DE60220904T2 - Verfahren und system zur bildung eines antennenmusters - Google Patents

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Lukas Leyten
Nunziatina Mezzasalma
Cicero S. Vaucher
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    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
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Description

  • BEREICH DER ERFINDUNG
  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und ein System zum Bilden eines Antennenmusters und insbesondere auf das Gebiet der den Strahl bildenden Schaltungsanordnung für Antennen.
  • HINTERGRUND DER ERFINDUNG
  • Viele Kommunikationssysteme, wie drahtlose Kommunikationssysteme, Radarsysteme, Sonarsysteme und Mikrophonanordnungen, benutzen Strahlbildung um die Sendung und/oder den Empfang von Signalen zu verbessern. Im Gegensatz zu herkömmlichen Kommunikationssystemen, die nicht zwischen Signalen auf Basis der Lage der Signalquelle einen Unterschied machen, sind Strahlbildungssysteme gekennzeichnet durch die Fähigkeit, den Empfang von Signalen zu verbessern, die von Quellen an bestimmten Stellen gegenüber dem System erzeugt wurden.
  • Im Allgemeinen umfassen Strahlbildungssysteme eine Anordnung räumlich verteilter Sensorelemente, wie Antennen, Sonarphone oder Mikrophone, und ein Datenverarbeitungssystem zum Kombinieren von der Anordnung detektierter Signale. Der Datenprozessor kombiniert die Signale zur Verbesserung des Empfangs von Signalen von Quellen, die sich an selektierten Stellen gegenüber den Sonarelementen befinden. Im Wesentlichen "richtet" der Datenprozessor die Sensoranordnung in Richtung der Signalquelle.
  • US Patent Nr. 5.581.620 zeigt einen entsprechenden Signalprozessor, der auf dynamische Art und weise die relativen Zeitverzögerungen zwischen einer Anzahl frequenzabhängiger Signale ermitteln kann. Der Signalprozessor kann auf adaptive Weise ein Strahlsignal erzeugen, und zwar durch Ausrichtung der vielen frequenzabhängigen Signale entsprechend den relativen Zeitverzögerungen zwischen den Signalen.
  • US Patent Nr. 3.036.210 zeigt eine analoge elektronische Schaltungsanordnung zum Bilden eines Antennenmusters, das eine erste und eine zweite phasenverriegelte Steuerschleife benutzt zum Erzeugen einer optimalen Richtcharakteristik. Die analoge elektronische Schaltungsanordnung wird verwendet zum Liefern eines elektronischen Antennenabtastsystems, beispielsweise um in einem Teil des Himmels nach einer bestimmten Signalquelle zu suchen.
  • Innerhalb drahtloser Kommunikationssysteme, wie bei drahtlosen mobilen Kommunikationssystemen, können Richtantennen bei den Basisstationen als Mittel verwendet werden zum Steigern des Signalpegels, der von jedem mobilen Benutzer empfangen wird, auf den Pegel der empfangenen Signalinterferenz. Dies wird dadurch effektuiert, dass die zu einem gewünschten empfangenden mobilen Benutzer ausgestrahlte Energie gesteigert wird, während gleichzeitig die zu anderen mobilen Fernbenutzern ausgestrahlte Interferenzenergie reduziert wird.
  • US Patent Nr. 6.101.399 zeigt ein Verfahren zum Bilden eines Sendestrahlmusters mit einer adaptiven Phasenanordnung in einer Basisstation. Dieses Verfahren beruht auf der Schätzung des optimalen übertragenen Antennenstrahlmusters auf Basis bestimmter statistischer Eigenschaften der empfangenen Antennensignale. Das optimale ausgesendete Strahlmuster wird durch Lösung einer quadratischen Optimierung abhängig von quadratischen Beschränkungen gefunden.
  • US Patent Nr. 6.011.513 zeigt eine Strahlbildungsschaltung, wobei PIN-Dioden verwendet werden. Die PIN-Diodenschaltungsanordnung umfasst einen Digital-Analog-Wandler mit einem Bezugsspannungsregler, vorgesehen zum Variieren der Reaktion des Wandlers auf digitale Eingangssignale zum Kompensieren der nicht linearen Reaktion der PIN-Dioden.
  • Aus dem Artikel: "A digital adaptive beam forming QAM demodulator IC for high-bit-rate wireless communications" von J-Y Lee, H-C Liu und H. Samueli, in "IEEE Journal of Solid-State Circuits", März 1998, Seiten 367-377, ist ein Verfahren zur adaptiven Strahlbildung im Zusammenhang mit Frequenzsprung bekannt. Durch einen Vergleich der den Strahl bildenden Daten mit einem Bezugssignal oder einer Trainingsfolge, konvergiert das Empfangsmuster zu dem erwünschten Ergebnis, wobei der Hauptstrahl in Richtung des Zielbenutzers gesteuert wird, während gleichzeitig Nullen in die Richtung des Störers gesendet werden. Die Applikationen für den Transceiver umfassen Notebookcomputerkommunikation, tragbare Multimedienradios und nomadisches Rechnen in zellularen und in Kommunikationsnetzwerken mit direkter Verbindung. Die Quellenrichtungen werden als unbekannt vorausgesetzt. Weiterhin zeigt das Verfahren Echtzeitverfolgungsfähigkeiten für die adaptive Strahlbildung.
  • Ein üblicher Nachteil bekannter Strahlbildungsverfahren und -systeme ist der Aufwand eines speziellen digitalen Signalverarbeitungssystems, das zur Strahlbildung angewandt wird. Dies beschränkt Applikationen von Strahlbildung für Konsumentenanordnungen.
  • Deswegen ist es u. a. eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein verbessertes Verfahren und eine elektronische Schaltungsanordnung zum Bilden eines Antennenmusters zu schaffen.
  • Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Empfänger und einen Sender zu schaffen, die Strahlbildung zur Anwendung in Konsumentenanordnungen ermöglichen.
  • ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
  • Die Aufgaben der vorliegenden Erfindung werden im Grunde dadurch erfüllt, dass die Merkmale der betreffenden Hauptansprüche angewandt werden.
  • Die vorliegende Erfindung schafft ein kosteneffizientes Verfahren und eine elektronische Schaltungsanordnung zum Bilden eines Antennenmusters. Dies ermöglicht es, dass die Strahlbildung für Antennen in Konsumentenanordnungen, wie Autoradios mit einem verbesserten Mehrwegempfang, in mobilen und drahtlosen Telefonanordnungen, wie GSM, DECT oder Blue Tooth Mobilanordnungen mit preisgünstigen Transceivern mit Strahlbildungsfähigkeiten, wie für Raum-Zeitcodierungsapplikationen implementiert wird.
  • Die Strahlbildungsfähigkeit in dem Empfänger/Transceiversystem führt zu einer verbesserten HF-Leistung. Das Basisprinzip der Strahlbildung verlässt sich auf die Verfügbarkeit bestimmter HF-Signale, herrührend von (oder gehend zu) zwei oder mehr Antennen. Durch eine selektive Zeitverschiebung der HF-Signale gegenüber einander entsteht ein programmierbares Antennenmuster.
  • So kann beispielsweise das Antennenmuster mit dem nachfolgenden Ziel aufgestellt werden:
    Das Löschen von Mehrweginterferenz, verursacht durch sekundäre Übertragungsstrecken.
  • Die Hauptkeule des Antennenmusters wird in der Richtung der Direktempfangsstrecke eingestellt und die Verstärkung der kombinierten Antennen in der Richtung der reflektierten Strahlen wird minimiert.
  • Das Schaffen eines Mittels zur Implementierung von Raum-Zeitdiversitätssystemen. Dadurch, dass Signale gesendet und empfangen werden, die "räumlich" codiert sind, ist es möglich, dass verschiedene Anordnungen mit derselben Wellenlänge arbeiten (beispiels weise in einem Büro), ohne große Interferenzprobleme. Jeder Transceiver stellt seine "Strahlrichtung" ein um eine HF-Kopplung mit einem Transceiver-"Partner" zu erhalten.
  • Die vorliegende Erfindung ist vorteilhaft, in dem sie es ermöglicht, die Strahlbildung in der analogen Domäne zu implementieren. Auf diese Weise werden der Aufwand für digitale Multiplizierer und andere digitale Signalverarbeitungsschritte vermieden. In einer bevorzugten Ausführungsform geschieht dies durch Hinzufügung eines programmierbaren Steuerstroms zu wenigstens einem der Zweige von zwei phasenverriegelten Schleifen zum Erzeugen der erforderlichen Phasenverschiebung der Antennensignale.
  • KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG
  • Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im Folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
  • 1 ein adaptives Antennenmuster zweier Antennen,
  • 2 eine erste Ausführungsform eines Empfängers nach der vorliegenden Erfindung,
  • 3 eine erste Ausführungsform eines Senders nach der vorliegenden Erfindung,
  • 4 eine zweite Ausführungsform eines Senders nach der vorliegenden Erfindung,
  • 5 eine erste Ausführungsform einer elektronischen Schaltungsanordnung nach der vorliegenden Erfindung,
  • 6 eine Übertragungsfunktion eines typischen Phasenfrequenzdetektor/Ladungspumpe der Schaltungsanordnung nach 5,
  • 7 eine Darstellung der Phasenverschiebung an den betreffenden Eingängen des Phasenfrequenzdetektors als eine Funktion des Steuerstroms,
  • 8 eine Darstellung der Phasenverschiebung bei den spannungsgesteuerten Oszillatoren der Schaltungsanordnung nach 5 als eine Funktion des Steuerstroms,
  • 9 eine Darstellung des störenden Bezugsdurchbruchs wegen des Steuerstroms,
  • 10 ein Blockschaltbild einer zweiten Ausführungsform der Schaltungsanordnung nach der vorliegenden Erfindung,
  • 11 eine Darstellung einer idealen Beziehung zwischen der Phasenverschiebung und der Amplitude,
  • 12, 13 eine Darstellung der Phasenverschiebung als eine Funktion des Steuerstroms; und
  • 14 eine Darstellung des störenden Bezugsdurchbruchs.
  • DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
  • 1 zeigt Antennen 1 und 2. Die Antennen 1 und 2 haben ein resultierendes Antennenmuster 3, wenn keine Strahlbildung angewandt wird oder wenn keine Phasenverschiebung auf die betreffenden Antennensignale angewandt wird. Im Falle von Strahlbildung können andere Antennenmuster 4 und 5 erzeugt werden.
  • Der Winkel Θ der Hauptkeule des Antennenmusters 5 wird durch die auf die betreffenden Antennensignale der Antennen 1 und 2 angewandte Phasenverschiebung bestimmt. Durch Variation der Phasenverschiebung variiert der Winkel Θ entsprechend. Auf diese Art und Weise ist es möglich, einen beliebigen Winkel Θ für die Hauptkeule des Antennenmusters 5 zu selektieren, indem eine entsprechende Wahl für die Phasenverschiebung der Antennensignale gemacht wird.
  • 2 zeigt ein Blockschaltbild eines Empfängers nach der vorliegenden Erfindung mit adaptiver Strahlbildung in der analogen Domäne. Ein Signal Ant_1 und Ant_2 wird von den Antennen 1 bzw. 2 (siehe 1) empfangen, Die Antennensignale Ant_1 und Ant_2 werden einem Mischer 6 bzw. 7 zugeführt. Weiterhin wird ein Signal 8 mit einer Frequenz fvco1 und einer Phase Φ1 dem Mischer 6 zugeführt. Auf ähnliche Art und Weise wird dem Mischer 7 eine Frequenz fvco2 und eine Phase Φ2 zugeführt.
  • Die Signale 8 und 9 werden von den spannungsgesteuerten Oszillatoren 10 bzw. 11 ausgeliefert. Die spannungsgesteuerten Oszillatoren 10 und 11 sind mit einem Abstimmsystem 12 verbunden. Mit Hilfe des spannungsgesteuerten Oszillators 10, des Rückkopplungssignals 12 und des Abstimmsystems 12 wird eine erste phasenverriegelte Schleife gebildet.
  • Eine einzelne phasenverriegelte Schleife wird durch den spannungsgesteuerten Oszillator 11, das Rückkopplungssignals 14 und das Abstimmsystem 12 gebildet. Die Ausgänge 15 und 16 des Anstimmsystems 12, die mit den spannungsgesteuerten Oszillatoren 10 bzw. 11 gekoppelt sind, bestimmen die Frequenzen fvco1 und fvco2 sowie die Phase der Winkel Φ1 und Φ2 der Signale 8 und 9, gegenüber die betreffenden phasenverriegelten Schleifen verriegelt sind.
  • Das Ausgangssignal der Mischstufe 6 ist das Signal Ant_1, multipliziert mit dem Signal 8, während das Ausgangssignal der Mischstufe 7 das Signal Ant_2, multipliziert mit dem Signal 9 ist. Die betreffenden Ausgänge der Mischstufen 6 und 7 sind mit den Filtern 17 und 18 gekoppelt.
  • In dem vorliegenden Beispiel sind die Filter 17 und 18 Bandpassfilter. Die Ausgänge der Filter 17 und 18 sind mit einer Kombinierstufe 19 gekoppelt, und zwar zum Addieren der Ausgangssignale der Filter 17 und 18. Der Ausgang der Kombinierstufe 19 ist mit einem Demodulator 20 gekoppelt, der einen Teil eines Basisbandverarbeitungssystems 21 bildet.
  • Der Demodulator 20 hat einen Ausgang zum Ausliefern des demodulierten Signals zu anderen Elementen des in 2 nicht dargestellten Basisbandverarbeitungssystems 21. Die anderen Elemente des Basisbandverarbeitungssystems 21 können einen Kanaldecoder, Sprachdecodier- und/oder andere digitale Signalverarbeitungselemente enthalten, und zwar abhängig von der Applikation.
  • Ein Phasenverschiebungsregler 23 ist mit dem Basisbandverarbeitungssystem 21 gekoppelt. Auf Basis des Ausgangs 22 des Demodulators 20 bestimmt der Phasenverschiebungsregler 23 die Phasenverschiebung DΦ zwischen den Phasen Φ1 und Φ2 der Signal 8 und 9 für ein gewünschtes resultierendes Antennenmuster. Der Phasenverschiebungsregler 23 liefert ein Phasenregelsignal zu dem Abstimmsystem 12 zum Instruieren des Abstimmsystems 12, welche Phasenverschiebung ΔΦ den Phasen Φ1 und Φ2 der betreffenden Ausgangssignalen 8 und 9 der spannungsgesteuerten Oszillatoren 10 und 11 auferlegt werden soll.
  • Die Schaltungsanordnung nach 2 erfordert keine digitalen Mischstufen, da die Mischung in der analogen Domäne durch die Mischstufen 6 und 7 durchgeführt wird. Weiterhin erfordert die Schaltungsanordnung nach 2 nicht einen speziellen Prozessor zum Erzeugen der Signale 8 und 9 mit der erforderlichen Phasenverschiebung ΔΦ, da diese Signale mit Hilfe der betreffenden phasenverriegelten Schleifen ebenfalls in der analogen Domäne erzeugt werden. Auf diese Art und Weise, kann die Schaltungsanordnung preisgünstige mit bestimmten Applikationen für Konsumentenanordnungen verwirklicht werden.
  • 3 zeigt einen Sender entsprechend dem Empfänger nach 2. Ähnliche Elemente des Empfängers aus 3, die Elementen aus dem Empfänger nach 2 entsprechen, sind mit denselben Bezugszeichen bezeichnet.
  • Mit einem Modulator des Basisbandverarbeitungssystems wird ein ZF-Signal erzeugt und wird den bestreffenden Eingängen der Mischstufen 6 und 7 zugeführt. Weiterhin empfangen die Mischstufen 6 und 7 die Signale 8 und 9 zwecks der Aufwärtsmischung des ZF-Signals. Da die Signale 8 und 9 eine Phasenverschiebung gleich ΔΦ haben, entsteht nebst der Aufwärtsmischung eine entsprechende Phasenverschiebung zwischen den Signalen an den Ausgängen der Mischstufen 6 und 7. Nach Filterung durch die Filter 17 und 18 entstehend entsprechende Antennensignale, die entsprechend der Phasenverschiebung ΔΦ ein gewünschtes Antennenmuster bilden.
  • Die Phasenverschiebung ΔΦ wird durch das Phasenregelsignal bestimmt, das dem Abstimmsystem 12 zugeführt wird, wie oben anhand der 2 näher erläutert wurde. Auch hier wird das Phasenregelsignal durch einen Phasenverschiebungsregler erzeugt. So kann beispielsweise der Phasenverschiebungsregler die Phasenverschiebung ΔΦ innerhalb eines bestimmten Bereichs variieren um ein optimales Antennenmuster und eine entsprechende optimale Phasenverschiebung ΔΦ zu identifizieren, die dann zum betreiben des Systems selektiert wird.
  • 4 zeigt eine weitere bevorzugte Ausführungsform eines Senders. Auch hier sind entsprechende Elemente durch dieselben Bezugszeichen bezeichnet. Im Gegensatz zu der Ausführungsform nach 3 ist keine Aufwärtsmischung oder andere Mischung erforderlich. Stattdessen wird eine direkte Modulation durchgeführt durch Zuführung eines modulierten Basisbandsignals zu betreffenden Eingängen der spannungsgesteuerten Oszillatoren 10 und 11 zum Durchführen einer Frequenz- oder Phasenmodulation. Als weiterer Vorteil können die Bandpassfilter 17 und 18 gesichert werden.
  • In dem betreffenden Beispiel ist die Bandbreite des Abstimmsystems 12 wesentlich kleiner als die übertragene Symbolrate. Weiterhin ist die Abtastfrequenz des Strahles kleiner als die Schleifenbandbreite des Abstimmsystems.
  • 5 zeigt eine Ausführungsform einer Schaltungsanordnung der vorliegenden Erfindung, Auch hier sind wieder entsprechende Elemente durch dieselben Bezugzeichen bezeichnet.
  • Die Schaltungsanordnung hat einen Quarzoszillator 24, der mit einer Frequenz von fxtal schwingt. Der Ausgang des Oszillators 24 wird mit Hilfe des Frequenzteilers 25 durch R geteilt, so dass ein Signal mit einer Bezugsfrequenz fref entsteht.
  • Das Bezugssignal mit der Frequenz fref wird in den Phasenfrequenzdetektor/Ladungspumpenschaltungen 26 und 27 gegeben. Die Schaltungsanordnung 26 empfängt ein weiteres Eingangssignal von dem Frequenzteiler 28, der die Frequenz des Ausgangssignals fvco1 durch N teilt.
  • Die Phasenfrequenzdifferenz ΔΦpd1 der zwei Signale wird durch die Schaltungsanordnung 26 detektiert. Die Größe der Phasenfrequenzdifferenz ΔΦpd1 bestimmt den Betrag der Ladung, erzeugt von der Ladungspumpe der Schaltungsanordnung 26. Eine geeignete Ladungspumpe für diese Applikation ist an sich aus dem US Patent Nr. 5.929.678 bekannt. Der von der Ladungspumpe der Schaltungsanordnung 26 entsprechende Ausgangsstrom ist in 5 durch Icp1 bezeichnet. Die Größe des Stromes Icp1 wird durch die nachfolgende Formel bestimmt: Icp1 = ΔΦpd1/2π (1)
  • Der Strom Icp1 wird in ein Filter 29 eingegeben, das einen Integrator aufweist. Der Ausgang des Filters 29 bestimmt das Spannungsregelsignal, das dem spannungsgeregelten Oszillator 10 zugeführt wird, und bestimmt folglich die Frequenz fvco1. Auf diese Weise entsteht eine phasenverriegelte Schleife mit einem Frequenzteiler 28, der Schaltungsanordnung 26, dem Filter 29, dem spannungsgesteuerten Oszillator 10 und dem Rückkopplungssignal 13.
  • Wenn die phasenverriegelte Schleife verriegelt wird, wird die Phasenfrequenz ΔΦpd1 0, so dass der Strom Icp1 auch 0 wird. Eine entsprechende phasenverriegelte Schleife mit einem Frequenzteiler 30, der Schaltungsanordnung 27, einem Filter 31, dem spannungsgesteuerten Oszillator 11 und dem Rückkopplungssignal 14 wird in der Schaltungsanordnung nach 5 zum Erzeugen des zweiten Signals mit der Frequenz fvco2 gebildet.
  • In Bezug auf den von der Ladungspumpe der Schaltungsanordnung 27 erzeugten Strom Icp2 gilt die oben stehende Gleichung (1) auf entsprechende Weise, wobei ΔΦ in diesem Fall die Phasenfrequenzdifferenz DFpd2 des Bezugssignals und das Ausgangssignal des Frequenzteilers 30 ist.
  • Die Phasenverschiebung ΔΦ = Φ1 – Φ2 der Signale, die von den spannungsgesteuerten Oszillatoren 10 und 11 ausgeliefert werden, wird durch einen zusätzlichen Strom Ictl bestimmt, der an dem Knotenpunkt zwischen der Schaltungsanordnung 26 und dem Filter 29 hinzugefügt wird.
  • Die mit der Schaltungsanordnung nach 5 implementierte Phasenverschiebungsfähigkeit basiert auf der Tatsache, dass das Abstimmsystem mit der phasenverriegelten Schleife aus einem doppelten Integrator in der Übertragungsfunktion besteht. Dies ist auch als eine phasenverriegelte Schleife von Typ 2 bekannt. Die doppelte Integration wird verwendet um eine Phasenverriegelung der betreffenden Ausgänge der spannungsgesteuerten Oszillatoren 10 und 11 gegenüber dem Bezugssignal mit einem Nullrestphasenfehler zu erzielen.
  • Nullphasenfehler führt zu minimalem störenden Bezugsdurchbruch, da der Inhalt des Ausgangssignals des Phasenfrequenzdetektors/der Ladungspumpe (PFD/CP)-Schaltungsanordnung 26 und 27 – minimiert wird. Die Übertragungsfunktion der Schaltungsanordnungen 26 und 27 ist in 6 dargestellt. Für ΔΦpd=0 verschwindet der mittlere Ausgangsstrom Iavg der Schaltungsanordnung 26.
  • Das Vorhandensein des Integrators in dem Schleifenfilter selber, kombiniert mit der Integrationsaktion der spannungsgesteuerten Oszillatoren gewährleistet, dass die Schleife an der Stelle verriegelt, wo der gesamte in das Schleifenfilter fließende Strom Null ist. Sonst gäbe es eine Verschiebung in der DC Spannung der Schleifenfilter und die Phasen- und Frequenzverriegelung würde gg. Verloren gehen. In Bezug auf den Steuerstrom Ictl, der an dem Ausgangsknotenpunkt der Schaltungsanordnung 26 in 5 hinzugefügt wird, bedeutet dies, dass die entsprechende phasenverriegelte Schleife verriegelt wird, wenn die nachfolgende Bedingung erfüllt wird: Ictl + Iavg = 0 (2)
  • Dadurch verriegelt die phasenverriegelte Schleife das in der Frequenz verteilte Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 10 mit dem betreffenden Bezugssignal bei einer Phase ΔΦpd1. Die Beziehung zwischen Ictl und ΔΦpd1 ist wie folgt: ΔΦpd1 = Ictl·2π/Icp (3)
  • Die Phasenverschiebung des Signals, das von dem spannungsgesteuerten Oszillator 10 ausgeliefert wird, ist N (was das Teilungsverhältnis des Frequenzteilers 28 ist) mal der Phasenverschiebung ΔΦpd1 an dem Eingang der Schaltungsanordnung 26. Deswegen ist die Phasenverschiebung an dem Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 10: ΔΦ0 = 2πN/Icp·Ictl (4)
  • 6 zeigt die Phasenverschiebung ΔΦpd an dem Eingang der Schaltungsanordnung 26 als eine Funktion von Ictl. Auf gleiche Weise zeigt 7 die Phasenverschiebung ΔΦ0 an dem Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 10 als eine Funktion von Ictl entsprechend der oben stehenden Gleichung (4). 6 zeigt die Übertragungsfunktion der Schaltungsanordnung 26.
  • An sich ist es aus dem Stand der Technik bekannt, dass Leckströme in einer phasenverriegelten Schleife zu einem gesteigerten störenden Bezugsdurchbruch führen. Dieser Effekt wird durch die Injektion von Strom aus der Ladungspumpe in das Schleifenfilter verursacht um die Verlustleistung während der vorhergehenden Bezugsperiode des Schleifenfilters zu kompensieren.
  • In Bezug auf die Schaltungsanordnung nach 5 reagiert die phasenverriegelte Schleife derart, dass sie den Strom Ictl genau auf dieselbe Art und Weise steuert, wie für Leckströme in der Abstimmleitung. Die Beziehung zwischen der Größe der störenden Signale an der Basisfrequenz und an den Vielfachen der Bezugsfrequenz als eine Funktion des Steuerstroms Ictl ist wie folgt: Asp(n.fref)/AIo = 20 log(Ictl|Zf(n.fref)|Kvco/n.fref) (5)wobei |Zf(n.fref)| das Modul der Transimpedanz der Schleife bei der Bezugsfrequenz und bei Harmonischen derselben ist, und Kvco die Verstärkung des spannungsgesteuerten Oszillators in Hz/V ist. Die erforderlichen Pegel der Dämpfung können durch Verringerung der Transimpedanz des Schleifenfilters bei den betreffenden Offsetfrequenzen erhalten werden.
  • Hinsichtlich der oben stehenden Formel (4) kann der Steuerstrom Ictl wie folgt ausgedrückt werden: Ictl = ΔΦ0Icp/2πN. (6)
  • Ersatz eines Steuerstroms Ictl durch den Ausdruck der Formel (6) in der Formel (5) führt zu einer Beziehung zwischen dem Bezugsdurchbruch und der Phasenverschiebung ΔΦ0: Asp(n.fref)/AIo = 20 log(ΔΦ0Icp|Zf(n.fref)|Kvco/(n.fref2πN)) (7)
  • Der störende Bezugsdurchbruch, verursacht durch den Steuerstrom Ictl ist auch in 9 dargestellt.
  • Hieraus folgt, dass ein niedrigerer störender Durchbruchpegel im Schnitt durch differentielle Spaltung des Steuerstroms Ictl über die zwei Schleifen erreicht werden kann, wie dies in der Ausführungsform nach 10 dargestellt ist. Durch eine derartige Spaltung des Steuerstroms Ictl nimmt die Größe der Störsignale um 3 dB gegenüber der Ausführungsform nach 5 ab.
  • In der Ausführungsform nach 10 sind entsprechende Elemente durch dieselben Bezugszeichen angegeben wie die Elemente in der Ausführungsform nach 5. Der Steuerstrom Ictl wird in zwei verschiedene Ströme I1 = Ictl/2 und I2 = –Ictl/2 aufgeteilt. Der Strom I1 wird an dem Ausgangsknotenpunkt der Schaltungsanordnung 26 hinzugefügt und der Strom I2 wird an dem Ausgangsknotenpunkt der Schaltungsanordnung 27 hinzugefügt. Die resultierenden Frequenzen fvco1, fvco2 und die Phasen Φ1, Φ2 der Ausgangssignale der spannungsgesteuerten Oszillatoren 10 und 11 sind die gleichen wie in den Ausführungsformen nach 5, aber mit einer um 3 dB niedrigeren Größe der störenden Signale.
  • Zur Implementierung der Schaltungsanordnung nach 10 können kommerziell erhältliche Elemente, wie der SA8016 Chip und der Marconi 2042 Signalgenerator, verwendet werden. Für eine experimentelle Bewertung der vorliegenden Erfindung teilten sich die PLL und der Marconi dasselbe 10 MHz Bezugsoszillatorsignal. Deswegen arbeitete der Marconi synchron zu der PLL, die als "zweite Schleife" nach 10 wirksam war. Der Pegel des Ausgangssignals von dem Marconi war an den Pegel des VCO1 ange passt. Das Ausgangssignal der PLL (VCO1) wurde zu dem Signal von dem Marconi in einem hybriden Element summiert. Da Ictl variiert wurde, wurde die resultierende Amplitude der kombinierten Signale verwendet um die Phasendifferenz zwischen dem Marconi-Ausgang und dem von dem VCO1 gelieferten Signal abzuschätzen. Wenn die Signale "phasengleich" sind ist das resultierende Signal 6 dB höher als die einzelnen Bestandteile. Wenn dagegen die Phase der Signale um 180 Grad verschieden sind, verschwindet das resultierende Signal (auf ideale Weise). Die Beziehung zwischen der Phasenverschiebung und der resultierenden Amplitude ist in 11 dargestellt, und zwar in dB, normiert gegenüber der Amplitude von VCO1.
  • Durch Anpassung der gemessenen Amplitude (Amplitude als Funktion von Ictl) der summierten Signale gegenüber einem mathematischen Ausdruck der Amplitude gegenüber ΔΦ, wird indirekt eine Beziehung zwischen ΔΦ und Ictl erhalten, ohne eine Notwendigkeit die Phasendifferenz direkt bei HF zu messen. Die Beziehung ist in den 12 und 13 aufgetragen, und zwar gegenüber dem aus der Gleichung (4) berechneten idealen Wert.
  • Der störende Bezugsdurchbruch bei dem Frequenzoffset von 1 MHz ist in 14 aufgetragen, und zwar als eine Funktion des Steuerstroms Ictl. Auch ist der berechnete Wert aufgetragen, der mit Hilfe der Gleichung (5) erhalten ist.
  • Im Hinblick auf das Obenstehende folgt der Schluss, dass es zwischen den vorhergesagten, theoretischen Werten der Phasenverschiebung (d.h. Gleichung (4)) und dem störenden Bezugsdurchbruch (Gleichung (5)) mit den gemessenen Werten, erhalten mit dem PLL funktionellen Modell eine gute Vereinbarung gibt.
  • Die Parameter für die PLL waren wie folgt: Fvco = 2490 MHz, Kvco = 143 MHz/V, fref = 1 MHz, N = 2490, Icp = 500 μA, Schleifenfilter 2. Ordnung (R = 16 kOhm, C1 = 7,8 nF, C2 = 1,22 nF).
  • Text in der Zeichnung
  • 2
    • 12 Abstimmsystem
    • 20 Demodulator
    • 23 Phasenverschiebungssteuerung
    • Phasensteuersignal
  • 3
    • Von dem Modulator (ZF-Signal)
    • Phasensteuersignal
    • 12 Abstimmsystem
  • 4
    • Von dem Modulator
    • (Basisbandsignal)
    • 12 Abstimmsystem
    • Phasensteuersignal
  • 11
    • Amplitude (dB)
  • 12
    • Ideal
    • Gemessen
  • 13
    • Ideal
    • Gemessen
  • 14
    • Ideal
    • gemessen
    • 01
    Antenne
    02
    Antenne
    03
    Antennenmuster
    04
    Antennenmuster
    05
    Antennenmuster
    06
    Mischstufe
    07
    Mischstufe
    08
    Signal
    09
    Signal
    10
    Spannungsgesteuerter Oszillator
    11
    Spannungsgesteuerter Oszillator
    12
    Abstimmsystem
    13
    Rückkopplungssignale
    14
    Rückkopplungssignale
    15
    Ausgang
    16
    Ausgang
    17
    Filter
    18
    Filter
    19
    Kombinierstufe
    20
    Demodulator
    21
    Basisbandverarbeitungssystem
    22
    Ausgang
    23
    Phasenverschiebungsregler
    24
    Oszillator
    25
    Frequenzteiler
    26
    Schaltungsanordnungen
    27
    Schaltungsanordnungen
    28
    Frequenzteiler
    29
    Filter
    30
    Frequenzteiler
    31
    Filter

Claims (13)

  1. Elektronische Schaltungsanordnung zur Bildung eines Antennenmusters, wobei die Schaltungsanordnung Folgendes umfasst: – einen ersten Signalgenerator (15) zum Erzeugen eines ersten Signals einer ersten Frequenz und eines ersten Phasenwinkels, wobei der erste Signalgenerator (15) eine erste phasenverriegelte Steuerschleife aufweist, – einen zweiten Signalgenerator (16) zum Erzeugen eines zweiten Signals einer zweiten Frequenz und eines zweiten Phasenwinkels, wobei die zweite Frequenz der ersten Frequenz im Wesentlichen entspricht, wobei der zweite Signalgenerator (16) eine zweite phasenverriegelte Steuerschleife aufweist, – eine Steuerschaltung (12) zur Steuerung einer Phasendifferenz zwischen dem ersten Phasenwinkel und dem zweiten Phasenwinkel, wobei die Steuerschaltung einen Eingang hat zum Empfangen eines Steuersignals, das die Phasendifferenz bestimmt, – eine erste analoge Mischstufe (6) zum Mischen eines ersten Antennensignals mit dem ersten Signal, und eine zweite analoge Mischstufe (7) zum Mischen eines zweiten Antennensignals mit dem zweiten Signal, und – eine Kombinationsschaltung (19) zum Kombinieren der betreffenden Ausgangssignale der ersten und der zweiten Mischschaltung, dadurch gekennzeichnet, dass die erste und die zweite Steuerschleife je einen Phasenfrequenzdetektor, eine Ladungspumpe (26, 27) und ein mit einem Integrator in Reihe geschaltetes Filter (29, 31) aufweisen, wobei wenigstens die erste oder die zweite Steuerschleife einen Eingang hat zum Eingeben eines Steuerstromes an einem Knotenpunkt zwischen der Ladungspumpe und dem Filter.
  2. Elektronische Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, wobei das Steuersignal von einem Basisbandverarbeitungssystem (21) geliefert wird.
  3. Elektronische Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, wobei wenigstens die erste oder die zweite Steuerschleife einen Eingang hat zum Eingeben eines Phasensignals, das zu dem Steuersignal proportional ist.
  4. Elektronische Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, wobei die erste und die zweite Steuerschleife je einen Eingang haben zum Eingeben des ersten und des zweiten Eingangssignals, wobei das erste und das zweite Eingangssignal in Gegenphase sind und im Wesentlichen den gleichen Absolutwert haben.
  5. Elektronische Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, wobei die erste und die zweite Steuerschleife je einen Eingang haben zum Eingeben eines ersten bzw. eines zweiten Steuerstroms, wobei der erste und der zweite Steuerstrom in Gegenphase sind und im Wesentlichen den gleichen Absolutwert haben.
  6. Empfänger mit einer ersten Antenne und einer zweiten Antenne, einer elektronischen Schaltungsanordnung zum Bilden eines Antennenmusters nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei die erste analoge Mischschaltung mit der ersten Antenne gekoppelt ist und die zweite analoge Mischschaltung mit der zweiten Antenne gekoppelt ist, wobei ein Basisbandverarbeitungssystem einen Demodulator aufweist, wobei der Demodulator mit der Kombinationsschaltung gekoppelt ist, und wobei eine Phasenverschiebungssteuerschaltung mit dem Basisbandverarbeitungssystem gekoppelt ist zum Erzeugen des Steuersignals, das die Phasendifferenz bestimmt.
  7. Empfänger nach Anspruch 6, wobei die Phasenverschiebungssteuerschaltung dazu vorgesehen ist, das Steuersignal zu variieren um ein optimiertes Antennenmuster für den Empfang zu identifizieren.
  8. Sender mit einem Basisbandverarbeitungssystem zum Liefern eines Basisbandsignals, wobei das Basisbandverarbeitungssystem einen Phasenverschiebungscontroller aufweist zum Erzeugen eines Steuersignals, das eine Phasendifferenz ermittelt, mit einer elektronischen Schaltungsanordnung zum Bilden eines Antennenmusters nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei das Basisbandverarbeitungssystem einen Ausgang hat, der mit der ersten und der zweiten Mischschaltung verbunden ist zum Liefern des Basisbandsignals zu der ersten und der zweiten Mischstufe, und wobei eine erste und eine zweite Antenne mit einem Ausgang der ersten bzw. zweiten analogen Mischschaltung gekoppelt ist.
  9. Sender mit einem Basisbandverarbeitungssystem mit einem Modulator zum Liefern eines modulierten Basisbandsignals und mit einem Phasenverschiebungscontroller zum Liefern eines Steuersignals, das eine Phasendifferenz bestimmt, mit einer elektronischen Schaltungsanordnung zum Bilden eines Antennenmusters nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei eine erste und eine zweite Antenne mit den betreffenden Ausgängen des ersten und des zweiten Signalgenerators gekoppelt ist, wobei der Ausgang des Modulators mit den betreffenden Modulationssteuereingängen des ersten und des zweiten Generators gekoppelt ist.
  10. Sender nach Anspruch 8 oder 9, wobei der Phasenverschiebungscontroller dazu vorgesehen ist, das Steuersignal zu variieren um ein optimiertes Antennenmuster zu identifizieren.
  11. Übertragungssystem mit einem Sender nach den Ansprüchen 8, 9 oder 10 und mit einem Empfänger nach den Ansprüchen 6 oder 7.
  12. Verfahren zum Bilden eines Antennenmusters mit den nachfolgenden Verfahrensschritten: – das Erzeugen eines ersten Signals einer ersten Frequenz und eines ersten Phasenwinkels durch Verwendung einer ersten phasenverriegelten Steuerschleife, – das Erzeugen eines zweiten Signals einer zweiten Frequenz und eines zweiten Phasenwinkels, wobei die zweite Frequenz der ersten Frequenz im Wesentlichen entspricht, und zwar durch Verwendung eines zweiten phasenverriegelten Steuerschleife, – das Selektieren einer Phasendifferenz zwischen dem ersten Phasenwinkel und dem zweiten Phasenwinkel, – das Mischen eines ersten Antennensignals mit dem ersten Signal, und das Mischen eines zweiten Antennensignals mit dem zweiten Signal in der analogen Domäne, und – das Kombinieren der gemischten Signale, dadurch gekennzeichnet, dass die erste und die zweite Steuerschleife je einen Phasenfrequenzdetektor, eine Ladungspum pe (26, 27) und ein mit einem Integrator in Reihe geschaltetes Filter (29, 31) aufweisen, wobei wenigstens die erste oder die zweite Steuerschleife einen Eingang hat zum Eingeben eines Steuerstromes an einem Knotenpunkt zwischen der Ladungspumpe und dem Filter.
  13. Verfahren nach Anspruch 12, wobei dieses Verfahren weiterhin das Variieren der Phasendifferenz umfasst zum Identifizieren eines optimierten Antennenmusters.
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