JPH077921B2 - Ｆｍ送信回路 - Google Patents
Ｆｍ送信回路Info
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- JPH077921B2 JPH077921B2 JP2922891A JP2922891A JPH077921B2 JP H077921 B2 JPH077921 B2 JP H077921B2 JP 2922891 A JP2922891 A JP 2922891A JP 2922891 A JP2922891 A JP 2922891A JP H077921 B2 JPH077921 B2 JP H077921B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】アマチュア無線用の無線送受信機
のごとく、広範囲の運用周波数帯と多くの変調モードで
運用する送受信形無線通信機に適用する。
のごとく、広範囲の運用周波数帯と多くの変調モードで
運用する送受信形無線通信機に適用する。
【０００２】
【従来の技術】アマチュア無線通信のようにＨＦ帯全域
のように広い周波数範囲で、ＡＭ・ＣＷ・ＳＳＢ・ＦＭ
等の多モード動作での通信機には図３例示のような、多
重変換スーパーヘテロダイン方式が使用されることが多
い。
のように広い周波数範囲で、ＡＭ・ＣＷ・ＳＳＢ・ＦＭ
等の多モード動作での通信機には図３例示のような、多
重変換スーパーヘテロダイン方式が使用されることが多
い。
【０００３】その最大の理由は特にＳＳＢ（Ｓｉｎｇｌ
ｅ Ｓｉｄｅ Ｂａｎｄ）波の受信時に必要な３kHz 程
度の狭帯域幅選択度と、許容周波数変動１００Hz以下の
高度の周波数安定度を得ることが出来、送信時には受信
経路を逆通する間にＡＭ波より搬送波と片サイドバンド
を除去して、ＳＳＢ波が送出できる事による。以下にそ
の構成の概略を述べる。
ｅ Ｓｉｄｅ Ｂａｎｄ）波の受信時に必要な３kHz 程
度の狭帯域幅選択度と、許容周波数変動１００Hz以下の
高度の周波数安定度を得ることが出来、送信時には受信
経路を逆通する間にＡＭ波より搬送波と片サイドバンド
を除去して、ＳＳＢ波が送出できる事による。以下にそ
の構成の概略を述べる。
【０００４】図３（Ａ）は多重変換式送受信機の受信回
路の構成であり、受信電波Ｆ0 は第１ミクサＭ1 にて第
１局部発振周波数ｆ1と混合して第１中間周波数Ｆ1 と
なり、第２ミクサＭ2 にて第２局部発振周波数ｆ2 と混
合して第２中間周波数となり、復調器ＤＭにて音声信号
となり、低周波数増幅器ＡＦを経てスピーカＳＰを動作
させる。
路の構成であり、受信電波Ｆ0 は第１ミクサＭ1 にて第
１局部発振周波数ｆ1と混合して第１中間周波数Ｆ1 と
なり、第２ミクサＭ2 にて第２局部発振周波数ｆ2 と混
合して第２中間周波数となり、復調器ＤＭにて音声信号
となり、低周波数増幅器ＡＦを経てスピーカＳＰを動作
させる。
【０００５】アマチュア無線機として少なくも３〜３０
MHz 間をカバーする関係上、第１中間周波数Ｆ1 は３０
MHz 以上に取ることにより、イメージ混信を減じ、第２
中間周波数Ｆ2 を狭帯域フィルタに適当な周波数（例え
ば４５５kHz ）とすることにより十分な混信除去特性が
得られる。
MHz 間をカバーする関係上、第１中間周波数Ｆ1 は３０
MHz 以上に取ることにより、イメージ混信を減じ、第２
中間周波数Ｆ2 を狭帯域フィルタに適当な周波数（例え
ば４５５kHz ）とすることにより十分な混信除去特性が
得られる。
【０００６】周波数安定度としては第１局部発振器をＰ
ＬＬ制御とし、その周波数を可変にして同調を取ること
と、第２局部発振器を水晶制御とすることにより十分な
性能が得られるのである。
ＬＬ制御とし、その周波数を可変にして同調を取ること
と、第２局部発振器を水晶制御とすることにより十分な
性能が得られるのである。
【０００７】ＳＳＢとＣＷ受信に際しては復調器ＤＭに
キャリア発振器よりｆ3 を注入してプロダクト検波を行
い、ＡＭとＦＭ受信ではキャリア発振器は停めて、ＡＭ
では振幅検波により、ＦＭではデスクリミネータにより
復調する。
キャリア発振器よりｆ3 を注入してプロダクト検波を行
い、ＡＭとＦＭ受信ではキャリア発振器は停めて、ＡＭ
では振幅検波により、ＦＭではデスクリミネータにより
復調する。
【０００８】隣接選択度は主に第２中間周波段のフィル
タ特性に依存して居り、ＡＭ・ＣＷ・ＳＳＢに対しては
通過帯域幅３kHz 程度のフィルタを共用することもある
が、別個に最適幅のフィルタを用いることも多い。ＦＭ
に対しては５kHz 以上数１０kHz の帯域幅とリミッタ特
性が要求されるので、第２中間周波数は別個のリミッタ
増幅器を通してデスクリミネータで復調するのが普通で
ある。
タ特性に依存して居り、ＡＭ・ＣＷ・ＳＳＢに対しては
通過帯域幅３kHz 程度のフィルタを共用することもある
が、別個に最適幅のフィルタを用いることも多い。ＦＭ
に対しては５kHz 以上数１０kHz の帯域幅とリミッタ特
性が要求されるので、第２中間周波数は別個のリミッタ
増幅器を通してデスクリミネータで復調するのが普通で
ある。
【０００９】送信時には図３（Ｂ）のように、ＳＳＢ送
信時にはマイクロホン増幅器ＭＡの出力を平衡変調器Ｂ
Ｍ（受信時のＤＭと共用できる）でキャリアｆ3 を振幅
変調すると低減キャリアのＡＭ波が得られるから、キャ
リアの周波数を第２中間周波段のフィルタの帯域外に移
動することにより、不要サイドバンドとキャリアを抑圧
したＳＳＢ波を得て、これをミクサＭ2 、ミクサＭ1 と
受信時と逆の周波数変換により運用周波数Ｆ0 を得て、
電力増幅器ＰＡで必要な送信電力に増幅してアンテナに
送出するのである。
信時にはマイクロホン増幅器ＭＡの出力を平衡変調器Ｂ
Ｍ（受信時のＤＭと共用できる）でキャリアｆ3 を振幅
変調すると低減キャリアのＡＭ波が得られるから、キャ
リアの周波数を第２中間周波段のフィルタの帯域外に移
動することにより、不要サイドバンドとキャリアを抑圧
したＳＳＢ波を得て、これをミクサＭ2 、ミクサＭ1 と
受信時と逆の周波数変換により運用周波数Ｆ0 を得て、
電力増幅器ＰＡで必要な送信電力に増幅してアンテナに
送出するのである。
【００１０】ＡＭ送信時には前記のＳＳＢ信号に適量の
キャリアを再添加することによりＡＭ波を発生し、ＣＷ
送信時にはキャリアを直接に中間周波段に挿入し、中間
増幅段またはＰＡ段でキーイングを行うのである。
キャリアを再添加することによりＡＭ波を発生し、ＣＷ
送信時にはキャリアを直接に中間周波段に挿入し、中間
増幅段またはＰＡ段でキーイングを行うのである。
【００１１】ＦＭ送信については本形式の送受信機に対
して後から使用が追加されたものであるため、多重変換
を行う必然性が無いのであって、便宜的に次の数種の方
法が用いられている。
して後から使用が追加されたものであるため、多重変換
を行う必然性が無いのであって、便宜的に次の数種の方
法が用いられている。
【００１２】図３において、（１）はブロックＦＭ１の
ように第２中間周波数のＦＭ波をＭ2 に加えて、受信と
逆の周波数変換により運用周波数Ｆ0 のＦＭ波を送出す
る。 （２）はブロックＦＭ２のように第１中間周波数のＦＭ
波をＭ1 に加えて、受信と逆の周波数変換により運用周
波数Ｆ0 のＦＭ波を送出する。 （３）はブロックＦＭ３のようにＣＷ送信状態で第２局
部発振器を周波数変調して、ミクサＭ2 の出力する第１
中間周波数のＦＭ波をミクサＭ1に加える方法。 （４）はブロックＦＭ４のようにＣＷ送信状態で第１局
部発振器を周波数変調して、ミクサＭ1 より運用周波数
Ｆ0 のＦＭ波をＰＡに加えて送出する。
ように第２中間周波数のＦＭ波をＭ2 に加えて、受信と
逆の周波数変換により運用周波数Ｆ0 のＦＭ波を送出す
る。 （２）はブロックＦＭ２のように第１中間周波数のＦＭ
波をＭ1 に加えて、受信と逆の周波数変換により運用周
波数Ｆ0 のＦＭ波を送出する。 （３）はブロックＦＭ３のようにＣＷ送信状態で第２局
部発振器を周波数変調して、ミクサＭ2 の出力する第１
中間周波数のＦＭ波をミクサＭ1に加える方法。 （４）はブロックＦＭ４のようにＣＷ送信状態で第１局
部発振器を周波数変調して、ミクサＭ1 より運用周波数
Ｆ0 のＦＭ波をＰＡに加えて送出する。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】前項で述べたように、
多重変換無線送受信機のＦＭモードは便宜的に追加され
た機能であるため、他のモードに比べて回路構成上の必
然性が薄いのである。
多重変換無線送受信機のＦＭモードは便宜的に追加され
た機能であるため、他のモードに比べて回路構成上の必
然性が薄いのである。
【００１４】前項に例示のブロックＦＭ１の場合では、
比較的低い第２中間周波数に対して比較的大きい周波数
偏位となるＦＭ波の発生には困難がある。ブロックＦＭ
２では前例よりキャリア周波数が高いから周波数偏位量
については問題が少ないが、周波数安定度の高い周波数
変調器を別に設ける必要がある。ブロックＦＭ３は第２
局部発振器をＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ
ｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）として、これに音声信
号を加えてＦＭ波を発生するので、回路構成上の変更は
少なくて済むが、ＶＣＯを周波数安定度の良いＶＣＸＯ
（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｘｔａｌ
Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）としても、固定周波数のＸＯよ
り安定度が低下することは否定できない。ブロックＦＭ
４では第１局部発振器のＰＬＬ回路に音声信号を加えて
ＦＭ波を発生するので、ＰＬＬ回路の構成により一概に
は言えないが、一般的に構成の複雑な第１局部発振回路
に別の機能を追加することによる副作用を考慮しなけれ
ばならない。
比較的低い第２中間周波数に対して比較的大きい周波数
偏位となるＦＭ波の発生には困難がある。ブロックＦＭ
２では前例よりキャリア周波数が高いから周波数偏位量
については問題が少ないが、周波数安定度の高い周波数
変調器を別に設ける必要がある。ブロックＦＭ３は第２
局部発振器をＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌ
ｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）として、これに音声信
号を加えてＦＭ波を発生するので、回路構成上の変更は
少なくて済むが、ＶＣＯを周波数安定度の良いＶＣＸＯ
（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｘｔａｌ
Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）としても、固定周波数のＸＯよ
り安定度が低下することは否定できない。ブロックＦＭ
４では第１局部発振器のＰＬＬ回路に音声信号を加えて
ＦＭ波を発生するので、ＰＬＬ回路の構成により一概に
は言えないが、一般的に構成の複雑な第１局部発振回路
に別の機能を追加することによる副作用を考慮しなけれ
ばならない。
【００１５】前述の４種のＦＭ送信回路にはそれぞれに
問題点があるので、さらに改善されたＦＭ送信回路が求
められる所である。
問題点があるので、さらに改善されたＦＭ送信回路が求
められる所である。
【００１６】
【課題を解決するための手段】前記の課題を解決するた
めの本発明においては図１に示すように、多重変換式無
線送受信機の受信時の第１中間周波数Ｆ1 に等しい周波
数のＦＭ波Ｆ1 ′を発生するＰＬＬ制御発振回路１を設
ける。ＰＬＬ制御発振回路１は標準的構成のもので良
く、周波数Ｆ1 ′を発振するＶＣＯ１１と、発振周波数
Ｆ1 ′を分周する分周器１２と、分周された周波数を基
準周波数ｆr と位相比較して位相差成分を出力する位相
検波器１３と、この位相差成分をＬＰＦ１４を通して直
流の制御電圧Ｖc としてＶＣＯ１１に加えることにより
ＶＣＯの発振周波数を安定化する。この発振周波数安定
度は主に基準周波数ｆr の安定度に依存するが、本発明
では受信時の第２局部発振器２の発振周波数ｆ2 を分周
器１５で分周して利用するのであるが、このｆ2 はＦＭ
波より遥かにシビアな周波数安定度が必要なＳＳＢ波の
送受信に十分な機能を具えているのであるから基準周波
数とｆr の安定度には全く問題が無いのである。ただＶ
ＣＯ１１で希望の周波数Ｆ1 ′を得るためにはＦ1 ′と
ｆr とが整数関係となるように分周器１２と１５の分周
比を設定しなければならないのであるが、その詳細につ
いては後の実施例の項で述べる。
めの本発明においては図１に示すように、多重変換式無
線送受信機の受信時の第１中間周波数Ｆ1 に等しい周波
数のＦＭ波Ｆ1 ′を発生するＰＬＬ制御発振回路１を設
ける。ＰＬＬ制御発振回路１は標準的構成のもので良
く、周波数Ｆ1 ′を発振するＶＣＯ１１と、発振周波数
Ｆ1 ′を分周する分周器１２と、分周された周波数を基
準周波数ｆr と位相比較して位相差成分を出力する位相
検波器１３と、この位相差成分をＬＰＦ１４を通して直
流の制御電圧Ｖc としてＶＣＯ１１に加えることにより
ＶＣＯの発振周波数を安定化する。この発振周波数安定
度は主に基準周波数ｆr の安定度に依存するが、本発明
では受信時の第２局部発振器２の発振周波数ｆ2 を分周
器１５で分周して利用するのであるが、このｆ2 はＦＭ
波より遥かにシビアな周波数安定度が必要なＳＳＢ波の
送受信に十分な機能を具えているのであるから基準周波
数とｆr の安定度には全く問題が無いのである。ただＶ
ＣＯ１１で希望の周波数Ｆ1 ′を得るためにはＦ1 ′と
ｆr とが整数関係となるように分周器１２と１５の分周
比を設定しなければならないのであるが、その詳細につ
いては後の実施例の項で述べる。
【００１７】発振周波数Ｆ1 ′を周波数変調するにはマ
イクロホン増幅器よりの音声信号を制御電圧Ｖc に重畳
して行うが、この形式は比較的簡単に周波数安定度の良
いＦＭ波が得られるので最近は多く使用されている。
イクロホン増幅器よりの音声信号を制御電圧Ｖc に重畳
して行うが、この形式は比較的簡単に周波数安定度の良
いＦＭ波が得られるので最近は多く使用されている。
【００１８】このようにして作られた周波数Ｆ1 ′のＦ
Ｍ信号をミクサＭ1 の中間周波側より加え、局部発振器
３の発振周波数ｆ1 と混合してミクサＭ1 の高周波側に
運用周波数のＦＭ信号を出力し、電力増幅器ＰＡを通し
てアンテナより送出するのである。
Ｍ信号をミクサＭ1 の中間周波側より加え、局部発振器
３の発振周波数ｆ1 と混合してミクサＭ1 の高周波側に
運用周波数のＦＭ信号を出力し、電力増幅器ＰＡを通し
てアンテナより送出するのである。
【００１９】
【作用】図１において、運用周波数をＦ0 とすれば、周
波数変換方式の無線送受信機の受信状態における周波数
関係は Ｆ1 ＝Ｆ0 ±ｆ1 であり、送信時には上式を変形して
波数変換方式の無線送受信機の受信状態における周波数
関係は Ｆ1 ＝Ｆ0 ±ｆ1 であり、送信時には上式を変形して
【数１】より、送信・受信共に全く同一の運用周波数と
なることが判るが、本発明のＦＭ変調回路においても周
波数Ｆ1 のＦＭ信号をミクサＭ1の中間周波側から加え
ることにより得られる運用周波数Ｆ0 のＦＭ送信信号を
高周波電力増幅器ＰＡにて増大してアンテナより送出
し、同一運用周波数による送受信が行えるのである。
なることが判るが、本発明のＦＭ変調回路においても周
波数Ｆ1 のＦＭ信号をミクサＭ1の中間周波側から加え
ることにより得られる運用周波数Ｆ0 のＦＭ送信信号を
高周波電力増幅器ＰＡにて増大してアンテナより送出
し、同一運用周波数による送受信が行えるのである。
【００２０】
【実施例】図２は本発明を適用した無線送受信機の回路
構成例であり、主としてＦＭ送信状態での回路構成を示
してある。
構成例であり、主としてＦＭ送信状態での回路構成を示
してある。
【００２１】各段の周波数関係について述べると、先づ
運用周波数Ｆ0 は０〜３０MHz の範囲が連続して使用が
可能である。
運用周波数Ｆ0 は０〜３０MHz の範囲が連続して使用が
可能である。
【００２２】第１中間周波数は７０．４５５MHz と非常
に高いが、これはイメージ妨害の除去とスプリアス低減
に効果がある為で、さらに運用周波数Ｆ0 を６０MHz ま
で拡張できる便宜もある。第１局部発振周波数ｆ1 は ｆ1 ＝Ｆ0 ＋Ｆ1 ＝（０〜３０）＋７０．４５５ ＝７０．４５５〜１００．４５５MHz とこれ又非常に高いが、ＰＬＬ制御発振器３とその発振
周波数を設定する電子的同調手段４とにより、安定細密
に発振周波数が得られている。
に高いが、これはイメージ妨害の除去とスプリアス低減
に効果がある為で、さらに運用周波数Ｆ0 を６０MHz ま
で拡張できる便宜もある。第１局部発振周波数ｆ1 は ｆ1 ＝Ｆ0 ＋Ｆ1 ＝（０〜３０）＋７０．４５５ ＝７０．４５５〜１００．４５５MHz とこれ又非常に高いが、ＰＬＬ制御発振器３とその発振
周波数を設定する電子的同調手段４とにより、安定細密
に発振周波数が得られている。
【００２３】第１中間周波数Ｆ1 は受信時には第２ミク
サＭ2 にて４５５kHz の第２中間周波数Ｆ2 となり、Ｆ
Ｍ受信モードではリミッタ増幅器を経てデスクリミネー
タで復調されて音声信号ＡＦを出力する。第２ミクサＭ
2 のための第２局部発振周波数は Ｆ1 −Ｆ2 ＝７０．４５５−０．４５５＝７０MHz であり、ＳＳＢ通信の場合に要求される１００Hz以下の
周波数変動は約１．４×１０-6以下ということになり、
水晶発振器であっても決して安易な値では無いのであ
る。そこで本実施例の回路では第２局部発振周波数ｆ2
を第１局部発振器３のＰＬＬ回路に取込むことにより、
ｆ1 に±Δｆの変動が生じた場合にｆ2 にも±Δｆの変
化を生じ、結果として第１中間周波数がＦ1 ±Δｆとな
り、第２中間周波数Ｆ2は Ｆ2 ＝（Ｆ1 ±Δｆ）−（ｆ2 ±Δｆ）＝Ｆ1 ＝ｆ2 であるから、第２中間周波数Ｆ2 にはΔｆの影響が及ば
ないという原理によっている。この方法は当業者間では
周波数ドリフトキャンセル方式として既知であるから、
詳細な説明は省略する。
サＭ2 にて４５５kHz の第２中間周波数Ｆ2 となり、Ｆ
Ｍ受信モードではリミッタ増幅器を経てデスクリミネー
タで復調されて音声信号ＡＦを出力する。第２ミクサＭ
2 のための第２局部発振周波数は Ｆ1 −Ｆ2 ＝７０．４５５−０．４５５＝７０MHz であり、ＳＳＢ通信の場合に要求される１００Hz以下の
周波数変動は約１．４×１０-6以下ということになり、
水晶発振器であっても決して安易な値では無いのであ
る。そこで本実施例の回路では第２局部発振周波数ｆ2
を第１局部発振器３のＰＬＬ回路に取込むことにより、
ｆ1 に±Δｆの変動が生じた場合にｆ2 にも±Δｆの変
化を生じ、結果として第１中間周波数がＦ1 ±Δｆとな
り、第２中間周波数Ｆ2は Ｆ2 ＝（Ｆ1 ±Δｆ）−（ｆ2 ±Δｆ）＝Ｆ1 ＝ｆ2 であるから、第２中間周波数Ｆ2 にはΔｆの影響が及ば
ないという原理によっている。この方法は当業者間では
周波数ドリフトキャンセル方式として既知であるから、
詳細な説明は省略する。
【００２４】本題の周波数変調回路としては第２局部発
振器２の発振周波数７０MHz を分周器１５により１４，
０００分周して得た５kHz を基準周波数ｆr としたＰＬ
Ｌ制御発振周波数変調回路１である。
振器２の発振周波数７０MHz を分周器１５により１４，
０００分周して得た５kHz を基準周波数ｆr としたＰＬ
Ｌ制御発振周波数変調回路１である。
【００２５】このＰＬＬ回路１はＶＣＯ１１と、その発
振周波数Ｆ1 ′を１４，０９１分周する分周器１２と、
分周された周波数を基準周波数ｆr と位相比較する位相
検波器１３と、その位相差出力をＬＰＦ１４を通して得
た制御直流電圧Ｖc をＶＣＯに加えて発振周波数を制御
する構成であり、マイクロホン出力を増幅器ＭＡにて増
幅した音声信号を制御電圧Ｖc に重畳して加えることに
よりＶＣＯ発振周波数Ｆ1 ′は周波数変調されるのであ
る。
振周波数Ｆ1 ′を１４，０９１分周する分周器１２と、
分周された周波数を基準周波数ｆr と位相比較する位相
検波器１３と、その位相差出力をＬＰＦ１４を通して得
た制御直流電圧Ｖc をＶＣＯに加えて発振周波数を制御
する構成であり、マイクロホン出力を増幅器ＭＡにて増
幅した音声信号を制御電圧Ｖc に重畳して加えることに
よりＶＣＯ発振周波数Ｆ1 ′は周波数変調されるのであ
る。
【００２６】発振周波数Ｆ1 ′は基準周波数ｆr と分周
器１２の分周比により決まるから、 Ｆ1 ′＝ｆr ×１４，０９１＝５×１４，０９１＝７０．４５５MHz となり、第１中間周波数Ｆ1 と一致するから、第１ミク
サＭ1 で第１局部発振周波数ｆ1 と混合して、受信時と
同一の運用周波数Ｆ0 のＦＭ信号波を電力増幅器ＰＡを
通してアンテナに供給するのである。
器１２の分周比により決まるから、 Ｆ1 ′＝ｆr ×１４，０９１＝５×１４，０９１＝７０．４５５MHz となり、第１中間周波数Ｆ1 と一致するから、第１ミク
サＭ1 で第１局部発振周波数ｆ1 と混合して、受信時と
同一の運用周波数Ｆ0 のＦＭ信号波を電力増幅器ＰＡを
通してアンテナに供給するのである。
【００２７】ここで使用するＰＬＬ制御発振周波数変調
回路１は周波数安定度も変調歪もＶＣＸＯ形式より優れ
ているが、そのためには十分に安定な基準周波数ｆr を
必要とするものであり、本発明では基準周波数ｆr とし
て第２局部発振器を利用しているので、以下にその関連
を考察する。
回路１は周波数安定度も変調歪もＶＣＸＯ形式より優れ
ているが、そのためには十分に安定な基準周波数ｆr を
必要とするものであり、本発明では基準周波数ｆr とし
て第２局部発振器を利用しているので、以下にその関連
を考察する。
【００２８】元来本実施例のような多モード無線送受信
機では周波数安定度は最も条件の厳しいＳＳＢ波に合わ
せて設計されているので、各発振器の周波数安定度はＦ
Ｍ波に対しては十分の余裕があるが、本例回路で使用さ
れている周波数ドリフトキャンセル動作の影響を調べて
見る。ＰＬＬ発振器１において であるから、ｆ2 がΔｆだけ変化した場合は この場合のｆ1 ′は前述のトリフトキャンセル動作によ
り ｆ1 ′＝ｆ1 ±Δｆ である。 ミクサＭ1 の出力周波数Ｆ0 ′は
機では周波数安定度は最も条件の厳しいＳＳＢ波に合わ
せて設計されているので、各発振器の周波数安定度はＦ
Ｍ波に対しては十分の余裕があるが、本例回路で使用さ
れている周波数ドリフトキャンセル動作の影響を調べて
見る。ＰＬＬ発振器１において であるから、ｆ2 がΔｆだけ変化した場合は この場合のｆ1 ′は前述のトリフトキャンセル動作によ
り ｆ1 ′＝ｆ1 ±Δｆ である。 ミクサＭ1 の出力周波数Ｆ0 ′は
【数２】となるので、第２局部発振周波数がΔｆだけ変
動した場合の運用周波数Ｆ0 ′は正規の運用周波数Ｆ0
に対して−０．００６５Δｆと、周波数の変動はΔｆの
１００分の１以下に減少して居り、完全なドリフトキャ
ンセルでは無いけれども、十分にドリフトを抑圧してい
ることが判る。
動した場合の運用周波数Ｆ0 ′は正規の運用周波数Ｆ0
に対して−０．００６５Δｆと、周波数の変動はΔｆの
１００分の１以下に減少して居り、完全なドリフトキャ
ンセルでは無いけれども、十分にドリフトを抑圧してい
ることが判る。
【００２９】本発明の実施上の唯一の条件はＰＬＬ発振
変調器１の基準周波数はｆr を第２局部発振周波数ｆ2
と第１中間周波数Ｆ1 の双方に対して整数比の関係にな
るように選定することである。本実施回路ではｆr を５
kHz に取っているが、本回路では変調用途としてＬＰＦ
１４の時定数を十分に大きく設定してある為に、ｆr を
低く設定することに支障は無いのである。
変調器１の基準周波数はｆr を第２局部発振周波数ｆ2
と第１中間周波数Ｆ1 の双方に対して整数比の関係にな
るように選定することである。本実施回路ではｆr を５
kHz に取っているが、本回路では変調用途としてＬＰＦ
１４の時定数を十分に大きく設定してある為に、ｆr を
低く設定することに支障は無いのである。
【００３０】
【発明の効果】本発明のＦＭ送信回路では、多重変換方
式の多モード無線送受信機の第２局部発振器を基準周波
数源とするＰＬＬ制御発振周波数変調器で製生した第１
中間周波数のＦＭ信号波を第１ミクサで受信時と同じ運
用周波数として送信する構成であるので、 （１）周波数安定度が良く、歪の少ないＦＭ波が得られ
る。 （２）同一周波数送受信が自動的に行える。 （３）第２局部発振周波数の変動を第１局部発振周波数
で補償する周波数ドリフトキャンセル方式の場合にも、
完全キャンセルでは無いが十分のドリフト低減効果が得
られる。等の効果があるものである。
式の多モード無線送受信機の第２局部発振器を基準周波
数源とするＰＬＬ制御発振周波数変調器で製生した第１
中間周波数のＦＭ信号波を第１ミクサで受信時と同じ運
用周波数として送信する構成であるので、 （１）周波数安定度が良く、歪の少ないＦＭ波が得られ
る。 （２）同一周波数送受信が自動的に行える。 （３）第２局部発振周波数の変動を第１局部発振周波数
で補償する周波数ドリフトキャンセル方式の場合にも、
完全キャンセルでは無いが十分のドリフト低減効果が得
られる。等の効果があるものである。
【図１】本発明のＦＭ送信回路の基本構成図
【図２】本発明の実施例図
【図３】（Ａ）は多重変換送受信機の受信状態の構成図 （Ｂ）は送信状態の構成図
【符号の説明】１ ＰＬＬ制御発振周波数変調回路 ２ 水晶発振器 ３ ＰＬＬ発振器 １１ ＶＣＯ １２，１５ 分周器 １３ 位相検波器 １４ ＬＰＦ Ｍ1 ，Ｍ2 ミクサ段 Ｆ1 ，Ｆ2 中間周波数 ｆ1 ，ｆ2 局部発振周波数 ｆr 基準周波数 Ｆ0 運用周波数
Claims (1)
- 【請求項１】 受信時に、受信周波数を第１中間周波数
に変換する第１ミクサの第１局部発振器にＰＬＬ制御の
可変周波数発振器を用い、第１中間周波数を第２中間周
波数に変換する第２ミクサの第２局部発振器に固定周波
数発振器を用いる多重変換スーパーヘテロダイン式の多
モード無線送受信機において、ＦＭ送信モード時には、
前記第２局部発振周波数を基源とする基準周波数により
制御されたＰＬＬ発振器のＶＣＯに変調信号を加えて第
１中間周波数と等しいＦＭ信号を発生し、これを第１ミ
クサの中間周波側に加え、第１ミクサにて第１局部発振
周波数と混合して、運用周波数のＦＭ波を送出するＦＭ
送信回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2922891A JPH077921B2 (ja) | 1991-01-31 | 1991-01-31 | Ｆｍ送信回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2922891A JPH077921B2 (ja) | 1991-01-31 | 1991-01-31 | Ｆｍ送信回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04245814A JPH04245814A (ja) | 1992-09-02 |
| JPH077921B2 true JPH077921B2 (ja) | 1995-01-30 |
Family
ID=12270364
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2922891A Expired - Fee Related JPH077921B2 (ja) | 1991-01-31 | 1991-01-31 | Ｆｍ送信回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH077921B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5826174A (en) * | 1996-01-23 | 1998-10-20 | Simple Technology, Inc. | Method and apparatus for improving data transmission over a wireless system by optical spectrum positioning |
| US6839548B1 (en) * | 1996-03-01 | 2005-01-04 | International Business Machines Corporation | Radio transmitter |
-
1991
- 1991-01-31 JP JP2922891A patent/JPH077921B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04245814A (ja) | 1992-09-02 |
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