力するように
し、システムコントローラ７はＰＴＴ．ＳＷ５が開放さ
れたあと、アナログスイッチ４４に対しミュートオン制
御をし、最初は音声出力を阻止しておく。そして、２値
化回路５０Ａから入力した２値化受信パルス列信号を解
読した結果、自機宛のコードであれば、ミュートオフ制
御をし、音声出力を行わせ、自機宛のコードでなけれ
ば、ミュートオン制御をしたままとする。
ｚ以下に帯域制限されたパルス列信号を送・受信する場
合を例に挙げて説明したが、本発明は、何らこれに限定
されるものでなく、帯域制限しないパルス列信号を送・
受信する場合にも同様に適用することができる。この場
合、例えば、送信側では、ＰＴＴ．ＳＷ５が押されたあ
と、或る一定時間の間はマイク２の出力がサミングアン
プ８に入力されないようにし、この間にシステムコント
ローラ７が選択呼び出しコードを表すパルス列信号を出
力するようにする。一方、受信側では、ＦＭ検波回路４
０の出力をそのまま２値化回路５０Ａに入力するように
し、システムコントローラ７はＰＴＴ．ＳＷ５が開放さ
れたあと、アナログスイッチ４４に対しミュートオン制
御をし、最初は音声出力を阻止しておく。そして、２値
化回路５０Ａから入力した２値化受信パルス列信号を解
読した結果、自機宛のコードであれば、ミュートオフ制
御をし、音声出力を行わせ、自機宛のコードでなけれ
ば、ミュートオン制御をしたままとする。
【００４０】帯域制限しないパルス列信号を送・受信す
る場合の２値化回路５０Ａの動作を図４に基づいて説明
する。レベル調整回路２０のゲインが最小の−∞（ｄ
Ｂ）となっており、パルス列信号を含むベースバンド信
号がＶＣＯ１２だけに印加されるようになっているもの
とする。送信元のＦＭ通信機のシステムコントローラ７
が帯域制限されていないパルス列信号を出力し（図４
（１）参照）、このパルス列信号を含むベースバンド信
号がＶＣＯ１２だけに印加されるとき、パルス列信号の
低域成分がＦＭ変調されないので、ＬＰＦ４１の出力は
図４（２）の如く送信元のパルス列信号と異なった波形
となる（受信パルス列信号の立ち上がり部分と立ち下が
り部分を比較した場合、立ち上がり部分が上側にずれ、
立ち下がり部分が下側にずれている）。
る場合の２値化回路５０Ａの動作を図４に基づいて説明
する。レベル調整回路２０のゲインが最小の−∞（ｄ
Ｂ）となっており、パルス列信号を含むベースバンド信
号がＶＣＯ１２だけに印加されるようになっているもの
とする。送信元のＦＭ通信機のシステムコントローラ７
が帯域制限されていないパルス列信号を出力し（図４
（１）参照）、このパルス列信号を含むベースバンド信
号がＶＣＯ１２だけに印加されるとき、パルス列信号の
低域成分がＦＭ変調されないので、ＬＰＦ４１の出力は
図４（２）の如く送信元のパルス列信号と異なった波形
となる（受信パルス列信号の立ち上がり部分と立ち下が
り部分を比較した場合、立ち上がり部分が上側にずれ、
立ち下がり部分が下側にずれている）。
【００４１】ＦＭ検波回路４０で復調された受信パルス
列信号は、２値化回路５０Ａに入力されて２値化され
る。２値化回路５０Ａでは、まず受信パルス列信号が積
分回路５１０で積分される（図４（２）のＶ参照）。こ
の積分信号Ｖは、受信パルス列信号の上側ピークと下側
ピークの真ん中近くを変化する。加算器６１Ａにより積
分回路５１０の出力ＶにＥC が加算されて作成された第
１しきい値信号ＶTH(1)は、積分信号Ｖの平均レベルが
上側に所定の一定量だけ変わることで、受信パルス列信
号の立ち上がり部分と交差する。また、減算器６１Ｂに
より積分回路５１０の出力ＶからＥC が減算されて作成
された第２しきい値信号ＶTH(2) は、積分信号Ｖの平均
レベルが下側に所定の一定量だけ変わることで、受信パ
ルス列信号の立ち下がり部分と交差する（図４（３）参
照）。
列信号は、２値化回路５０Ａに入力されて２値化され
る。２値化回路５０Ａでは、まず受信パルス列信号が積
分回路５１０で積分される（図４（２）のＶ参照）。こ
の積分信号Ｖは、受信パルス列信号の上側ピークと下側
ピークの真ん中近くを変化する。加算器６１Ａにより積
分回路５１０の出力ＶにＥC が加算されて作成された第
１しきい値信号ＶTH(1)は、積分信号Ｖの平均レベルが
上側に所定の一定量だけ変わることで、受信パルス列信
号の立ち上がり部分と交差する。また、減算器６１Ｂに
より積分回路５１０の出力ＶからＥC が減算されて作成
された第２しきい値信号ＶTH(2) は、積分信号Ｖの平均
レベルが下側に所定の一定量だけ変わることで、受信パ
ルス列信号の立ち下がり部分と交差する（図４（３）参
照）。
【００４２】図４（１）に示す送信元のパルス列信号の
立ち上がり部分に対応して、図４（２）の受信パルス列
信号が立ち上がることから、第１コンパレータ５２Ａと
第１エッジ検出回路６２Ａとにより、受信パルス列信号
が第１しきい値信号ＶTH(1)を下側から上側に越えたタ
イミングとして、送信元のパルス列信号の立ち上がりタ
イミングが正しく検出される。反対に、送信元のパルス
列信号の立ち下がり部分に対応して、受信パルス列信号
が立ち下がることから、第２コンパレータ５２Ｂと第２
エッジ検出回路６２Ｂとにより、受信パルス列信号が第
２しきい値信号ＶTH(2) を上側から下側に越えたタイミ
ングとして、送信元のパルス列信号の立ち下がりタイミ
ングが正しく検出される。
立ち上がり部分に対応して、図４（２）の受信パルス列
信号が立ち上がることから、第１コンパレータ５２Ａと
第１エッジ検出回路６２Ａとにより、受信パルス列信号
が第１しきい値信号ＶTH(1)を下側から上側に越えたタ
イミングとして、送信元のパルス列信号の立ち上がりタ
イミングが正しく検出される。反対に、送信元のパルス
列信号の立ち下がり部分に対応して、受信パルス列信号
が立ち下がることから、第２コンパレータ５２Ｂと第２
エッジ検出回路６２Ｂとにより、受信パルス列信号が第
２しきい値信号ＶTH(2) を上側から下側に越えたタイミ
ングとして、送信元のパルス列信号の立ち下がりタイミ
ングが正しく検出される。
【００４３】この結果、Ｒ−ＳＦ／Ｆ６３のＱ端子から
は、受信パルス列信号を正しく２値化した２値化受信パ
ルス列信号が出力されることになるので、システムコン
トローラ７は正しく選択呼び出しコードの読み取り及び
解読を行うことができる。レベル調整回路２０のゲイン
が最小の−∞（ｄＢ）であっても受信パルス列信号を正
しく２値化できるということは、送信元において、ＶＣ
ＸＯ１１とＶＣＯ１２の変調特性がアンバランスで、送
信元のパルス列信号の低域成分と高域成分がアンバラン
スに変調されていても構わないことを意味し、バランス
調整をする手間が省ける。更に言うならば、ベースバン
ド信号をＶＣＯ１２だけに印加して送信元のパルス列信
号の低域成分は変調が全く掛からないようにしても構わ
ないことを意味し、ＶＣＸＯ１１は発振周波数が固定の
基準周波数発振器に置き換えることで、回路構成の簡単
化を図ることも可能となる。
は、受信パルス列信号を正しく２値化した２値化受信パ
ルス列信号が出力されることになるので、システムコン
トローラ７は正しく選択呼び出しコードの読み取り及び
解読を行うことができる。レベル調整回路２０のゲイン
が最小の−∞（ｄＢ）であっても受信パルス列信号を正
しく２値化できるということは、送信元において、ＶＣ
ＸＯ１１とＶＣＯ１２の変調特性がアンバランスで、送
信元のパルス列信号の低域成分と高域成分がアンバラン
スに変調されていても構わないことを意味し、バランス
調整をする手間が省ける。更に言うならば、ベースバン
ド信号をＶＣＯ１２だけに印加して送信元のパルス列信
号の低域成分は変調が全く掛からないようにしても構わ
ないことを意味し、ＶＣＸＯ１１は発振周波数が固定の
基準周波数発振器に置き換えることで、回路構成の簡単
化を図ることも可能となる。
【００４４】また、上記した実施の形態では、積分回路
５１０の出力ＶにＥC を加算及び減算することで、２つ
の第１しきい値信号ＶTH(1) と第２しきい値信号Ｖ
TH(2) を作成し、受信パルス列信号をこれら２つの第１
しきい値信号ＶTH(1) と第２しきい値信号ＶTH(2) と比
較し、受信パルス列信号が第１しきい値信号ＶTH(1) を
下側から上側に越えたタイミングでＲ−ＳＦ／Ｆ６３を
セットさせ、受信パルス列信号が第２しきい値信号ＶTH
(2) を上側から下側に越えたタイミングでＲ−ＳＦ／Ｆ
６３をリセットさせることで２値化受信パルス列信号を
出力するようにしたが、図５の如く変形しても良い。
５１０の出力ＶにＥC を加算及び減算することで、２つ
の第１しきい値信号ＶTH(1) と第２しきい値信号Ｖ
TH(2) を作成し、受信パルス列信号をこれら２つの第１
しきい値信号ＶTH(1) と第２しきい値信号ＶTH(2) と比
較し、受信パルス列信号が第１しきい値信号ＶTH(1) を
下側から上側に越えたタイミングでＲ−ＳＦ／Ｆ６３を
セットさせ、受信パルス列信号が第２しきい値信号ＶTH
(2) を上側から下側に越えたタイミングでＲ−ＳＦ／Ｆ
６３をリセットさせることで２値化受信パルス列信号を
出力するようにしたが、図５の如く変形しても良い。
【００４５】即ち、積分回路５１０の積分信号出力をそ
のまましきい値信号ＶTHとして第１コンパレータ５２Ａ
と第２コンパレータ５２Ｂに入力させる。そして、送信
元で３００Ｈｚ以下に帯域制限されているときはＬＰＦ
４１から出力された受信パルス列信号からＥC を第１レ
ベル変更手段としての減算器６４Ａで減算し、受信パル
ス列信号の平均レベルを所定の一定量だけ下側に変え、
立ち上がり部分がしきい値信号ＶTHと交差するようにし
たあと第１コンパレータ５２Ａに入力し、また、ＬＰＦ
４１から出力された受信パルス列信号にＥC を第２レベ
ル変更手段としての加算器６４Ｂで加算し、受信パルス
列信号の平均レベルを所定の一定量だけ上側に変え、立
ち下がり部分がしきい値信号ＶTHと交差するようにした
あと第２コンパレータ５２Ｂに入力する。
のまましきい値信号ＶTHとして第１コンパレータ５２Ａ
と第２コンパレータ５２Ｂに入力させる。そして、送信
元で３００Ｈｚ以下に帯域制限されているときはＬＰＦ
４１から出力された受信パルス列信号からＥC を第１レ
ベル変更手段としての減算器６４Ａで減算し、受信パル
ス列信号の平均レベルを所定の一定量だけ下側に変え、
立ち上がり部分がしきい値信号ＶTHと交差するようにし
たあと第１コンパレータ５２Ａに入力し、また、ＬＰＦ
４１から出力された受信パルス列信号にＥC を第２レベ
ル変更手段としての加算器６４Ｂで加算し、受信パルス
列信号の平均レベルを所定の一定量だけ上側に変え、立
ち下がり部分がしきい値信号ＶTHと交差するようにした
あと第２コンパレータ５２Ｂに入力する。
【００４６】第１コンパレータ５２Ａは減算器６４Ａか
ら出力された受信パルス列信号としきい値信号ＶTHとを
比較する。そして、受信パルス列信号がしきい値信号Ｖ
THを上回っている間Ｈレベルを出力し、下回っている間
Ｌレベルを出力する。第１エッジ検出回路６２Ａは第１
コンパレータ５２Ａの出力の立ち上がりエッジを検出し
てパルスを出力し、Ｒ−ＳＦ／Ｆ６３をセットさせ、Ｑ
端子をＨレベルとさせる。 第２コンパレータ５２Ｂは
加算器６４Ｂから出力された受信パルス列信号としきい
値信号ＶTHとを比較する。そして、受信パルス列信号が
しきい値信号ＶTHを上回っている間Ｈレベルを出力し、
下回っている間Ｌレベルを出力する。第２エッジ検出回
路６２Ｂは第２コンパレータ５２Ｂの出力の立ち下がり
エッジを検出してパルスを出力し、Ｒ−ＳＦ／Ｆ６３を
リセットさせ、Ｑ端子をＬレベルとさせる。
ら出力された受信パルス列信号としきい値信号ＶTHとを
比較する。そして、受信パルス列信号がしきい値信号Ｖ
THを上回っている間Ｈレベルを出力し、下回っている間
Ｌレベルを出力する。第１エッジ検出回路６２Ａは第１
コンパレータ５２Ａの出力の立ち上がりエッジを検出し
てパルスを出力し、Ｒ−ＳＦ／Ｆ６３をセットさせ、Ｑ
端子をＨレベルとさせる。 第２コンパレータ５２Ｂは
加算器６４Ｂから出力された受信パルス列信号としきい
値信号ＶTHとを比較する。そして、受信パルス列信号が
しきい値信号ＶTHを上回っている間Ｈレベルを出力し、
下回っている間Ｌレベルを出力する。第２エッジ検出回
路６２Ｂは第２コンパレータ５２Ｂの出力の立ち下がり
エッジを検出してパルスを出力し、Ｒ−ＳＦ／Ｆ６３を
リセットさせ、Ｑ端子をＬレベルとさせる。
【００４７】送信元でのベースバンド信号中のパルス列
信号の立ち上がり部分に対応して、受信パルス列信号が
立ち上がることから、第１コンパレータ５２Ａと第１エ
ッジ検出回路６２Ａとにより、受信パルス列信号がしき
い値信号ＶTHを下側から上側に越えたタイミングとし
て、送信元のパルス列信号の立ち上がりタイミングが正
しく検出される。反対に、送信元でのパルス列信号の立
ち下がり部分に対応して、受信パルス列信号が立ち下が
ることから、第２コンパレータ５２Ｂと第２エッジ検出
回路６２Ｂとにより、受信パルス列信号がしきい値信号
ＶTHを上側から下側に越えたタイミングとして、送信元
のパルス列信号の立ち下がりタイミングが正しく検出さ
れる。この結果、Ｒ−ＳＦ／Ｆ６３のＱ端子からは、受
信パルス列信号を正しく２値化した信号が出力されるこ
とになり、システムコントローラ７は正しく選択呼び出
しコードの読み取り及び解読を行うことができる。
信号の立ち上がり部分に対応して、受信パルス列信号が
立ち上がることから、第１コンパレータ５２Ａと第１エ
ッジ検出回路６２Ａとにより、受信パルス列信号がしき
い値信号ＶTHを下側から上側に越えたタイミングとし
て、送信元のパルス列信号の立ち上がりタイミングが正
しく検出される。反対に、送信元でのパルス列信号の立
ち下がり部分に対応して、受信パルス列信号が立ち下が
ることから、第２コンパレータ５２Ｂと第２エッジ検出
回路６２Ｂとにより、受信パルス列信号がしきい値信号
ＶTHを上側から下側に越えたタイミングとして、送信元
のパルス列信号の立ち下がりタイミングが正しく検出さ
れる。この結果、Ｒ−ＳＦ／Ｆ６３のＱ端子からは、受
信パルス列信号を正しく２値化した信号が出力されるこ
とになり、システムコントローラ７は正しく選択呼び出
しコードの読み取り及び解読を行うことができる。
【００４８】送信元でパルス列信号の低域成分の変調が
されなかったり、低域成分と高域成分がアンバランスに
変調されたとき、受信パルス列信号は送信元のパルス列
信号と波形が変わるが、図５の例でも、受信パルス列信
号を正しく２値化した信号を出力させることができ、Ｆ
Ｍ通信機の送信系では、パルス列信号の低域成分の変調
を省略して回路構成を簡単にしたり、或いは、低域成分
と高域成分の両方を変調する場合には、変調特性のバラ
ンス調整を省略することができる。
されなかったり、低域成分と高域成分がアンバランスに
変調されたとき、受信パルス列信号は送信元のパルス列
信号と波形が変わるが、図５の例でも、受信パルス列信
号を正しく２値化した信号を出力させることができ、Ｆ
Ｍ通信機の送信系では、パルス列信号の低域成分の変調
を省略して回路構成を簡単にしたり、或いは、低域成分
と高域成分の両方を変調する場合には、変調特性のバラ
ンス調整を省略することができる。
【００４９】また、上記した実施の形態では、選択コー
ドを表すＮＲＺ符号のパルス列信号を送・受信する場合
を例に挙げたが、如何なる種類のパルス列信号を送・受
信する場合にも適用することができる。また、図１、図
５の２値化回路は、ハードウェアで実現するようにした
が、マイクロコンピュータによるソフト的な処理で実現
するようにしても良い。また、パルス列信号をＦＭ変復
調する代わりに、ＡＭ変復調、ＰＭ変復調、ＰＷＭ変復
調など、他の方式で変復調するようにしても良い。
ドを表すＮＲＺ符号のパルス列信号を送・受信する場合
を例に挙げたが、如何なる種類のパルス列信号を送・受
信する場合にも適用することができる。また、図１、図
５の２値化回路は、ハードウェアで実現するようにした
が、マイクロコンピュータによるソフト的な処理で実現
するようにしても良い。また、パルス列信号をＦＭ変復
調する代わりに、ＡＭ変復調、ＰＭ変復調、ＰＷＭ変復
調など、他の方式で変復調するようにしても良い。
【００５０】
【発明の効果】本発明によれば、送信元でパルス列信号
の低域成分の変調がされなかったり、低域成分と高域成
分がアンバランスに変調されたとき、受信パルス列信号
は送信元のパルス列信号と波形が変わるが、送信元のパ
ルス列信号の立ち上がり部分に対応して受信パルス列信
号が立ち上がるので、第１しきい値信号を下側から上側
に越えたタイミングとして送信元のパルス列信号の立ち
上がりタイミングを正しく検出でき、反対に、送信元の
パルス列信号の立ち下がり部分に対応して受信パルス列
信号が立ち下がるので、第２しきい値信号を上側から下
側に越えたタイミングとして送信元のパルス列信号の立
ち下がりタイミングを正しく検出できる。よって、２値
化信号出力手段から受信パルス列信号を正しく２値化し
た信号を出力させることができる。この結果、送信元で
は、パルス列信号の低域成分の変調を省略して回路構成
を簡単にしたり、或いは、低域成分と高域成分の両方を
変調する場合には、変調特性のバランス調整を省略する
ことができる。
の低域成分の変調がされなかったり、低域成分と高域成
分がアンバランスに変調されたとき、受信パルス列信号
は送信元のパルス列信号と波形が変わるが、送信元のパ
ルス列信号の立ち上がり部分に対応して受信パルス列信
号が立ち上がるので、第１しきい値信号を下側から上側
に越えたタイミングとして送信元のパルス列信号の立ち
上がりタイミングを正しく検出でき、反対に、送信元の
パルス列信号の立ち下がり部分に対応して受信パルス列
信号が立ち下がるので、第２しきい値信号を上側から下
側に越えたタイミングとして送信元のパルス列信号の立
ち下がりタイミングを正しく検出できる。よって、２値
化信号出力手段から受信パルス列信号を正しく２値化し
た信号を出力させることができる。この結果、送信元で
は、パルス列信号の低域成分の変調を省略して回路構成
を簡単にしたり、或いは、低域成分と高域成分の両方を
変調する場合には、変調特性のバランス調整を省略する
ことができる。
【図１】本発明の一つの実施の形態に係るＦＭ通信機の
受信系のブロック図である。
受信系のブロック図である。
【図２】図１中の２値化回路の動作を示す説明図であ
る。
る。
【図３】図１中の２値化回路の動作を示す説明図であ
る。
る。
【図４】図１中の２値化回路の動作を示す説明図であ
る。
る。
【図５】本発明の他の実施の形態に係る２値化回路のブ
ロック図である。
ロック図である。
【図６】従来のＦＭ通信機の送信系のブロック図であ
る。
る。
【図７】パルス列信号を示す波形図である。
【図８】ＶＣＯの変調特性を示す線図である。
【図９】ＶＣＸＯの変調特性を示す線図である。
【図１０】従来のＦＭ通信機の受信系のブロック図であ
る。
る。
【図１１】図１０中の２値化回路の動作を示す説明図で
ある。
ある。
２ マイク ５ ＰＴＴ．ＳＷ ６ キー操作パネル ７ システムコン
トローラ ８ サミングアンプ １０ ＰＬＬ回路 １１ ＶＣＸＯ １２ ＶＣＯ １３ ＰＬＬ−ＩＣ ９、１４、４１
ＬＰＦ １５ 送信回路 １８ アンテナ ２０ レベル調整回路 ３０ 受信回路 ４０ ＦＭ検波回路 ４２ ＢＰＦ ４３ パワーアンプ ４４ アナログス
イッチ ４５ スピーカ ５０Ａ ２値化回
路 ６０ しきい値信号発生回路 ６１Ａ、６４Ｂ
加算器 ６１Ｂ、６４Ａ 減算器 ５２Ａ 第１コン
パレータ ５２Ｂ 第２コンパレータ ６２Ａ 第１エッ
ジ検出回路 ６２Ｂ 第２エッジ検出回路 ６３ Ｒ−Ｓフリ
ップフロップ ５１０ 積分回路
トローラ ８ サミングアンプ １０ ＰＬＬ回路 １１ ＶＣＸＯ １２ ＶＣＯ １３ ＰＬＬ−ＩＣ ９、１４、４１
ＬＰＦ １５ 送信回路 １８ アンテナ ２０ レベル調整回路 ３０ 受信回路 ４０ ＦＭ検波回路 ４２ ＢＰＦ ４３ パワーアンプ ４４ アナログス
イッチ ４５ スピーカ ５０Ａ ２値化回
路 ６０ しきい値信号発生回路 ６１Ａ、６４Ｂ
加算器 ６１Ｂ、６４Ａ 減算器 ５２Ａ 第１コン
パレータ ５２Ｂ 第２コンパレータ ６２Ａ 第１エッ
ジ検出回路 ６２Ｂ 第２エッジ検出回路 ６３ Ｒ−Ｓフリ
ップフロップ ５１０ 積分回路
Claims (2)
- 【請求項１】 パルス列信号を所定の方式で変調した送
信信号を受信・復調した受信パルス列信号を所定のしき
い値信号と比較し２値化する受信パルス列信号の２値化
装置において、 受信パルス列信号を積分する積分手段と、 積分手段の出力する積分信号の平均レベルを所定の一定
量だけ上側に変えて、受信パルス列信号の立ち上がり部
分と交差する第１しきい値信号を発生するとともに、積
分手段の出力する積分信号の平均レベルを所定の一定量
だけ下側に変えて受信パルス列信号の立ち下がり部分と
交差する第２しきい値信号を発生するしきい値信号発生
手段と、 受信パルス列信号を第１しきい値信号と比較し、受信パ
ルス列信号が第１しきい値信号の下側から上側に越えた
立ち上がりタイミングを検出する第１タイミング検出手
段と、 受信パルス列信号を第２しきい値信号と比較し、受信パ
ルス列信号が第２しきい値信号の上側から下側に越えた
立ち下がりタイミングを検出する第２タイミング検出手
段と、 第１タイミング検出手段で検出された立ち上がりタイミ
ングでＬレベルからＨレベルに変化し、第２タイミング
検出手段で検出された立ち下がりタイミングでＨレベル
からＬレベルに変化する２値化信号を出力する２値化信
号出力手段と、 を備えたことを特徴とする受信パルス列信号の２値化装
置。 - 【請求項２】 パルス列信号を所定の方式で変調した送
信信号を受信・復調した受信パルス列信号を所定のしき
い値信号と比較し２値化する受信パルス列信号の２値化
装置において、 受信パルス列信号を積分してしきい値信号を発生する積
分手段と、 受信パルス列信号の平均レベルを所定の一定量だけ下側
に変える第１レベル変更手段と、 受信パルス列信号の平均レベルを所定の一定量だけ上側
に変える第２レベル変更手段と、 第１レベル変更手段から出力された受信パルス列信号を
しきい値信号と比較し、受信パルス列信号がしきい値信
号の下側から上側に越えた立ち上がりタイミングを検出
する第１タイミング検出手段と、 第２レベル変更手段から出力された受信パルス列信号を
しきい値信号と比較し、受信パルス列信号がしきい値信
号の上側から下側に越えた立ち下がりタイミングを検出
する第２タイミング検出手段と、 第１タイミング検出手段で検出された立ち上がりタイミ
ングでＬレベルからＨレベルに変化し、第１タイミング
検出手段で検出された立ち下がりタイミングでＨレベル
からＬレベルに変化する２値化信号を出力する２値化信
号出力手段と、 を備えたことを特徴とする受信パルス列信号の２値化装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31597097A JPH11136141A (ja) | 1997-10-31 | 1997-10-31 | 受信パルス列信号の２値化装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP31597097A JPH11136141A (ja) | 1997-10-31 | 1997-10-31 | 受信パルス列信号の２値化装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11136141A true JPH11136141A (ja) | 1999-05-21 |
Family
ID=18071782
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP31597097A Pending JPH11136141A (ja) | 1997-10-31 | 1997-10-31 | 受信パルス列信号の２値化装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11136141A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007006268A (ja) * | 2005-06-24 | 2007-01-11 | Kenwood Corp | 受信パルス列信号２値化装置、受信パルス列信号２値化方法、無線受信機、プログラム及び記録媒体 |
| CN101931473A (zh) * | 2009-06-26 | 2010-12-29 | 日立乐金资料储存股份有限公司 | 信息检测装置及方法 |
| JP2011226978A (ja) * | 2010-04-22 | 2011-11-10 | Toyota Central R&D Labs Inc | 送受信信号相関検出装置及び距離測定装置 |
-
1997
- 1997-10-31 JP JP31597097A patent/JPH11136141A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007006268A (ja) * | 2005-06-24 | 2007-01-11 | Kenwood Corp | 受信パルス列信号２値化装置、受信パルス列信号２値化方法、無線受信機、プログラム及び記録媒体 |
| CN101931473A (zh) * | 2009-06-26 | 2010-12-29 | 日立乐金资料储存股份有限公司 | 信息检测装置及方法 |
| JP2011226978A (ja) * | 2010-04-22 | 2011-11-10 | Toyota Central R&D Labs Inc | 送受信信号相関検出装置及び距離測定装置 |
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