JP2009502068A - 送受信機の周波数合成の方法および装置 - Google Patents

送受信機の周波数合成の方法および装置 Download PDF

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Abstract

【課題】受信機参照周波数信号から受信機周波数信号を合成するように構成されるプライマリ周波数シンセサイザを提供し、フラクショナル−Ｎ分周を使用することにより受信機周波数信号から送信機周波数信号を合成するように構成されるオフセット周波数シンセサイザを提供することに基づく、送受信機の周波数合成に関する方法および装置である。かかる構成が、要求される受信および送信周波数間の非整数のデュプレックス距離を可能とする。プライマリ周波数シンセサイザは、フラクショナル−Ｎ周波数シンセサイザとして作動されることもできる。これは受信機周波数信号が受信機参照周波数信号との非整数の関係を有することもできることを意味する。フラクショナル−Ｎ周波数合成と共に作動するようにプライマリおよびオフセット周波数シンセサイザを構成することが、プライマリおよびセカンダリ周波数シンセサイザの独立した周波数の調整／最適化を許容する。
【選択図】図１

Description

本発明は一般に周波数合成に関し、特にデュプレックスの距離の可変を伴うフル・デュプレックス・アプリケーションなどにおける送受信機の周波数合成に関する。
周波数シンセサイザは、多くの設計の困難性をもたらす。例えば、受信機の周波数生成においては、フラクショナル−Ｎ周波数合成の使用は、かかる構成により与えられる周波数、周波数チャネルの間隔（ｓｐａｃｉｎｇ）、周波数のホッピング時間（ｈｏｐｐｉｎｇ ｔｉｍｅ）などの柔軟な選択を理由として有利となることができる。しかし、フラクショナル−Ｎの周波数合成は、スプリアス周波数ノイズ（ｓｐｕｒｉｏｕｓ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｎｏｉｓｅ）を増加することとなる。
周波数シンセサイザのループ帯域幅（ｌｏｏｐ ｂａｎｄｗｉｄｔｈ）を狭くすることは、スプリアス周波数問題を軽減する。しかしながら、狭いループ帯域幅は、送信周波数信号の生成を完全に行うことができない。なぜなら狭い帯域幅により、周波数シンセサイザは、シンセサイザのオシレータとアクティブ送信の間に存在する比較的に高電力の変調された送信信号との間の望ましくない電磁結合から生じる周波数プリングの問題が生じる傾向があるからである。実際に、周波数シンセサイザの周波数プリングに対する抵抗力は、ループ帯域幅に直接依存する。
フル・デュプレックス・アプリケーションのこれらの競合する関心に対応し、送信および受信周波数の同時の生成を要求する方法の１つは、送信機および受信機の周波数シンセサイザを完全に分離する。かかる方法は周波数生成の点においては優れた柔軟性を提供するが、フラクショナル−Ｎ分周器のノイズ抑制と周波数プリング感度との間のループ帯域幅の妥協点を探す問題を未だ有しており、回路基板の配置場所の観点からも高価かつ大型化してしまう。他の方法は、受信および送信ループと共通する１または２以上のローカル・オシレータ（ＬＯ）の使用を含むが、かかる構造では周波数柔軟性を制限することがあり、およびまたはノイズ除去のために十分なフィルタリングを要求することなどがある。
送信機の周波数シンセサイザ回路の実施形態の１つは、受信機参照周波数信号から受信周波数信号を合成するように構成されるプライマリ周波数シンセサイザと、フラクショナル−Ｎ分周を使用することにより受信機周波数信号から送信機周波数信号を合成するように構成されるオフセット周波数シンセサイザと、からなる。プライマリ周波数シンセサイザは、第１フラクショナル−Ｎ分周を使用することにより、受信機の参照周波数信号から受信周波数信号を導き出すための第１フラクショナル分周器を含む第１ＰＬＬからなることができる。オフセット周波数シンセサイザは、第２フラクショナル−Ｎ分周を使用することにより、受信機周波数信号から送信機周波数信号を導き出すための第２フラクショナル−Ｎ分周器を含む第２ＰＬＬからなることができる。
第２フラクショナル−Ｎ分周によって少なくとも一部が決定されるオフセット周波数において第２ＰＬＬを作動することは、要求される受信および送信周波数間の非整数のデュプレックス距離（ｎｏｎ−ｉｎｔｅｇｅｒ ｄｕｐｌｅｘ ｄｉｓｔａｎｃｅ）を可能とする。特に、第２ＰＬＬは、第１ＰＬＬからの受信機周波数信号出力のフラクショナル−Ｎ分周を使用することにより生成される送信機中間周波数において作動する。なぜなら、送信機中間周波数は一般に、要求されるデュプレックス距離と同一、または要求されるデュプレックス距離の直接の倍数（ｄｉｒｅｃｔ ｐｕｌｔｉｐｌｅ）でなければならず、フラクショナル−Ｎ分周の使用が受信機周波数信号および送信機周波数信号間の任意の関係を効率的に許容するからである。このように、優れた受信機性能のために第１ＰＬＬを最適化することおよび優れた送信機性能のために第２ＰＬＬを最適化すること、と関連付けられる設計の困難性は、本質的に切り離されている。
例えば、第１ＰＬＬのループ帯域幅は、フラクショナル−Ｎ周波数合成において頻繁に発生するスプリアス周波数コンポーネント（ｓｐｕｒｉｏｕｓ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｃｏｍｐｏｎｅｎｔ）に関する第１ＰＬＬのノイズ除去を向上するために、比較的狭く設定されることがある。第１ＰＬＬのループ帯域幅を狭くすることは一般に、周波数プリングの影響の受けやすさという観点において問題とはならない。なぜなら、第１ＰＬＬのオシレータは、送信周波数と調和することなく（ｎｏｎ−ｈａｒｍｏｎｉｃ）作動するように構成されることができるからである。この構成は、要求される送信機周波数信号の生成に関しては問題とはならない。なぜなら、第２ＰＬＬは、フラクショナル−Ｎ周波数合成を使用することにより、受信機周波数信号から送信機周波数信号を導き出すからである。
さらに第１ＰＬＬは、要求される受信周波数の倍数（ｍｕｌｔｉｐｌｅ）において作動するように構成されることができる。すなわち、第１ＰＬＬによって生成される受信機周波数信号は、実際の要求される受信機周波数の倍数とすることができる。第２ＰＬＬは、受信機周波数から中間作動周波数を導き出すために、要求される送信周波数の倍数において作動するように構成されることができる。要求される受信および送信周波数の倍数において第１および第２ＰＬＬを作動することは、より小さいコンポーネントの使用を許容することができ、周波数計画の観点においてより柔軟性を提供することができる。ここで第１および第２ＰＬＬは、受信機周波数信号および送信機周波数信号を、要求される受信および送信周波数にそれぞれ分周して下げるために出力分周器を含むことができる。
さらに、ここで開示される周波数合成の１または２以上の実施形態において、オフセット周波数シンセサイザは、位相変調器回路を含むこと、または位相変調器回路と関連付けられることができる。例えば位相変調器回路は、第２ＰＬＬのフラクショナル−Ｎ分周器の１または２以上の分周値を可変することにより、要求される位相変調を送信機周波数信号へ伝達するように構成されることができる。同様に、第２ＰＬＬのフラクショナル−Ｎ分周器からの出力は、第２ＰＬＬの制御ループに配置される直交変調器（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ｍｏｄｕｌａｔｏｒ）への入力として機能することができる。位相変調のさらなる変形例がここでは後に詳細に開示される。１または２以上のこれらの位相変調方法は、ハーフおよびフル・デュプレックス無線送受信機回路における使用のために、振幅変調の種々の方法と組み合わされることができる。
もちろん本発明は上記の特徴や有利な効果に限定されるものではない。実際に、いわゆる当業者であれば、以下の詳細な説明を読み、添付図面を参照することで更なる特徴および有利な効果を理解することができる。
図１は、制御およびインターフェイス回路８と無線周波数（ＲＦ）送受信機１０とからなる、携帯無線電話または他の移動通信装置などのワイヤレス通信装置６を示す。ＲＦ送受信機１０はフル・デュプレックスおよび／またはハーフ・デュプレックス運用のために構成されることができる。ＲＦ送受信機１０は、周波数シンセサイザ１２と、受信信号（Ｓ）から受信信号情報（Ｒ）を取得するための受信機回路１４と、送信データ（Ｄ）から送信信号（Ｔ）を生成するための送信機回路１６と、からなることができる。
ＲＦ送受信機１０は、プライマリ周波数シンセサイザ２０を使用することにより、参照周波数信号から受信機周波数信号（ｆＲＸ）を導き出すように構成される。ＲＦ送受信機１０はさらに、オフセット周波数シンセサイザ２２を使用することにより、受信機周波数信号から送信機周波数信号（ｆＴＸ）を導き出すように構成される。この場合においてオフセット周波数シンセサイザ２２は、フラクショナル−Ｎ分周を使用することにより、受信機周波数信号から送信機周波数信号を合成するように構成される。オフセットループ（ｏｆｆｓｅｔ ｌｏｏｐ）でのフラクショナル−Ｎ分周の使用が、受信および送信周波数間の非整数のデュプレックスの距離（ｎｏｎ−ｉｎｔｅｇｅｒ ｄｕｐｌｅｘ ｄｉｓｔａｎｃｅ）を可能とし、プライマリ周波数シンセサイザ２０が最適な受信機性能のために調整（ｔｕｎｅｄ）されることを可能とし、オフセット周波数シンセサイザ２２に対して最適な送信機性能のために独立して調整されることを許容する。
図２に示すように、プライマリ周波数シンセサイザ２０は、第１フラクショナル−Ｎ分周器３２を含む第１ＰＬＬ３０からなることができる。オフセット周波数シンセサイザ２２は、第２フラクショナル−Ｎ分周器３６を含む第２ＰＬＬ３４からなることができる。このような構成により、第１フラクショナルＮ分周器３２によって使用されるフラクショナル−Ｎ分周値に従って、受信機周波数信号（ｆＲＸ）が参照周波数信号（ｆＲＸ＿ＲＥＦ）から導き出される。同様に、第２ＰＬＬ３４からの送信機周波数信号出力は、受信機周波数信号の周波数および第２フラクショナル−Ｎ分周器３６によって使用される値に依存する。このようにして、受信機参照周波数と受信機周波数信号との間に柔軟かつ非整数（ｎｏｎ−ｉｎｔｅｇｅｒ）な関係が存在し、同様の柔軟かつ非整数な関係が受信機周波数信号と送信機周波数信号との間に存在する。
図３は、かかる柔軟性を詳しく図示したものである。ここで第１ＰＬＬ３０の実施形態の１つは、位相検出器（ｐｈａｓｅ ｄｅｔｅｃｔｏｒ）４０と、ループフィルタ４２と、電圧制御発振器（ＶＣＯ）４４と、前述されたフラクショナル−Ｎ分周器３２と、からなる。第２ＰＬＬ３４は、位相検出器５０と、ループフィルタ５２と、ＶＣＯ５４と、周波数ミキサ５６と、任意の（受信機周波数信号の）入力分周器５８と、フィルタ６０と、からなる。要求される送信機および受信機周波数が単一のＶＣＯ ＰＬＬ３０および３４を使用することにより生成される有利な構成を図から理解することができる。この場合においてＶＣＯ４４は、送信機周波数信号とは調和することなく（ｎｏｎ−ｈａｒｍｏｎｉｃ）作動されることができ、一方で要求されるデュプレックスの距離などに従って、要求される受信機および送信機周波数の生成を許容する。
作動中においては、参照周波数生成器４６が、位相検出器４０のための参照入力として機能する受信機参照周波数信号を生成する。これを受けて位相検出器４０は、参照周波数信号と、フラクショナル−Ｎ分周器３２を介してＶＣＯ４４による受信機周波数信号出力を分周することによって導き出されるフィードバック周波数信号と、の位相比較に基づいて、エラー信号（ｅｒｒｏｒ ｓｉｇｎａｌ）を生成する。ループフィルタ４２は、位相検出器４０によるエラー信号出力をフィルタリングすることに基づいて、ＶＣＯ４４を制御するための制御信号を生成する。この方式においては、第１ＰＬＬ３０は、フラクショナル−Ｎ分周器３２にロードされる分周値によって確立される要求される（非整数の）周波数関係に従って、ＶＣＯ４４による受信機周波数信号が、参照周波数生成器４６によって提供される参照周波数へ制御（ｓｌａｖｅｄ）される、出力閉ループ周波数制御を提供する。
同様の形式において、第２ＰＬＬ３４の第２フラクショナル−Ｎ分周器３６は、要求される（非整数の）周波数関係に従って、受信機周波数信号（ｆＲＸ）を分周することにより、中間周波数参照信号（ｆＩＦ＿ＲＥＦ）を生成する。ミキサ５６は、送信機周波数信号（ｆＴＸ）を、受信機周波数信号（ｆＲＸ）または例えば任意の入力分周器５８によって提供されることのできる分周化された形式の受信機周波数信号と混合（ｍｉｘｉｎｇ）することにより、中間周波数フィードバック信号（ｆＩＦ＿ＦＢ）を生成する。ここで第１ＰＬＬ３０が要求される受信周波数の倍数（ｍｕｌｔｉｐｌｅ）において作動するように構成されている場合、第２ＰＬＬ３４は要求される送信周波数の倍数において作動することができ、または受信機周波数信号を分周化することに基づいて要求される送信周波数において作動することもできる。また第１ＰＬＬ３０のクロック周波数が参照周波数（ｆＲＸ＿ＲＥＦ）よりもはるかに高い場合、このことが、第２フラクショナル−Ｎ分周器３６から周波数のトランケーションノイズ（ｔｒｕｎｃａｔｉｏｎ ｎｏｉｓｅ）を効率的に排除し、この結果、より広いＰＬＬループの利得帯域幅（ｗｉｄｅｒ ＰＬＬ ｌｏｏｐ ｇａｉｎ ｂａｎｄｗｉｄｔｈ）が許容される。より広いループ帯域幅が、より良いＶＣＯ周波数プリングに対する抵抗力を与える。すなわちより広いループ帯域幅が、第１ＰＬＬのノイズを制限する問題を、第２ＰＬＬ３４のプリング抵抗力の除去問題と切り離すこととなる。
いずれの場合においても、位相検出器５０は、中間周波数フィードバック信号と中間周波数参照信号とを位相比較することにより、エラー信号を生成する。それを受けて、フィルタ回路５２は、エラー信号をフィルタリングすることにより制御信号を生成する。ＶＣＯ５４は、当該制御信号に応じて送信機周波数信号を生成する。
上記の周波数シンセサイザ構成は基本的なものを表すが、送信機構成の幅広い多様性に適用可能な周波数シンセサイザへの柔軟な方式の例を限定するものではない。例えば、図４は、オフセットＰＬＬ３４の中間周波数パスにおいてＩ／Ｑ変調器を使用する例を示す。特に、第２フラクショナル−Ｎ分周器３６からの出力が直交変調器６２へと繋がり、かかる直交変調器６２が変調された出力を位相検出器５０への入力として提供することが図より理解される。
この回路構成により、第２ＰＬＬ３４からの送信機周波数信号の出力は、必要な電力増幅器と接続される更なる送信機回路への入力のために、要求される位相変調（ｐｈａｓｅ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）および要求される振幅変調（ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）を含む。ここで位相変調された送信機周波数信号は、出力増幅器６４の使用によってバッファリングされることができる。図５は、似た構成であるが直交変調器６２を（バッファ）増幅器６４の出力に配置する。
図６は、多少類似した構成であるが、ここでは位相変調器回路６６が第２ＰＬＬ３４に含まれ、または第２ＰＬＬ３４と接続される。位相変調器回路６６は、要求される位相変調を、第２フラクショナル分周器３６によって使用される１または２以上のフラクショナル−Ｎ分周値を可変することに基づいて、第２ＰＬＬ３４による送信機周波数信号の出力に伝達する。再び送信機周波数信号は、増幅器６４を使用することによりバッファリングされることができ、要求される電力増幅および要求される振幅変調を提供するさらなる送信機回路への入力として機能することができる。このようにして、図４〜６に示される構成は、要求される位相および振幅変調が、別個の送信回路信号パスを通して伝達される、いわゆるポーラ変調送信方法に理想的である。
図７は、図６によって示された構成と似た構成を示すが、図６の構成とは２つの位相モジュレーションが使用されている点で異なる。特に、フィルタ／処理回路６８は、サミング回路（ｓｕｍｍｉｎｇ ｃｉｒｃｕｉｔ）６９へ高周波数の位相変調（ｈｉｇｈｅｒ−ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｐａｈｓｅ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）を提供する。かかるサミング回路６９は、第２ＰＬＬ３４の電圧制御されたオシレータ５４の制御信号パスに配置される。フィルタ／処理回路６８はさらに、第２ＰＬＬ３４のフラクショナル−Ｎ分周器３６の分周値を可変する形式で低周波数の位相変調（ｌｏｗｅｒ−ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｐａｈｓｅ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）を提供する。
図８は、図６の位相変調構成で、さらに供給信号変調増幅器８０および電力増幅器８２からなる送信機回路１６の実施形態の１つを示す。振幅変調（ＡＭ：ａｍｐｌｉｔｕｄｅ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号は、増幅器８０の入力に適用される。それを受けて増幅器８０は、クラスＣの作動のために最適化されることができる振幅変調された供給信号を、電力増幅器８２へ提供する。この構成により、振幅変調は電力増幅器８２の供給入力（または他の振幅制御入力）に適用される振幅変調を介して、出力信号（Ｔ）へ伝達される。要求される位相変調は、第２ＰＬＬ３４によって提供される位相変調された送信機周波数信号を介して適用される。
図９は、図８において示される構成と似た構成であるが、増幅器８０が、位相および振幅変調された送信機周波数信号を出力増幅器８６へ提供するのに使用されるバッファ増幅器８４の供給入力（または他の振幅制御入力）を変調する。すなわち、この実施形態においては、増幅器８６への入力は、振幅および位相変調の両方を含み、電力増幅器８６は一般に、線形増幅器（ｌｉｎｅａｒ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）として構成される。しかし、電力増幅器８６は未だ電力レベル制御、すなわち、ゆっくり変化する供給電圧および／または供給入力（または別の振幅制御入力）に適用される現在の制御、を備えることができる。
図１０は、図８および図９の観点を組み合わせた変調構成を示す。特に、分割器（ｓｐｌｉｔｔｅｒ）９０は、振幅変調情報を増幅器９２と９４とに分割する。増幅器９４は振幅変調された信号を、位相変調された第２ＰＬＬ３４の出力信号パスに配置される増幅器９６へ提供する。増幅器９２は、振幅変調された信号を、送信機１６の出力信号パスに配置された（電力）増幅器９８へ提供する。増幅器９２および９４からの振幅変調された信号は、増幅器９６および９８の電力供給のための振幅変調された供給信号として機能することができる。またはかかる信号は、増幅器９６および９８の他の振幅制御入力を運ぶことができる。
振幅および位相の変調器回路構成に関して更なる変形例が実行されることができ、ここで開示される周波数シンセサイザが線形（ｌｉｎｅａｒ）およびポーラモード（ｐｏｌａｒ−ｍｏｄｅ）の送信信号生成の幅広い範囲に適合されることが、いわゆる当業者であれば理解することができる。特にここで開示された装置および方法は、例えば、受信周波数チャネル間隔（ｓｐａｃｉｎｇ）と比較して比較的狭いループ帯域幅を備えるように構成されることもできる。ループ帯域幅を狭くすることが、第１ＰＬＬ３０のノイズ性能を向上させ、フラクショナル−Ｎ周波数合成と関連付けられるスプリアスノイズを排除する傾向がある。第１ＰＬＬはまた、ループフィルタ性能をさらに向上させるために、要求される受信周波数の倍数（ｍｕｌｔｉｐｌｅ）において作動するように構成されることもできる（すなわち、よりよいスプリアスノイズの除去を実現ることができ、その結果実際の受信周波数において向上された隣接チャネル電力（ＡＣＰ：Ａｄｊａｃｅｎｔ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｐｏｗｅｒ）を実現することができる）。
かかる狭いループ周波数帯域幅の補完として、第１ＰＬＬ３０は一般に、実際の送信周波数と調和することなく（ｎｏｎ−ｌａｒｍｏｎｉｃ）作動するように構成され、変調された送信信号との電磁結合（ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ ｃｏｕｐｌｉｎｇ）を介した周波数プリングに対する影響の受けやすさを除去または排除する。第２ＰＬＬ３４のフラクショナル−Ｎ周波数合成の使用は、信号が要求される送信周波数と調和していない場合においても、要求される送信周波数（および中間周波数）が第１ＰＬＬ３０による受信機周波数信号出力から都合よく導き出されるように許容する。
この周波数の独立性が原因で、第２ＰＬＬ３４は第１ＰＬＬ３０と独立して調整（ｔｕｎｅｄ）されることができる。すなわち、第１フラクショナルＮ分周器３２は、変化する受信機周波数の割り当て（ｃｈａｎｇｉｎｇ ｒｅｃｅｉｖｅｒ ｖｒｅｑｕｅｎｃｙ ａｓｓｉｇｎｍｅｎｔ）をサポートように変化可能に作成されることができる。第２フラクショナル−Ｎ分周器３６は、要求される受信周波数および要求される送信周波数間の変化するデュプレックス距離をサポートするように変化可能に作成されることができる。この独立性は、第１ＰＬＬ３０のループ帯域幅がノイズ除去のために最適化されることを許容し、第２ＰＬＬ３４のループ帯域幅が周波数プリングへの抵抗力のために独立して最適化されることを許容する。当該構成は、受信機周波数信号を生成するために第１ＰＬＬ３０において単一のＶＣＯを使用する点でさらなる有利な効果を提供し、送信機周波数信号を生成するために第２ＰＬＬ３４において単一の第２ＶＣＯを使用する点でさらなる有利な効果を提供する。
もちろん、本発明はこれらの特定の特徴や有利な効果に限定されるものではないことが、いわゆる当業者であれば理解することができる。実際に、本発明は、種々の説明される実施形態に関連するここでの説明または、添付図面によって限定されるものではない。むしろ本発明は特許請求の範囲およびそれらと法的に均等な範囲によってのみ限定されるものである。
周波数シンセサイザ回路を含むワイヤレス通信装置のブロック図である。 第１および第２周波数シンセサイザがフラクショナル−Ｎ分周器を含む第１および第２位相同期回路（ＰＬＬ：Ｐｈａｓｅ−Ｌｏｃｋｅｄ−ＬＯＯＰ）からなる、図１の周波数シンセサイザ回路の実施形態の１つのブロック図である。 図２に示される回路の実施形態の１つによるＰＬＬ回路の詳細のブロック図である。 図２に示される回路の実施形態によるＰＬＬ回路の詳細のブロック図であり、特に送信機周波数信号位相および線形変調の異なる実施形態を示す。 図２に示される回路の実施形態によるＰＬＬ回路の詳細のブロック図であり、特に送信機周波数信号位相および線形変調の異なる実施形態を示す。 図２に示される回路の実施形態によるＰＬＬ回路の詳細のブロック図であり、特に送信機周波数信号位相および線形変調の異なる実施形態を示す。 図２に示される回路の実施形態によるＰＬＬ回路の詳細のブロック図であり、特に送信機周波数信号位相および線形変調の異なる実施形態を示す。 図２に示される回路の実施形態によるＰＬＬ回路の詳細のブロック図であり、特に送信機周波数信号位相および線形変調の異なる実施形態を示す。 図２に示される回路の実施形態によるＰＬＬ回路の詳細のブロック図であり、特に送信機周波数信号位相および線形変調の異なる実施形態を示す。 図２に示される回路の実施形態によるＰＬＬ回路の詳細のブロック図であり、特に送信機周波数信号位相および線形変調の異なる実施形態を示す。

Claims (26)

  1. 送受信機の周波数シンセサイザ回路であって：
    受信機参照周波数信号から受信機周波数信号を合成するように構成されたプライマリ周波数シンセサイザと；
    フラクショナル−Ｎ分周器を使用することにより、前記受信機周波数信号から送信機周波数信号を合成し、それにより受信および送信周波数間の非整数のデュプレックス距離を可能とするように構成される、オフセット周波数シンセサイザと、
    からなる送受信機の周波数シンセサイザ回路。
  2. 前記プライマリ周波数シンセサイザは、第１フラクショナルＮ分周器を使用することにより前記受信機参照周波数信号から前記周波数信号を導き出すために、第１フラクショナルＮ分周器を含む第１位相同期回路（ＰＬＬ）からなり、
    前記オフセット周波数シンセサイザは、第２フラクショナル−Ｎ分周を使用することにより前記受信機周波数信号から前記送信機周波数信号を導き出すために、第２フラクショナル−Ｎ分周器を含む第２ＰＬＬからなる、請求項１に記載の送受信機の周波数シンセサイザ回路。
  3. 前記第１ＰＬＬは、前記受信機周波数信号を生成する単一の第１電圧制御発振器（ＶＣＯ）を含み、この場合において前記第２ＰＬＬは、前記送信機周波数信号を生成する単一の第２ＶＣＯを含む、請求項１に記載の送受信機の周波数シンセサイザ回路。
  4. 前記第１フラクショナルＮ分周器は、変化する受信機周波数の割り当てをサポートするために変化可能であり、この場合において前記第２フラクショナル−Ｎ分周器は、要求される受信周波数および要求される送信周波数間の変化するデュプレックス距離をサポートするために変化可能である、請求項２に記載の送受信機の周波数シンセサイザ回路。
  5. 前記第１ＰＬＬは、要求される受信周波数の倍数として、前記受信機周波数信号を生成するように構成される、請求項２に記載の送受信機の周波数シンセサイザ回路。
  6. 前記第２ＰＬＬは、要求される送信周波数の倍数として、前記送信機周波数信号を生成するように構成される、請求項２に記載の送受信機の周波数シンセサイザ回路。
  7. 前記第１ＰＬＬのループ帯域幅は、ノイズ除去のために最適化され、この場合において前記第２ＰＬＬのループ帯域幅は、周波数プリングに対する抵抗力のために独立して最適化される、請求項２に記載の送受信機の周波数シンセサイザ回路。
  8. 前記第２フラクショナル−Ｎ分周器は、前記受信機周波数信号を分周することにより中間周波数参照信号を生成し、
    この場合において前記第２ＰＬＬは、制御信号に応じて前記送信機周波数信号を生成する電圧制御発振器（ＶＣＯ）と、エラー信号をフィルタリングすることにより前記制御信号を生成するフィルタ回路と、中間周波数フィードバック信号と前記中間周波数参照信号とを位相比較することにより前記エラー信号を生成する位相検出器と、前記送信機周波数信号を前記受信機周波数信号または分周化された形式の前記受信機周波数信号と混合することにより前記中間周波数フィードバック信号を生成するためのミキサと、を含む、請求項２に記載の送受信機の周波数シンセサイザ回路。
  9. 前記第２ＰＬＬは、要求される位相変調を前記中間周波数参照信号に伝達し、前記要求される位相変調が前記送信機周波数信号において明らかとなるように、前記位相検出器の入力パスに配置される位相変調器回路を含む、請求項８に記載の送受信機の周波数シンセサイザ回路。
  10. 前記位相変調器回路は、前記第２フラクショナル−Ｎ分周器の１または２以上の分周値を可変することにより、前記要求される位相変調を伝達するように構成される、請求項９に記載の送受信機の周波数シンセサイザ回路。
  11. 前記位相変調器回路は、直交変調器からなる、請求項９に記載の送受信機の周波数シンセサイザ回路。
  12. 前記第２ＰＬＬは、前記ミキサへの入力のために分周化された形式の前記受信機周波数信号を生成するように構成される入力分周回路を含み、この場合において前記入力分周回路の分周値および前記第２フラクショナル−Ｎ分周器の分周値は、前記第２ＰＬＬのオフセット周波数を決定する、請求項８に記載の送受信機の周波数シンセサイザ回路。
  13. 前記周波数シンセサイザ回路は、要求される位相変調の第１部分を前記制御信号へ伝達し、前記要求さする位相変調の第２部分を前記第２フラクショナル−Ｎ分周器へ伝達するように構成される２つの位相変調器回路からなる位相変調器回路を含む、当該位相変調器回路と関連付けられる、請求項８に記載の送受信機の周波数シンセサイザ回路。
  14. 前記周波数シンセサイザ回路は、前記フラクショナル−Ｎ分周器の１または２以上の分周値を可変することにより前記要求される位相変調を伝達するように構成される位相変調器回路と、振幅変調を前記送信機周波数信号へ伝達するように構成される電力増幅器回路と、を含む、または当該位相変調器回路と電力増幅回路と関連付けられる、請求項８に記載の送受信機の周波数シンセサイザ回路。
  15. 前記周波数シンセサイザ回路は、前記要求される位相変調を、前記オフセット周波数シンセサイザによって生成される前記送信機周波数信号、または分周化された形式の前記送信機周波数信号へ伝達するように構成される位相変調器回路を含む、または当該位相変調器回路と関連付けられる、請求項１に記載の送受信機の周波数シンセサイザ回路。
  16. 無線周波数送受信機であって：
    受信機回路および送信機回路と；
    フラクショナル−Ｎ周波数合成を使用することにより参照周波数信号から前記受信機回路の受信機周波数信号を導き出すように構成される第１ＰＬＬと、フラクショナル−Ｎ周波数合成を使用することにより前記受信機周波数信号から前記送信機回路の送信機周波数信号を導き出すように構成される第２ＰＬＬと、からなる周波数シンセサイザと、
    からなる無線周波数送受信機。
  17. 前記第１および第２ＰＬＬ回路は、単一の電圧制御発振器（ＶＣＯ）回路であり、この場合において前記第１ＰＬＬのＶＣＯは、前記受信機周波数信号を生成し、前記第２ＰＬＬの前記ＶＣＯは前記送信機周波数信号を生成する、請求項１６に記載の無線周波数送受信機。
  18. 前記周波数シンセサイザは、要求される位相変調を、前記第２ＰＬＬのフラクショナル−Ｎ分周を可変することにより前記送信機周波数信号へ伝達するように構成される、請求項１６に記載の無線周波数送受信機。
  19. 受信機および送信機周波数信号を合成する方法であって：
    プライマリ周波数シンセサイザを使用することにより、参照周波数信号から前記受信機周波数信号を導き出し；
    フラクショナル−Ｎ分周を使用することにより前記受信機周波数信号から前記送信機周波数信号を合成するように構成されるオフセット周波数信号を使用することにより、前記受信機周波数信号から前記送信機周波数信号を導き出し、これにより受信および送信周波数間の非整数のデュプレックス距離を可能とする、
    受信機および送信機周波数信号を合成する方法。
  20. プライマリ周波数シンセサイザを使用することにより、参照数端数信号から前記受信機周波数信号を導き出すことは、第１フラクショナル−Ｎ ＰＬＬを使用することにより参照周波数信号から前記受信機周波数信号を導き出すことからなり、
    この場合において、オフセット周波数シンセサイザを使用することにより前記受信機周波数信号から前記送信機周波数信号を導き出すことは、第２フラクショナル−Ｎ ＰＬＬを使用することにより前記受信機周波数信号から前記送信機周波数信号を導き出すことからなる、
    請求項１９に記載の受信機および送信機周波数信号を合成する方法。
  21. さらに、ノイズ除去を最適化するために前記第１ＰＬＬのループ帯域幅を設定し、
    周波数プリングに対する抵抗力を最適化するために前記第２ＰＬＬのループ帯域幅を独立して設定する、
    請求項２０に記載の受信機および送信機周波数信号を合成する方法。
  22. ノイズ除去を最適化するために前記第１ＰＬＬのループ帯域幅を設定することは、比較的狭いループ帯域幅を有するように第１ＰＬＬを構成することからなり、
    この場合において、周波数プリングに対する抵抗力を最適化するために前記第２ＰＬＬのループ帯域幅を独立して設定することは、比較的広いループ帯域幅を有するように前記第２ＰＬＬを構成することからなる、
    請求項２１に記載の受信機および送信機周波数信号を合成する方法。
  23. さらに、変化する受信機周波数の割り当てをサポートするために、前記第１ＰＬＬのフラクショナル−Ｎ分周を可変することができるように構成し、
    要求される受信周波数および要求される送信周波数間の変化するデュプレックス距離をサポートするために、前記第２ＰＬＬのフラクショナル−Ｎの分周を可変することができるように構成する、
    請求項２０に記載の受信機および送信機周波数信号を合成する方法。
  24. さらに、要求される受信周波数の倍数として前記受信周波数信号を生成するように前記第１ＰＬＬを構成し、その結果前記第２ＰＬＬが、要求される送信周波数の倍数において作動する、請求項２０に記載の受信機および送信機周波数信号を合成する方法。
  25. さらに、要求される位相変調を前記送信機周波数信号へ伝達するように、前記第２ＰＬＬのフラクショナル−Ｎ分周を可変することからなる、請求項２０に記載の受信機および送信機周波数信号を合成する方法。
  26. 受信機回路と、送信機回路と、周波数シンセサイザと、を含むワイヤレス通信装置であって、
    前記周波数シンセサイザは、フラクショナル−Ｎ周波数合成を使用することにより参照周波数から前記受信機回路の受信機周波数信号を導き出すように構成される第１ＰＬＬと、フラクショナル−Ｎ周波数合成を使用することにより前記受信機周波数信号から前記送信機回路の送信機周波数信号を導き出すように構成される第２ＰＬＬと、からなる、ワイヤレス通信装置。
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