CN101228695A - 用于收发器频率合成的方法及装置 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种用于收发器中频率合成的方法和装置，其基于提供一种配置成能够从接收器参考频率信号中合成接收器频率信号的初级频率合成器，以及提供一种偏移频率合成器，该偏移频率合成器配置成能够通过使用N分数分频而从接收器频率信号中合成发送器频率信号，这允许它能够工作在接收器频率信号的非整数倍数处的中频上。该配置使得所需的接收和发送频率之间的非整数双工距离成为可能。初级频率合成器也可以作为N分数频率合成器而工作，这意味着接收器频率信号也可与接收器参考频率具有非整数关系。配置初级和偏移频率合成器使其与N分数频率合成联合工作能够实现初级和次级频率合成器的独立频率调谐/优化。

Description

用于收发器频率合成的方法及装置
背景技术
本发明主要涉及频率合成，尤其涉及比如带有不同双工距离(duplex distance)的全双工应用中的收发器频率合成。
频率合成面临着诸多设计上的挑战。比如，在接收器频率产生中，N分数(fractional-N)频率合成的使用有着诸多的优点，这是由于这种配置能够提供对频率、信道间隔、跳频时间等方面的灵活选择。但是，N分数频率合成会增加寄生频率噪声。
窄化频率合成器的环路带宽(loop bandwidth)可以减轻寄生噪声问题。然而，比较窄的环路带宽并不能弥补发送频率信号的产生，因为较窄的带宽使得频率合成器易于出现由所不希望的电磁耦合而产生的频率牵引问题，这种电磁耦合发生有源传送期间出现的相对大功率调制发送信号和合成器的振荡器之间。事实上，频率合成器对频率牵引的抑制直接取决于它的环路宽度。
在需要同时产生发送和接收频率的全双工应用中，一种针对性能冲突的方法是实现完全分离的发送器的频率合成器及接收器的频率合成器。虽然这种方法确实能够在频率产生方面提供较好的灵活性，但是它仍然有如下的问题，即需要在N分数分频器噪声抑制和频率牵引的敏感性之间找到环路带宽的折衷，并且它代价较为昂贵且电路板实际状态较大。其他方法包括使用一个或者多个共同用于接收或发送环的本地振荡器(LO)，但是这种结构有时会限制频率的灵活性和/或需要有效滤波以降低噪声等。
发明内容
在一个实施例中，用于发送器的频率合成电路包括初级频率合成器，其被配置成能够从接收器参考频率信号合成接收器频率信号；以及偏移频率合成器(offset frequency synthesizer)，其被配置成能够使用N分数分频而从接收器频率信号合成发送器频率信号。初级频率合成器可包括第一PLL，其包括第一N分数分频器，以用于通过使用第一N分数分频而从接收器参考频率信号中导出接收器频率信号；偏移频率合成器可包括第二PLL，其包括第二N分数分频器，以用于通过使用第二N分数分频而从接收器频率信号中导出发送器频率信号。
使第二PLL工作于偏移频率能够使得所需的接收和发送频率之间的非整数双工距离成为可能，该偏移频率是至少部分地由第二N分数分频而确定的。更重要的是，第二PLL工作于发送器中频，该发送器中频通过使由第一PLL输出的接收器频率信号N分数分频而产生。因为发送器中频一般必须与所需的双工距离相同，或者必须是所需的双工距离的整数倍(direct multiple)，N分数分频的使用允许接收器频率信号和发送器频率信号之间有效的任意关系。同样地，与为了较佳的接收器性能而优化第一PLL和为了较佳的发送器性能而优化第二PLL相关的设计难题被分离了。
例如，可把第一PLL的环路带宽制造地相对较窄一些，以提高与寄生频率组件相关的第一PLL噪声抑制，其经常出现于N分数频率合成中。通常，窄化第一PLL的环路带宽，在频率牵引敏感度方面不会成为问题，因为第一PLL的振荡器可配置成运行于发送频率的非谐波处。这种配置在产生所需的发送器频率信号方面也不会成为问题，因为第二PLL使用N分数频率合成而从接收器频率信号中导出发送器频率信号。
进一步，可配置第一PLL使其在所需的接收频率的倍数处运行，即由第一PLL产生的接收器频率信号可以是实际所需的接收器频率的倍数。因为第二PLL从接收器频率信号中导出它的中频工作频率，因此可配置第二PLL使其工作于所需的发送频率的倍数处。在所需接收和发送频率的倍数处运行第一和第二PLL可允许使用更小的组件，在频率规划方面可提供更高的灵活性。需要注意的是，第一和第二PLL可包括输出分频器，以用于把接收器频率信号和发送器频率信号相应地向下分频到所需的接收和发送频率。
进一步，如本文中所教导的，在有关频率合成的一个或多个实施例中，偏移频率合成器包括相位调制电路或者与相位调制电路有关。例如，可配置相位调制电路，通过改变第二PLL的N分数分频器的一个或多个分频因子值，来把所需的相位调制赋予给发送器频率信号。类似地，第二PLL的N分数分频器可用作设置在第二PLL的控制环中的正交调制的输入。在下文的详细讨论中将公开相位调制的其他变型，并且一种或者多种相位调制方法可与各种幅度调制方法相结合，以用于半双工和全双工无线收发电路中。
当然，本发明并不仅仅限于上述特点和优点。事实上，本领域技术人员在阅读了下文的详细阐述以及参阅相关附图之后，可以了解到其他特点和优点。
附图说明
图1是包括频率合成器电路的无线通信设备的方框图，。
图2是图1中频率合成器电路一个实施例的方框图，其中第一和第二合成器包括第一和第二锁相环(PLL)，其包括N分数分频器。
图3是根据图2所示电路实施例的PLL电路详细情况的方框图。
图4-10是根据图2所示电路的多个实施例的PLL电路详细情况的方框图，尤其示出了发送器频率信号相位和线性调制的不同实施例。
具体实施方式
图1示出了无线通信设备6，比如蜂窝无线电话或其他移动通信设备，包括有控制和接口电路8以及射频(RF)收发器10。可配置RF收发器10以全双工和/或半双工方式工作，RF收发器10包括频率合成器12，用于从接收信号(S)中导出接收信号信息(R)的接收电路14，以及用于从发送数据(D)中产生发送信号(T)的发送器电路16。
配置RF收发器10，使其通过使用初级频率合成器20而从参考频率信号中导出接收器频率信号(fRX)，以及使用偏移频率合成器22从接收器频率信号导出发送器频率信号(fTX)，其中配置偏移频率合成器22使其通过使用N分数分频来从接收器频率信号中来合成发送器频率信号。在偏差环中使用N分数分频使得接收和发送频率之间的非整数双工距离成为可能，使得为了最佳接收器性能而调谐初级频率合成器20成为可能，并能够为了最佳接收器性能而允许独立地调谐偏移频率合成器22。
如图2所示，初级频率合成器20可包括第一PLL 30，其包括第一N分数分频器32，而偏移频率合成器22可包括第二PLL 34，其包括第二N分数分频器36。这样，根据第一N分数分频器32中所使用的N分数分频因子值，就可以从接收器参考频率信号(fRX_REF)中导出接收器频率信号(fRX)。类似地，从第二PLL 34输出的发送器频率信号取决于接收器频率信号以及第二N分数分频器36所使用的值。这样，接收器参考频率和接收器频率信号之间就存在一个灵活的非整数关系，接收器频率信号和发送器频率信号之间也存在一个同样灵活的非整数关系。
图3更好地示出了这种灵活性，其中第一PLL 30的实施例包括相位检测器40、环路滤波器42、VCO 44以及前面所讨论的N分数分频器32。第二PLL 34包括相位检测器50、环路滤波器52、VCO 54、频率混频器56、可选的(接收器频率信号)输入分频器58和滤波器60。从该较佳配置的描述中可见，其中所需的发送器和接收器频率通过使用单个VCO PLL 30和34而产生，其中VCO 44可工作于发送器频率信号的非谐波处，同时仍允许根据所需的双工距离等来产生所需的接收和发送器频率。
在工作中，参考频率产生器46产生接收器参考频率信号，其用作相位检测器40的参考输入。并且相位检测器40则基于参考频率信号与反馈频率信号的相位比较而产生误差信号，其中反馈频率信号是借助N分数分频器32对由VCO 44所输出的接收器频率信号进行分频而得到的。环路滤波器42基于对由相位检测器40输出的误差信号进行滤波而产生控制VCO 44的控制信号。这样，第一PLL 30提供了闭环频率控制，其中，由VCO 44输出的接收器频率信号从属于由参考频率产生器46所提供的参考频率，这根据加载于N分数分频器32内的分频因子值所建立的所需的(非整数)频率关系而实现.
第二PLL 34的第二N分数分频器36以同样方式，根据所需的(非整数)频率关系通过对接收器频率信号(fRX)进行分频来产生中频参考信号(fIF_REF)。混频器56通过把发送器频率信号(fTX)与接收器频率信号(fRX)进行混合，或者通过把发送器频率信号(fTX)与接收器频率信号的向下分频版本(divided-down version)(比如由可选输入分频器58所提供)进行混合，从而产生中频反馈信号(fIF_FB)。注意到，如果第一PLL30被配置成能够工作在所需的接收频率的倍数处，那么第二PLL 34可工作在所需的发送频率的倍数处，或可基于对接收器频率进行向下分频而工作在所需的发送频率。此外，如果第一PLL 30的时钟频率远远高于参考频率(fRX_REF)，这将有效地在频域把截断噪声从第二N分数分频器36排除出去，从而允许更宽的PLL环路增益带宽。该更宽的环路带宽能够产生更好的VCO频率牵引抑制，并因此有助于把限制第一PLL 30中噪声的问题从减少第二PLL 34中的牵引抑制的问题中分离出来。
任何情况下，相位检测器50通过对中频反馈信号与中频参考信号进行相位比较而产生误差信号。而滤波器电路52则通过对误差信号进行滤波而产生控制信号，并且VCO 54响应于该控制信号而产生发送器频率信号。
上述频率合成器结构表示了实现频率合成的灵活方法的基本的、非限制性的实施例，它可适用于收发器配置的多种变型。比如，图4示出了偏差PLL 34的中频路径中的I/Q调制器的使用。尤其地，来自第二N分数分频器36的输出被传送到正交调制器62内，正交调制器62提供其调制的输出以作为相位检测器50的输入。
通过这种电路配置，由第二PLL 34输出的发送器频率信号包括所需的相位调制和所需的幅度调制，其中所需的相位调制用于输入到与必须的功率放大相关的附加发送器电路。需要注意的是，可通过使用输出放大器64来缓冲相位调制发送器频率信号。图5示出了一个类似的配置，但其把正交调制器62置于(缓冲)放大器64的输出上。
图6示出了一个较为类似的配置，但是，其中相位调制器电路66包括于第二PLL 34内，或者与其相关。基于改变由第二分数分频器36所使用的一个或者多个N分数分频因子值，相位调制器电路66把所需的相位调制赋予由第二PLL 34所输出的发送器频率信号。再次，可通过使用放大器64来缓冲发送器频率信号，并且发送器频率信号可作为附加发送器电路的输入，该附加发射器电路用于提供所需功率放大和所需幅度调制。这样，如图4-6所示的配置对于所谓的极化调制发送方法是理想的，其中所需的相位和幅度调制被沿着独立发送电路信号路径而赋予。
图7示出了与图6所示配置相类似的配置，其与图6所示结构的区别在于使用了2点相位调制(2-point phase modulation)。具体地，滤波器/处理电路68为加法电路69提供了较高频率相位调制，该加法电路69设置于第二PLL 34的压控振荡器54的控制信号路径上，并且还通过改变第二PLL 34的N分数分频器36的分频因子值的形式来提供较低频率相位调制。
图8示出了图6所示的相位调制配置，并进一步示出了发送器电路16的一个实施例，其包括供给信号调制放大器80和功率放大器82。幅度调制(AM)信号被施加到放大器80的输出上。而放大器80为功率放大器82提供幅度调制的供给信号，其可优化用于C级操作。通过这种配置，幅度调制通过施加到功率放大器82的供给输入(或其它幅度控制输入)的幅度调制，而被赋予到输出信号(T)，并且通过由第二PLL 34所提供的相位调制发送器频率信号来施加所需的相位调制。
图9示出了与图8所示的配置相类似的调制配置。不过，需要注意的是，放大器80对缓冲放大器84的供给输入(或者其它幅度控制输入)进行调制，用于向输出放大器86提供相位和幅度调制的发送器频率信号。因此，在实施例中，到放大器86的输入包括相位和幅度调制，并且功率放大器86一般设置为线性放大器。但是需要注意，功率放大器86仍然具有功率等级控制，即施加到其供给输入端(或施加到另一个幅度控制输入端)的渐变的供给电压和/或电流控制。
图10示出了结合图8和9的方面的调制配置。更具体的，分路器90在放大器92和94之间对幅度调制信息进行分离。放大器94提供幅度调制信号给放大器96，放大器94设置在第二PLL 34的相位调制的输出信号路径上，放大器92提供幅度调制信号给(功率)放大器98，其设置在发送器16的输出信号路径上。来自放大器92和94的调幅信号可作为调幅供给信号，用于向放大器96和98供电，或者这些信号可驱动放大器96和98的其它幅度控制输入。
本领域普通技术人员可以理解，可以实现关于幅度和相位调制电路配置的其它变型，并且本文所启示的频率合成适用于线性和极化模式发送信号产生的广泛范围。尤其地，本发明所给出的设备和方法提供了第一PLL 30，例如，可配置该第一PLL 30，使其具有相对于接收频率信道间隔而言的相对较窄的环路带宽。窄化环路带宽能够改进第一PLL 30的噪声性能，并能消除与N分数频率合成有关的寄生噪声。也可以配置第一PLL使其在所需的接收频率的倍数处运行，从而进一步提高其环路滤波性能(即获得对寄生噪声的更好抑制，因而在实际接收频率处能够获得更好的邻道功率(ACP)性能)。
弥补了其窄环路带宽，第一PLL 30一般被配置成工作于实际发送频率的非谐波处，通过与调制发送信号的电磁耦合能够减少或者消除其对频率牵引的敏感性。第二PLL中N分数频率合成的使用，允许方便地从由第一PLL 30所输出的接收器频率信号中导出所需的发送频率(和中频)，即使信号并不是所需发送频率的谐波。
由于频率独立，第二PLL 34可独立于第一PLL 30而调谐。亦即，可以改变第一N分数分频器32，以支持变化的接收器频率分配，可以改变第二N分数分频器36，以支持在所需的接收频率和所需的发送频率之间变化全双工距离。这种独立性允许第一PLL 30的环路带宽可以被优化以用于噪声抑制，第二PLL 34的环路带宽也可独立地被优化以用于抑制频率牵引。这种配置进一步提供了如下优点，在第一PLL 30中使用单个VCO以产生接收器频率信号，和在第二PLL 34中使用单个的第二VCO以产生发送器频率信号。
当然，本领域普通技术人员应当可以理解，本发明并不局限于这些特殊特征和优点。事实上，本发明并不受限于本文关于各种实施例的讨论和附图。相反，本发明仅仅由所附的权利要求及其等价物所限定。

Claims (26)

1.一种用于收发器的频率合成器电路，包括：
初级频率合成器，配置成能够从接收器参考频率信号中合成接收器频率信号；以及
偏移频率合成器，配置成能够通过使用N分数分频而从所述接收器频率信号中合成发送器频率信号，因而能够实现接收频率和发送频率之间的非整数双工距离。
2.如权利要求1所述的频率合成器电路，其特征在于，所述初级频率合成器包括第一锁相环(PLL)，所述第一锁相环包括第一N分数分频器，以用于通过使用第一N分数分频而从所述接收器参考频率信号中导出所述接收器频率信号，并且所述偏移频率合成器包括第二PLL，所述第二PLL包括第二N分数分频器，以用于通过使用第二N分数分频而从所述接收器频率信号中导出所述发送器频率信号。
3.如权利要求1所述的频率合成器电路，其特征在于，所述第一PLL包括产生所述接收器频率信号的单个第一压控振荡器(VCO)，并且其中，所述第二PLL包括产生所述发送器频率信号的单个第二VCO。
4.如权利要求2所述的频率合成器电路，其特征在于，所述第一N分数分频器是可变的，以支持接收器频率分配的改变，并且其中，所述第二N分数分频器是可变的，以支持所需的接收频率和所需的发送频率之间的双工距离的改变。
5.如权利要求2所述的频率合成器电路，其特征在于，所述第一PLL配置成能够产生作为所需的接收频率的倍数的所述接收器频率信号。
6.如权利要求2所述的频率合成器电路，其特征在于，所述第二PLL配置成能够产生作为所需的发送频率的倍数的所述发送器频率信号。
7.如权利要求2所述的频率合成器电路，其特征在于，所述第一PLL的环路带宽被优化以用于噪声抑制，并且其中，所述第二PLL的环路带宽被独立地优化以用于抑制频率牵引。
8.如权利要求2所述的频率合成器电路，其特征在于，所述第二N分数分频器通过对所述接收器频率信号进行分频而产生中频参考信号，并且其中，所述第二PLL包括压控振荡器(VCO)，所述压控振荡器能够响应于控制信号而产生所述发送器频率信号，所述第二PLL还包括通过对误差信号进行滤波而产生所述控制信号的滤波器电路，和通过对中频反馈信号与所述中频参考信号进行相位比较而产生所述误差信号的相位检测器，所述第二PLL还包括混频器，所述混频器通过把所述发送器频率信号与所述接收器频率信号，或者与所述接收器频率信号的向下分频版本混合，而产生所述中频反馈信号。
9.如权利要求8所述的频率合成器电路，其特征在于，所述第二PLL包括相位调制电路，所述相位调制电路设置在所述相位检测器的输入路径中，以把所需的相位调制赋予到所述中频参考信号中，因此所述相位调制能够表现在所述发送器频率信号中。
10.如权利要求9所述的频率合成器电路，其特征在于，所述相位调制电路被配置成能够通过改变所述第二N分数分频器的一个或多个分频因子值，而赋予所需的相位调制。
11.如权利要求9所述的频率合成器电路，其特征在于，所述相位调制电路包括正交调制器。
12.如权利要求8所述的频率合成器电路，其特征在于，所述第二PLL包括输入分频器电路，所述输入分频器电路配置成能够产生所述接收器频率信号的向下分频版本，以用于输入到所述混频器，并且其中，所述输入分频器电路的分频因子和所述第二N分数分频器的分频因子决定了所述第二PLL的所述偏移频率。
13.如权利要求8所述的频率合成器电路，其特征在于，所述频率合成器电路包括相位调制电路或者与相位调制电路相关，所述相位调制电路包括两点相位调制电路，所述两点相位调制电路配置成能够把所需的相位调制的第一部分赋予到所述控制信号，并且把所需的相位调制的第二部分赋予到所述第二N分数分频器。
14.如权利要求8所述的频率合成器电路，其特征在于，所述频率合成器电路包括相位调制电路或者与相位调制电路相关，所述相位调制电路配置成能够通过改变所述第二N分数分频器中的一个或者多个分频因子值而赋予所需的相位调制，并且还包括功率放大电路或者与功率放大电路相关，并且所述功率放大电路配置成能够将幅度调制赋予到所述发送器频率信号。
15.如权利要求1所述的频率合成器电路，其特征在于，所述频率合成器电路包括相位调制电路或者与相位调制电路相关，所述相位调制电路配置成能够将所需的相位调制赋予到由所述偏移频率合成器产生的所述发送器频率信号中，或者赋予到所述发送器频率信号的向下分频版本。
16.一种射频收发器，包括：
接收器电路和发送器电路；以及
频率合成器，包括第一PLL，所述第一PLL配置成能够通过使用N分数频率合成而从参考频率信号中导出所述接收器电路用的接收器频率信号，还包括第二PLL，所述第二PLL配置成能够通过使用N分数频率合成而从所述接收器频率信号中导出所述发送器电路用的发送器频率信号。
17.如权利要求16所述的射频收发器，其特征在于，所述第一PLL和第二PLL都是单VCO(压控振荡器)电路，并且其中，所述第一PLL的所述VCO产生所述接收器频率信号，并且所述第二PLL的所述VCO产生所述发送器频率信号。
18.如权利要求16所述的射频收发器，其特征在于，所述频率合成器包括相位调制器或者与相位调制器相关，所述相位调制器配置成能够通过改变所述第二PLL的N分数分频因子而将所需的相位调制赋予到所述发送器频率信号中。
19.一种用于合成接收器频率信号和发送器频率信号的方法，包括：
使用初级频率合成器从参考频率信号中导出所述接收器频率信号；以及
使用偏移频率合成器从所述接收器频率信号中导出所述发送器频率信号，所述偏移频率合成器配置成能够通过使用N分数分频而从所述接收器频率信号中合成所述发送器频率信号，因而能够实现接收频率和发送频率之间的非整数双工距离。
20.如权利要求19所述的方法，其特征在于，使用初级频率合成器从参考频率信号中导出所述接收器频率信号包括，使用第一N分数PLL从参考频率信号中导出所述接收器频率信号，并且其中，使用偏移频率合成器从所述接收器频率信号中导出所述发送器频率信号包括，使用第二N分数PLL从所述接收器频率信号中导出所述发送器频率信号。
21.如权利要求20所述的方法，其特征在于，进一步包括设置所述第一PLL的环路带宽以优化噪声抑制，并且独立地设置所述第二PLL的环路带宽以优化对频率牵引的抑制。
22.如权利要求21所述的方法，其特征在于，设置所述第一PLL的环路带宽以优化噪声抑制包括，配置所述第一PLL使其具有相对较窄的环路带宽，并且其中，独立地设置所述第二PLL的环路带宽以优化对频率牵引的抑制包括，配置所述第二PLL使其具有相对较宽的环路带宽。
23.如权利要求20所述的方法，其特征在于，进一步包括配置所述第一PLL的N分数分频因子使其是可变的，以支持接收器频率分配的改变，并且配置所述第二PLL的N分数分频因子使其是可变的，以支持所需的接收频率和所需的发送频率之间的双工距离的改变。
24.如权利要求20所述的方法，其特征在于，进一步包括配置所述第一PLL以产生作为所需的接收频率的倍数的所述接收器频率信号，从而使得所述第二PLL工作在所需的发送频率的倍数处。
25.如权利要求20所述的方法，其特征在于，进一步包括改变所述第二PLL的N分数分频因子以将所需的相位调制赋予到所述发送器频率信号中。
26.一种无线通信设备，包括接收器电路、发送器电路和频率合成器，其中所述频率合成器包括第一PLL，所述第一PLL配置成能够通过使用N分数频率合成而从参考频率信号中导出所述接收器电路用的接收器频率信号，所述频率合成器还包括第二PLL，所述第二PLL配置成能够通过使用N分数频率合成而从所述接收器频率信号中导出所述发送器电路用的发送器频率信号。
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