DE102012206022B4

DE102012206022B4 - Verfahren zum verhindern eines phänomens in einem vektormodulatorsender

Info

Publication number: DE102012206022B4
Application number: DE102012206022.7A
Authority: DE
Inventors: Timo Gossmann
Original assignee: Intel Deutschland GmbH
Current assignee: Intel Deutschland GmbH
Priority date: 2011-04-13
Filing date: 2012-04-12
Publication date: 2023-12-07
Anticipated expiration: 2032-04-13
Also published as: US8761306B2; DE102012206022A1; US20120263217A1

Abstract

Übertragungsschaltung (700), die folgende Merkmale aufweist:eine erste Versatzerzeugungsschaltung (704), die konfiguriert ist, um selektiv einen ersten Frequenzversatz in In-Phase-(I-) und Quadratur-Phase-(Q-)Äquivalentbasisbandsignale einzuführen, die von einer Digitalsignalformungseinheit empfangen werden;eine zweite Versatzerzeugungsschaltung (712), die konfiguriert ist, um selektiv einen zweiten Frequenzversatz in Lokaloszillatorsignale einzuführen, die basierend auf einem Oszillatorausgangssignal erzeugt werden, das von einem Lokaloszillator empfangen wird;undeine Modulationsschaltung (707), die konfiguriert ist, um eine Modulation der versetzten Äquivalentbasisbandsignale auf versetzte Lokaloszillatorsignale durchzuführen, um ein zusammengesetztes moduliertes Ausgangssignal zu erzeugen, wobei die Modulation den ersten und zweiten Frequenzversatz aufhebt, so dass die Frequenz des Oszillatorausgangssignals nicht mit Harmonischen des zusammengesetzten modulierten Ausgangssignals überlagert ist,bei der die Modulationsschaltung (707) folgende Merkmale aufweist: einen Quadraturteiler (714), der konfiguriert ist, um das Oszillatorausgangssignal durch einen Teilungsfaktor zu teilen, um die versetzten Lokaloszillatorsignale zu bilden; einen ersten Aufwärtsumsetzungsmischer (708a), der konfiguriert ist, um eines der Lokaloszillatorsignale und das versetzte In-Phase Äquivalentbasisbandsignal zu empfangen, und um das versetzte In-Phase- Äquivalentbasisbandsignal auf das eine der versetzten Lokaloszillatorsignale zu modulieren; und einen zweiten Aufwärtsumsetzungsmischer (708b), der konfiguriert ist, um ein anderes der Lokaloszillatorsignale und das versetzte Quadratur-Phase-Äquivalentbasisbandsignal zu empfangen, und um das versetzte Quadratur-Phase-Äquivalentbasisbandsignal auf das andere der versetzten Lokaloszillatorsignale zu modulieren,bei der die zweite Versatzerzeugungsschaltung (712) folgende Merkmale aufweist: einen ersten Digitalfrequenzschieber (712a), der konfiguriert ist, um das eine der Lokaloszillatorsignale von dem Quadraturteiler (714) zu empfangen und um den zweiten Frequenzversatz in das eine der Lokaloszillatorsignale einzuführen; und einen zweiten Digitalfrequenzschieber (712b), der konfiguriert ist, um das andere der Lokaloszillatorsignale von dem Quadraturteiler(714) zu empfangen und um den zweiten Frequenzversatz in das andere der Lokaloszillatorsignale einzuführen, wobei der zweite Frequenzversatz gleich dem ersten Frequenzversatz ist und einen entgegengesetzten Zahlenwert hat.

Description

Moderne tragbare Kommunikationsvorrichtungen (z. B. Mobiltelefone, PDAs, etc.) weisen Übertragungsketten auf, die konfiguriert sind, um Informationen unter Verwendung elektromagnetischer Wellen drahtlos zu übertragen. 1a stellt einen beispielhaften Direktumwandlungs- (Homodyn-) Sender 100 dar, der Quadraturmodulation nutzt, um Daten auf ein zusammengesetztes moduliertes Ausgangssignal zu codieren, das durch eine Antenne drahtlos übertragen werden kann, durch die Verwendung von Amplitudenmodulation (d. h. Variieren der Stärke des Ausgangssignals) und Frequenzmodulation (d. h. Variieren der Frequenz des Ausgangssignals).
Wie es in 1a gezeigt ist, ist ein Basisbandprozessor 102 konfiguriert, um In-Phase- (I-) und Quadratur-Phase- (Q-) Äquivalentbasisbandsignale zu erzeugen mit einem Frequenzbereich, der um null Hertz zentriert ist (z. B. -8 MHz bis 8 MHz). Die I- und Q-Äquivalentbasisbandsignale werden von dem Basisbandprozessor 102 an jeweilige Aufwärtsumsetzungsmischer 106a und 106b ausgegeben. Ein Lokaloszillator 104 ist konfiguriert, um ein Oszillatorausgangssignal Sosc (z. B. eine Sinuswelle) mit einer hohen Frequenz (z. B. 10 GHz) zu erzeugen, das an einen Quadraturteiler 108 geliefert wird, der konfiguriert ist, um die Frequenz des Oszillatorausgangssignal Sosc durch einen Teilungsfaktor zu teilen, um Lokaloszillatorsignale LO_I (0°) und LO_Q (90°) zu erzeugen, die um 90° versetzt sind. Die Lokaloszillatorsignale werden an die Aufwärtsumsetzungsmischer 106a und 106b geliefert, die die I- und Q-Äquivalentbasisbandsignale auf die Lokaloszillatorsignale modulieren, und dadurch die Frequenz der I- und Q-Äquivalentbasisbandsignale aufwärts umsetzen und Mischerausgangssignale erzeugen mit einer Frequenz gleich derjenigen der Lokaloszillatorsignale. Die Mischerausgangssignale werden durch einen Addierer 110 kombiniert, um ein zusammengesetztes moduliertes Ausgangssignal S_COMP zu bilden, das an eine oder mehrere Verstärkungsstufen 112 geliefert wird, bevor es durch eine Antenne 114 für drahtlose Übertragung empfangen wird.
Die eine oder die mehreren Verstärkungsstufen 112 sind konfiguriert, um das zusammengesetzte modulierte Ausgangssignal S_COMP zu verstärken, das einen geringeren Energiebetrag aufweist, um ein Senderausgangssignal S_{T_OUT} mit einem höheren Energiebetrag zu erzeugen. Da jedoch das Oszillatorausgangssignal Sosc im Wesentlichen bei der gleichen Frequenz ist wie das zusammengesetzte modulierte Ausgangssignal S_COMP, kann das Ausgangssignal der einen oder der mehreren Verstärkungsstufen 112 (oder jede höhere harmonische Frequenz desselben) den Betrieb des Lokaloszillators 104 stören (z. B. die Frequenz des Oszillatorausgangssignals verschieben und/oder modifizieren), was ebenfalls bei einem Mehrfachen der Ausgangsmittenfrequenz ist, aufgrund der LO-Frequenzteilung und daher anfällig ist für externe Störungen. Solche externen Störungen können dazu führen, dass störende Emissionen von dem Sender 100 ausgegeben werden.
1b stellt beispielsweise Frequenzspektrumsdiagramme dar, die dem Sender 100 entsprechen. Das Frequenzspektrumsdiagramm 116 stellt die Frequenz fosc des Oszillatorausgangssignals Sosc dar und die Frequenz f_COMP des zusammengesetzten modulierten Signals S_COMP (d. h. im Wesentlichen gleich der Frequenz der Lokaloszillatorsignale, LO_I (0°) und LO_Q (90°)). Die Frequenz f_COMP ist gleich der Frequenz fosc geteilt durch einen Teilungsfaktor (z. B. 2 oder 4), wie es oben beschrieben ist.
Mit Bezugnahme auf das Frequenzspektrumsdiagramm 118 hat die Frequenz f_COMP des zusammengesetzten modulierten Ausgangssignals harmonische Frequenzen mit reduzierter Leistung. Die Leistung der harmonischen Frequenzen verringert sich mit jeder harmonischen Ordnung, aber da der Teilungsfaktor zwischen fosc und f_COMP typischerweise gering ist, können die harmonischen Frequenzen stark genug sein, um den Betrieb des Lokaloszillators 104 zu stören. Da die Frequenz f_OSC im Wesentlichen gleich der ersten harmonischen Frequenz ist, kann daher die erste harmonische Frequenz die Frequenz fosc stören, was Modulationsübertragung (remodulation) verursacht (d. h. die Überlagerung störender harmonischer Frequenzen auf die Frequenz fosc).
Da ferner, wie es in dem Frequenzspektrumsdiagramm 120 gezeigt ist, die erste harmonische Frequenz f_COMP im Wesentlichen gleich der Frequenz f_OSC ist, kann der Quadraturteiler 108 Teilung an sowohl der Frequenz fosc als auch der ersten harmonischen Frequenz durchführen, was zu einem stark gestörten Spektrum um die Frequenz f_COMP herum führt und einen wesentlichen Phasenfehler in dem zusammengesetzten modulierten Ausgangssignal S_COMP, der die Qualität des Senderausgangssignals S_{T_OUT} an der Antenne 114 verschlechtern kann.
Pui-In Mak, Seng-Pan U, R.P. Martins: Two-step Channel Selection - A Novel Technique for Reconfigurable Multistandard Transceiver Front-Ends, In: Circuits and Systems-I: Regular Papers, IEEE Transactions on, Vol. 52, No. 7, July 2005' pp. 1302-1315, lehrt eine neuartige Technik für rekonfigurierbare Multistandard-Transceiver-Frontends.
DE 10 2005 032 229 B4 lehrt einen Quadraturteiler, insbesondere einen Quadraturteiler für die Verwendung in einem Radiofrequenz (RF) Synthesizer.
Lixin Yang; Yijun Zhou Jiren Yuan: A non-feedback multiphase clock generator using direct interpolation, IN: The 2002 45th Midwest Symposium on Circuits and Systems, 2002. MWSCAS-2002. Year: 2002 1 Volume: 11 Conference Paper Publisher: IEEE, lehrt einen Feedback freien Multiphasen-Clockgenerator, der direkte Interpolation verwendet.
Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, Übertragungsschaltungen und ein Verfahren zum Verhindern von Modulationsübertragung in einer Übertragungskette mit verbesserten Charakteristika zu schaffen.
Die Aufgabe wird gelöst durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche. Weiterbildungen finden sich in den abhängigen Ansprüchen.
Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf beiliegende Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

1a einen beispielhaften Direktumwandlungs- (Homodyn-) Sender, der Quadraturmodulation nutzt, um ein drahtloses Sendesignal zu erzeugen;
1b Frequenzspektrumsdiagramme, die dem Sender von 1a entsprechen;
2 ein erstes Ausführungsbeispiel einer Übertragungsschaltung, die konfiguriert ist, um Modulationsübertragung zu verhindern;
3 ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Übertragungsschaltung 300, die eine Digitalsteuerung aufweist, die konfiguriert ist, um den Betrieb der Übertragungsschaltung zu steuern;
4 ein Diagramm, das den Betrieb eines Mischers darstellt, wie er hierin vorgesehen ist;
5 ein Frequenzspektrum, das einer Übertragungsschaltung entspricht, die konfiguriert ist, um Modulationsübertragung zu verhindern, wie sie hierin vorgesehen ist;
6 ein detaillierteres Ausführungsbeispiel einer Übertragungsschaltung, die konfiguriert ist, um Modulationsübertragung zu verhindern;
7 ein beispielhaftes Ausführungsbeispiel einer Übertragungsschaltung 700 mit einer zweiten Versatzerzeugungsschaltung, die nachgeschaltet zu einem Quadraturteiler angeordnet ist;
8a - 8d beispielhafte Ressourcenblockzuordnungsschemata für eine Übertragungsschaltung, die einen LTE-Mobilkommunikationsstandard (LTE = Long Term Evolution) verwendet;
9 ein Flussdiagramm, das ein erstes Ausführungsbeispiel eines Verfahrens zum Verhindern von Modulationsübertragung in einer Übertragungskette zeigt; und
10 ein Flussdiagramm, das ein zusätzliches Ausführungsbeispiel eines Verfahrens zum Verhindern von Modulationsübertragung in einer Übertragungskette zeigt.

Die vorliegende Erfindung wird nun mit Bezugnahme auf die angehängten Figuren beschrieben, wobei gleiche Bezugszeichen verwendet werden, um überall gleiche Elemente zu bezeichnen, und wobei die dargestellten Strukturen und Vorrichtungen nicht notwendigerweise maßstabsgerecht gezeichnet sind.
Einige Aspekte der vorliegenden Offenbarung schaffen eine Übertragungsschaltung, die konfiguriert ist, um Modulationsübertragung zu vermeiden. Bei einem Ausführungsbeispiel weisen das Verfahren und die Vorrichtung eine erste Versatzerzeugungsschaltung auf, die konfiguriert ist, um selektiv einen ersten Frequenzversatz in In-Phase- (I-) und Quadratur-Phase- (Q-) Äquivalentbasisbandsignale einzuführen, die durch eine digitale Signalformungseinheit (z. B. Basisbandprozessor) erzeugt werden. Eine zweite Versatzerzeugungsschaltung ist konfiguriert, um selektiv einen zweiten Frequenzversatz in ein Oszillatorausgangssignal einzuführen, das durch einen Lokaloszillator erzeugt wird. Die Frequenz des versetzten Oszillatorausgangssignals wird durch einen Quadraturteiler geteilt, um versetzte Lokaloszillatorsignale zu bilden, die an einen ersten und zweiten Aufwärtsumsetzungsmischer geliefert werden, die die versetzten Äquivalentbasisbandsignale auf die versetzten Lokaloszillatorsignale modulieren, um ein zusammengesetztes moduliertes Ausgangssignal zu erzeugen. Der erste und der zweite Versatzwert sind gewählt, um eine Beziehung zu haben, die es der Frequenz des zusammengesetzten modulierten Ausgangssignals ermöglicht, durch die Frequenzversätze nicht verändert zu werden (d. h. während der Modulation heben sich der erste und der zweite Frequenzversatz auf). Da jedoch der zweite Frequenzversatz die Frequenz des versetzten Oszillatorausgangssignals zu einem Wert verschiebt, der keine Harmonische der Frequenz des zusammengesetzten modulierten Ausgangssignals mehr ist, wird Modulationsübertragung vermieden.
2 stellt ein erstes Ausführungsbeispiel einer Übertragungsschaltung 200 dar, die konfiguriert ist, um Modulationsübertragung zu verhindern. Die Übertragungsschaltung 200 weist eine erste Versatzerzeugungsschaltung 204 und eine zweite Versatzerzeugungsschaltung 212 auf. Die erste Versatzerzeugungsschaltung 204 ist konfiguriert, um selektiv einen ersten Frequenzversatz in In-Phase- (I-) und Quadratur-Phase- (Q-) Äquivalentbasisbandsignale einzuführen, die durch eine Digitalsignalformungseinheit 202 erzeugt werden. Der erste Frequenzversatz ändert die Frequenz der Äquivalentbasisbandsignale um einen ersten vorbestimmten Betrag. Eine zweite Versatzerzeugungsschaltung 212 ist konfiguriert, um einen zweiten Frequenzversatz in ein Oszillatorausgangssignal einzuführen, das durch einen Lokaloszillator 210 erzeugt wird. Der zweite Frequenzversatz ändert die Frequenz des Oszillatorausgangssignals um einen zweiten vorbestimmten Betrag.
Eine Modulationsschaltung 207 ist konfiguriert, um eine Modulation der versetzten Äquivalentbasisbandsignale auf versetzte Lokaloszillatorausgangssignale durchzuführen, die von dem Oszillatorausgangssignal gebildet werden, um ein zusammengesetztes moduliertes Signal S_COMP zu erzeugen. Durch Wählen einer spezifischen Beziehung zwischen den Werten des ersten und des zweiten Frequenzversatzes hebt die Modulation den ersten und den zweiten Frequenzversatz auf, sodass die Frequenz des versetzten Oszillatorausgangssignals nicht überlagert ist mit Harmonischen des zusammengesetzten modulierten Ausgangssignals (d. h. sodass harmonische Frequenzen des zusammengesetzten modulierten Ausgangssignals den Lokaloszillator 210 nicht stören/unterbrechen).
Genauer gesagt, mit erneuter Bezugnahme auf 2, ist die Signalformungseinheit 202 (z. B. Basisbandprozessor) konfiguriert, um Modulationsinformationen zu erzeugen, die geteilt sind in digitale ursprüngliche In-Phase- (I-) und Quadratur-Phase- (Q-) Äquivalentbasisbandsignale mit einem Frequenzbereich, der um null Hertz herum zentriert ist (z. B. - 8 MHz bis 8 MHz). Die ursprünglichen In-Phase- (I_ORIG-) und Quadratur-Phase- (Q_ORIG-) Äquivalentbasisbandsignale werden an eine erste Versatzerzeugungsschaltung 204 geliefert, die konfiguriert ist, um selektiv den ersten Frequenzversatz (der beispielsweise einen KHz- oder MHz-Frequenzversatz aufweist) in die ursprünglichen In-Phase- und Quadratur-Phase-Äquivalentbasisbandsignale, I_ORIG und Q_ORIG, einzuführen, um versetzte In-Phase- I_OFFSET und versetzte Quadratur-Phase- Q_OFFSET Äquivalentbasisbandsignale zu erzeugen.
Die Übertragungsschaltung 200 ist konfiguriert, um in einem Umgehungsmodus oder in einem Versatzmodus zu arbeiten. Der Betrieb in einem Umgehungsmodus wird dazu führen, dass die ursprünglichen Äquivalentbasisbandsignale, I_ORIG und Q_ORIG, an jeweilige Digital/Analog-Wandler 206a, 206b geliefert werden, die nachgeschaltet zu der ersten Versatzerzeugungsschaltung 204 angeordnet sind. Der Betrieb in dem Versatzmodus wird dazu führen, dass die versetzten Äquivalentbasisbandsignale, I_OFFSET und Q_OFFSET, an jeweilige der Digital/Analog-Wandler 206a und 206b geliefert werden. Die Digital/Analog-Wandler 206a und 206b sind konfiguriert, um die digitalen Äquivalentbasisbandsignale in analoge Äquivalentbasisbandsignale umzuwandeln.
Bei einem Ausführungsbeispiel kann eine Auswahlschaltung 220 (die z. B. einen oder mehrere Schalter, einen oder mehrere Multiplexer, usw. aufweist) vorgeschaltet oder nachgeschaltet zu der ersten Versatzerzeugungsschaltung 204 angeordnet sein. Die Auswahlschaltung 220 kann konfiguriert sein, um selektiv die ursprünglichen oder versetzten Äquivalentbasisbandsignale an die Digital/Analog-Wandler 206 zu liefern, sodass entweder das ursprüngliche In-Phase-Äquivalentbasisbandsignal I_ORIG oder das versetzte In-Phase-Äquivalentbasisbandsignal I_OFFSET selektiv an den Digital/AnalogWandler 206a geliefert werden, während entweder das ursprüngliche Quadratur-Phase-Äquivalentbasisbandsignal Q_ORIG oder das versetzte Quadratur-Phase-Äquivalentbasisbandsignal Q_OFFSET selektiv an den Digital/Analog-Wandler 206b geliefert werden.
Eine zweite Versatzerzeugungsschaltung 212 ist mit einem Lokaloszillator 210 gekoppelt (z. B. einem digital gesteuerten Oszillator, einem spannungsgesteuerten Oszillator, usw.). Die zweite Versatzerzeugungsschaltung 212 ist konfiguriert, um selektiv zu bewirken, dass der Lokaloszillator 210 die Frequenz eines Oszillatorausgangssignals Sosc variiert durch Einführen eines zweiten Frequenzversatzes (der z. B. einen KHz- oder MHz-Frequenzversatz aufweist) in das Oszillatorausgangssignal. Insbesondere wenn die Übertragungsschaltung 200 in dem Umgehungsmodus arbeitet, bewirkt die zweite Versatzerzeugungsschaltung 212, dass der Lokaloszillator 210 ein ursprüngliches Oszillatorausgangssignal Sosc ohne den zweiten Frequenzversatz erzeugt. Alternativ, wenn die Übertragungsschaltung 200 in dem Versatzmodus arbeitet, bewirkt die zweite Versatzerzeugungsschaltung 212, dass der Lokaloszillator 210 ein Versatzoszillatorausgangssignal Sosc' erzeugt, das den zweiten Frequenzversatz aufweist.
Das Oszillatorausgangssignal (z. B. das ursprüngliche Oszillatorausgangssignal Sosc oder das versetzte Oszillatorsignal Sosc') wird an einen Quadraturteiler 214 geliefert. Der Quadraturteiler 214 ist konfiguriert, um die Frequenz des Oszillatorausgangssignals durch einen Teilungsfaktor D zu teilen, um Lokaloszillatorsignale zu erzeugen. Wie es in 2 gezeigt ist, erzeugt der Quadraturteiler 214 ein erstes Lokaloszillatorsignal LO_I (0°) und ein zweites Lokaloszillatorsignal LO_Q (90°), wobei das erste und das zweite Lokaloszillatorsignal um 90° versetzt sind. Die Lokaloszillatorsignale werden jeweils an die Aufwärtsumsetzungsmischer 208a und 208b geliefert (z. B. ein erstes Lokaloszillatorsignal wird an den Mischer 208a geliefert und ein zweites Lokaloszillatorsignal, versetzt um 90°, wird an den Mischer 208b geliefert oder umgekehrt).
Die analogen Äquivalentbasisbandsignale, ausgegeben von dem DAC 206a und 206b werden ebenfalls an die Aufwärtsumsetzungsmischer 208a und 208b geliefert. Die Aufwärtsumsetzungsmischer 208a und 208b sind konfiguriert, um die analogen Äquivalentbasisbandsignale auf die Lokaloszillatorsignale zu modulieren, um Mischerausgangssignale zu erzeugen, die durch einen Addierer 216 kombiniert werden, um ein zusammengesetztes moduliertes Ausgangssignal S_COMP zu bilden, das Amplituden- und Phasenmodulation aufweist. Das zusammengesetzte modulierte Ausgangssignal S_COMP wird an eine oder mehrere Verstärkungsstufen 218 geliefert, bevor dasselbe von einer nachgeschalteten Antenne empfangen wird für die Übertragung.
Wie er hierin vorgesehen ist, kann der erste Frequenzversatz eine Beziehung mit dem zweiten Frequenzversatz haben, die bewirkt, dass die Modulation den ersten und den zweiten Frequenzversatz aufhebt. Anders ausgedrückt, das zusammengesetzte modulierte Ausgangssignal, das von dem versetzten Äquivalentbasisband- und versetzten Lokaloszillatorsignal erzeugt wird, ist gleich der Frequenz des zusammengesetzten modulierten Ausgangssignals, das von dem ursprünglichen Äquivalentbasisband- und ursprünglichen Lokaloszillatorsignal erzeugt wird. Da die Frequenz eines zusammengesetzten modulierten Ausgangssignals S_COMP durch die Einführung von Frequenzversätzen unverändert bleibt, verschiebt die Einführung des zweiten Frequenzversatzes die Frequenz des versetzten Oszillatorausgangssignals zu einem Frequenzwert, der keine harmonische Frequenz des zusammengesetzten modulierten Ausgangssignals mehr ist (z. B. der Wert des versetzten Oszillatorausgangssignals ist keine Harmonische des zusammengesetzten modulierten Ausgangssignals, sondern das versetzte Oszillatorausgangssignal hat eine Frequenz gleich einer Harmonischen des zusammengesetzten modulierten Ausgangssignals plus dem zweiten Frequenzversatz), und vermeidet daher Modulationsübertragung. Bei einem Ausführungsbeispiel können der erste und der zweite Frequenzversatz vorbestimmt sein, um die Beziehung zu erfüllen, ohne Echtzeitberechnungen durchführen zu müssen.
3 stellt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Übertragungsschaltung 300 dar, die eine Digitalsteuerung 310 aufweist, die konfiguriert ist, um den Betrieb der Übertragungsschaltung zu steuern. Wie es in 3 gezeigt ist, weist die Übertragungsschaltung 300 eine Signalformungseinheit 302 auf (z. B. eine Digitalsignalformungseinheit), die konfiguriert ist, um In-Phase- und Quadratur-Phase-Äquivalentbasisbandsignale, I_ORIG und Q_ORIG, zu erzeugen. Eine erste Versatzerzeugungsschaltung 304, die nachgeschaltet zu der Signalformungseinheit 302 angeordnet ist, führt selektiv einen ersten Frequenzversatz in die ursprünglichen Basisbandäquivalentsignale, I_ORIG und Q_ORIG, ein, um versetzte Basisbandäquivalentsignale I_OFFSET und Q_OFFSET zu bilden. Ein Lokaloszillator 306 ist konfiguriert, um selektiv einen zweiten Frequenzversatz in ein Oszillatorausgangssignal Sosc einzuführen, um ein versetztes Oszillatorausgangssignal Sosc' zu bilden.
Eine Digitalsteuerung 310 steuert den Betrieb der Übertragungsschaltung 300 durch Betreiben der Übertragungsschaltung in einem Umgehungsmodus oder in einem Versatzmodus. In dem Umgehungsbetriebsmodus liefert die Digitalsteuerung ein erstes Steuersignal S_CTRL an eine erste Versatzerzeugungsschaltung 304, was bewirkt, dass die erste Versatzerzeugungsschaltung 304 ursprüngliche Äquivalentbasisbandsignale I_ORIG und Q_ORIG an die Modulationsschaltung 308 ausgibt. In dem Umgehungsbetriebsmodus gibt die Digitalsteuerung auch ein zweites Steuersignal S_CTRL' an einen Lokaloszillator 306 aus, der konfiguriert ist, um ein variables Frequenzsignal zu erzeugen. Das zweite Steuersignal S_CTRL' bewirkt, dass der Lokaloszillator 306 ein ursprüngliches Oszillatorausgangssignal Sosc an die Modulationsschaltung 308 ausgibt. Die Modulationsschaltung 308 moduliert die ursprünglichen Äquivalentbasisbandsignale auf ursprüngliche Lokaloszillatorsignale, gebildet von dem ursprünglichen Lokaloszillatorausgangssignal Sosc, um ein moduliertes zusammengesetztes Ausgangssignal S_COMP zu erzeugen, das eine erste Frequenz aufweist mit Harmonischen mit einer Frequenz, die im Wesentlichen gleich der Frequenz des ursprünglichen Oszillatorausgangssignals Sosc ist.
In dem Versatzbetriebsmodus liefert die Digitalsteuerung das erste Steuersignal S_CTRL an die erste Versatzerzeugungsschaltung 304, was bewirkt, dass die erste Versatzerzeugungsschaltung 304 versetzte Äquivalentbasisbandsignale I_OFFSET und Q_OFFSET an die Modulationsschaltung 308 ausgibt, und das zweite Steuersignal S_CTRL' an den Lokaloszillator 306, was bewirkt, dass der Lokaloszillator 306 ein versetztes Oszillatorausgangssignal Sosc' an die Modulationsschaltung 308 ausgibt. Die Modulationsschaltung 308 moduliert das versetzte Äquivalentbasisbandsignal auf versetzte Lokaloszillatorsignale, gebildet von dem versetzten Oszillatorausgangssignal, um ein moduliertes zusammengesetztes Ausgangssignal S_COMP mit der ersten Frequenz zu erzeugen. Da das Oszillatorausgangssignal während des Versatzbetriebsmodus um einen zweiten vorbestimmten Frequenzwert verschoben wird, ist die Frequenz des versetzten Oszillatorausgangssignals nicht überlagert mit Harmonischen der ersten Frequenz des zusammengesetzten modulierten Ausgangssignals S_COMP.
Es ist klar, dass bei einem Ausführungsbeispiel die Beziehung zwischen dem ersten und zweiten Frequenzversatz gewählt werden kann, um eine Versatzbedingung zu erfüllen. Bei einem Ausführungsbeispiel kann die Versatzbedingung umfassen, dass der zweite Frequenzversatz (f_offset2) gleich dem entgegengesetzten Zahlenwert des ersten Frequenzversatzes (f_offset1) ist, multipliziert mit einem Teilungsfaktor (D) (d. h., f_offset2 = -D * f_offset1). Es ist klar, dass bei alternativen Ausführungsbeispielen die Versatzbedingung variieren kann, um unterschiedliche Mischerausgaben aufzunehmen, wie z. B. ein Mischerausgangssignal mit einer Frequenz, die gleich dem absoluten Wert der Frequenz eines versetzten Oszillatorsignals (f_OSC + f_offset2) geteilt durch den Teilungsfaktor D subtrahiert von der Frequenz des Spektrums eines versetzten Äquivalentbasisbandsignals (f_bb + f_offset1) ist.
4 stellt ein Diagramm 400 dar, das einen Betrieb eines Mischers darstellt, wie er hierin vorgesehen ist, was insbesondere die Auswirkung einer Versatzbedingung darstellt. Wie es in 4 gezeigt ist, hat das Signal, das von einem Mischer 408 ausgegeben wird (z. B. entsprechend den Aufwärtsumsetzungsmischern 208a oder 208b) eine Frequenz (f_COMP), die gleich der Frequenz des Spektrums eines versetzten Äquivalentbasisbandsignals (f_bb + f_offset1) sein kann, addiert zu der Frequenz eines versetzten Oszillatorausgangssignals (f_OSC + foffset2) geteilt durch den Teilungsfaktor (D) (d. h. Frequenz des Mischerausgangs = f_bb + f_OSC / D + f_offset1 + f_offset2 / D).
Eine solche Versatzbedingung zwischen dem ersten und zweiten Frequenzversatz ergibt ein zusammengesetztes moduliertes Ausgangssignal mit einer Frequenz f_COMP, die gleich der Frequenz eines zusammengesetzten modulierten Ausgangssignals ist, das erzeugt wird, ohne dass der erste und zweite Frequenzversatz vorliegen, da: $\begin{array}{l} f_{COMP} = f_{bb} + f_{offset1} + (f_{OSC} + f_{offset2}) / D \\ f_{COMP} = f_{bb} + f_{offset1} + (f_{OSC} + -D * f_{offset1}) / D \\ f_{COMP} = f_{bb} + f_{offset1} + f_{OSC} / D - f_{offset1} \\ f_{COMP} = f_{bb} + f_{OSC} / D \end{array}$
Da die Frequenz f_bb des Äquivalentbasisbandsignals um null Hertz herum zentriert ist, ist die Frequenz f_COMP des zusammengesetzten modulierten Ausgangssignals um einen Wert herum zentriert, der gleich der Frequenz der Lokaloszillatorsignale ist, fosc / D.
Obwohl der zweite Frequenzversatz f_offset2 die Frequenz des Oszillatorausgangssignals erhöht, bleibt die Frequenz des zusammengesetzten modulierten Ausgangssignals daher unverändert aufgrund der Einführung des ersten Frequenzversatzes f_offset1 in das Äquivalentbasisbandsignal, und daher vermeidet die hierin vorgesehene Übertragungsschaltung Modulationsübertragung.
5 stellt Frequenzspektrumsdiagramme dar, die einer Übertragungsschaltung entsprechen, die konfiguriert ist, um Modulationsübertragung zu verhindern. Das Frequenzspektrum 502 stellt die Frequenz f_OSC des nicht versetzten ursprünglichen Oszillatorausgangssignals dar, die Frequenz f_OSC + f_offset2 des versetzten Oszillatorausgangssignals, und die Frequenz des zusammengesetzten modulierten Ausgangssignals f_COMP. Die Frequenz fosc + f_offset2 des versetzten Oszillatorausgangssignals ist gleich der Frequenz fosc des nicht versetzten ursprünglichen Oszillatorausgangssignals plus einem zweiten Frequenzversatz f_offset2 (z. B. in 5 als ein negativer Versatz gezeigt). Obwohl der zweite Frequenzversatz f_offset2 in 5 als ein negativer Wert dargestellt ist, ist klar, dass dies ein nicht begrenzendes Ausführungsbeispiel ist und dass bei alternativen Ausführungsbeispielen der zweite Frequenzversatz f_offset2 einen positiven Wert aufweisen kann (z. B. in welchem Fall der erste Frequenzversatz einen negativen Wert aufweisen würde).
Das Frequenzspektrum 504 stellt Harmonische der Frequenz f_COMP des zusammengesetzten modulierten Ausgangssignals dar. Die erste Harmonische der Frequenz f_COMP ist im Wesentlichen gleich der Frequenz f_OSC des ursprünglichen Oszillatorausgangssignals, aber ist nicht im Wesentlichen gleich der Frequenz fosc + f_offset2 des versetzten Oszillatorausgangssignals. Dies liegt daran, dass die Frequenz f_COMP des zusammengesetzten modulierten Ausgangssignals erzeugt wird basierend auf der Frequenz fosc + f_offset2 des versetzten Oszillatorausgangssignals geteilt durch einen Teilungsfaktor D und eine Frequenz eines versetzten Äquivalentbasisbandsignals mit einem ersten Frequenzversatz, wobei sich der erste und der zweite Frequenzversatz während der Modulation aufheben. Wie es in dem Frequenzspektrum 504 gezeigt ist, stören die harmonischen Frequenzen der Frequenz f_COMP die Frequenz f_OSC + f_offset2 des versetzten Oszillatorausgangssignals daher nicht und daher wird Modulationsübertragung vermieden (d. h. die Überlagerung der harmonischen Frequenzen auf die Frequenz des Oszillatorausgangssignals).
Da, wie es in dem Frequenzspektrum 506 gezeigt ist, die erste harmonische Frequenz nicht im Wesentlichen gleich der Frequenz f_OSC + f_offset2 des versetzten Oszillatorausgangssignals ist, führt der Teiler folglich keine Teilung weder des versetzten Oszillatorausgangssignals noch der ersten harmonischen Frequenz durch. Stattdessen teilt der Teiler die Frequenz f_OSC + f_offset2 des versetzten Oszillatorausgangssignals, ohne die erste harmonische Frequenz zu teilen, um kein stark gestörtes Spektrum um die Frequenz des Lokaloszillators (z. B. f_COMP) herum zu bilden.
6 stellt ein detaillierteres Ausführungsbeispiel einer Übertragungsschaltung 600 dar, die konfiguriert ist, um Modulationsübertragung zu verhindern. Ein Basisbandprozessor 602 ist konfiguriert, um Modulationsinformationen zu erzeugen, die in digitale In-Phase-(I-) und Quadratur-Phase- (Q-) Äquivalentbasisbandsignale in einem Frequenzbereich um null Hertz herum geteilt werden. Das I- und Q-Äquivalentbasisbandsignal werden an einen Digitalfrequenzschieber 604 geliefert, der konfiguriert ist, um einen ersten Frequenzversatz in die ursprünglichen In-Phase- und Quadratur-Phase-Äquivalentbasisbandsignale, I_ORIG und Q_ORIG, einzuführen, um ein versetztes In-Phase-Äquivalentbasisbandsignal I_OFFSET und ein versetztes Quadratur-Phase-Äquivalentbasisbandsignal Q_OFFSET zu erzeugen.
Das ursprüngliche und das versetzte In-Phase-Äquivalentbasisbandsignal werden an einen ersten Multiplexer 606a geliefert. Das ursprüngliche und das versetzte Quadratur-Phase-Äquivalentbasisbandsignal werden an einen zweiten Multiplexer 606b geliefert. Der erste und der zweite Multiplexer 606a und 606b werden gemäß einem ersten Steuersignal S_CRTL betrieben, das durch eine Digitalsteuerung 612 bereitgestellt wird. Insbesondere kann die Digitalsteuerung 612 konfiguriert sein, um die Übertragungsschaltung 600 in einem Umgehungsmodus oder in einem Versatzmodus zu betreiben. Der Betrieb in dem Umgehungsmodus wird dazu führen, dass die Multiplexer 606a und 606b die ursprünglichen Äquivalentbasisbandsignale I_ORIG und Q_ORIG an Digital/Analog-Wandler 608a und 608b liefern. Der Betrieb in dem Versatzmodus wird dazu führen, dass die Multiplexer 606a und 606b die versetzten Äquivalentbasisbandsignale I_OFFSET und Q_OFFSET an die Digital/AnalogWandler 608a und 608b liefern. Es ist klar, dass bei verschiedenen Ausführungsbeispielen der erste und der zweite Multiplexer 606a und 606b durch andere Auswahleinrichtungen ersetzt werden können, wie z. B. elektronische Schalter.
Wie es in 6 gezeigt ist, ist die Digitalsteuerung 612 auch mit einer abstimmbaren Schaltung 614 gekoppelt, wie z. B. einer Phasenregelschleife, die konfiguriert ist, um selektiv eine gewünschte Frequenz für das Oszillatorausgangssignal Sosc zu liefern. Bei einem Ausführungsbeispiel kann die abstimmbare Schaltung 614 einen digital gesteuerten Oszillator (DCO) 616 aufweisen, der konfiguriert ist, um ein Oszillatorausgangssignal zu erzeugen (das z. B. typischerweise ein Einzelfrequenzsignal aufweist). Die Digitalsteuerung 612 ist konfiguriert, um ein zweites Steuersignal S_CTRL an die abstimmbare Schaltung 614 und/oder den DCO 616 zu liefern, was bewirkt, dass die abstimmbare Schaltung 614 und/oder der DCO 616 selektiv die Frequenz eines Oszillatorausgangssignals Sosc um einen zweiten Frequenzversatz variieren. Insbesondere verursacht der Betrieb in dem Umgehungsmodus, dass die abstimmbare Schaltung 614 und/oder der DCO 616 ein ursprüngliches Oszillatorausgangssignal Sosc ohne einen zweiten Frequenzversatz erzeugen. Der Betrieb in dem Umgehungsmodus bewirkt, dass die abstimmbare Schaltung 614 und/oder der DCO 616 ein versetztes Oszillatorausgangssignal Sosc' erzeugen, das einen zweiten Frequenzversatz aufweist.
Die Digitalsteuerung 612 kann selektiv einen Betriebsmodus wählen, um eine potentiell schädliche Situation in dem Signalausgang von der Übertragungsschaltung zu vermeiden. Falls die Digitalsteuerung 612 beispielsweise erwartet (z. B. basierend auf Informationen INFO_HPL einer höheren Protokollschicht), dass die Ausgangssignale der Übertragungsschaltung eine potentiell schädliche Situation aufweisen können (z. B. Modulationsübertragung des Ausgangssignals auf die Oszillatorausgangssignalfrequenz), kann die Digitalsteuerung 612 von einem Umgehungsmodus zu einem Versatzmodus schalten. Bei einem Ausführungsbeispiel kann die Digitalsteuerung 612 eine potentiell schädliche Situation bestimmen durch Berechnen eines Gütefaktors, der sich auf das Ausgangssignal bezieht. Der Gütefaktor kann bestimmt werden basierend auf Charakteristika eines Übertragungsschaltungsausgangssignals (z. B. Anzahl von Unterträgern oder Ressourcenblöcken, die für Übertragung verwendet werden, einer Frequenz der Unterträger oder Ressourcenblöcke, eine Bandbreite der Übertragung, usw.). Der Gütefaktor kann mit ein oder mehreren Metriken verglichen werden (z. B. vorbestimmten Metriken), die gewählt werden, um Modulationsübertragung zu verhindern.
Bei einem Ausführungsbeispiel kann der Gütefaktor bestimmt werden basierend auf Informationen über ein Ausgangssignal der Übertragungsschaltung, die erhalten werden durch Informationen INFO_HPL einer höheren Protokollschicht, die durch die Digitalsteuerung 612 empfangen werden. Bei einem Ausführungsbeispiel können die Informationen über ein Ausgangssignal der Übertragungsschaltung (z. B. Informationen INFO_HPL einer höheren Protokollschicht) Informationen aufweisen, die sich auf eine Übertragungsleistung der Übertragungsschaltung 600 beziehen. Bei einem anderen Ausführungsbeispiel können die Informationen über ein Ausgangssignal der Übertragungsschaltung (z. B. Informationen INFO_HPL einer höheren Protokollschicht) Informationen aufweisen, die sich auf eine Anzahl und/oder eine Position von Unterträgern in einer Kanalbandbreite beziehen, die durch die Übertragungsschaltung 600 verwendet wird. Bei einem bestimmten Ausführungsbeispiel, bei dem die Übertragungsschaltung einen LTE-Mobilkommunikationsstandard verwendet, können die Informationen über ein Ausgangssignal der Übertragungsschaltung (z. B. Informationen INFO_HPL einer höheren Protokollschicht) Informationen aufweisen, die sich auf eine Anzahl und/oder eine Position angeforderter Ressourcenblöcke beziehen (z. B. die Anzahl von Ressourcenblöcken nahe der Mitte eines Übertragungskanals, der durch die Übertragungsschaltung verwendet wird).
Falls beispielsweise die Informationen der höheren Protokollschicht anzeigen, dass das Signal, das von der Übertragungsschaltung ausgegeben wird, eine relativ niedrige Übertragungsleistung haben wird, die nicht bewirken wird, dass die Harmonischen des zusammengesetzten modulierten Ausgangssignals den Betrieb des Lokaloszillators stören, kann die Digitalsteuerung 612 bewirken, dass die Übertragungsschaltung in einem Umgehungsmodus arbeitet. Falls jedoch die Informationen der höheren Protokollschicht anzeigen, dass das Signal, das von der Übertragungsschaltung ausgegeben wird, eine relativ hohe Übertragungsleistung haben wird, die bewirken wird, dass die Harmonischen des zusammengesetzten modulierten Ausgangssignals den Betrieb des Lokaloszillators stören, kann die Digitalsteuerung 612 die Übertragungsschaltung umschalten, um in einem Versatzmodus zu arbeiten.
Das Oszillatorausgangssignal Sosc (z. B. das ursprüngliche Oszillatorsignal oder das versetzte Oszillatorsignal) wird an einen Quadraturteiler 618 geliefert. Der Quadraturteiler 618 ist konfiguriert, um die Frequenz des Oszillatorausgangssignals durch einen Teilungsfaktor D zu teilen, um ein erstes Lokaloszillatorsignal LO_I (0°) und ein zweites Lokaloszillatorsignal LO_Q (90°) zu erzeugen, wobei das erste und das zweite Lokaloszillatorsignal um 90° versetzt sind. Die Lokaloszillatorsignale werden jeweils an die Aufwärtsumsetzungsmischer 610a und 610b geliefert, die die analogen Signale, die von den DAC 608a und 608b ausgegeben werden, mit den Lokaloszillatorsignalen (LO_I (0°) und LO_Q (90°)) mischen, um Mischerausgangssignale zu erzeugen. Die Mischerausgangssignale werden durch einen Addierer 620 kombiniert, um ein zusammengesetztes moduliertes Ausgangssignal S_COMP mit Amplituden- und Phasenmodulation zu bilden. Das zusammengesetzte modulierte Ausgangssignal S_COMP wird an eine oder mehrere Verstärkungsstufen 622 geliefert, bevor dasselbe durch eine nachgeschaltete Antenne 624 für eine Übertragung empfangen wird. Da der zweite Frequenzversatz die Frequenz des versetzten Oszillatorausgangssignals zu einem Wert verschiebt, der keine Harmonische der Frequenz des zusammengesetzten modulierten Ausgangssignals mehr ist, wird Modulationsübertragung verhindert.
Obwohl 2 bis 6 Übertragungsschaltungen darstellen, die konfiguriert sind, um selektiv einen zweiten Frequenzversatz in ein Oszillatorausgangssignal einzuführen, bevor das Oszillatorausgangssignal geteilt wird, um Lokaloszillatorsignale zu erzeugen, ist klar, dass dies nicht-begrenzende Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung sind. Bei alternativen Ausführungsbeispielen kann der zweite Frequenzversatz selektiv in Lokaloszillatorsignale eingeführt werden, die von einem geteilten Lokaloszillatorausgangssignal erzeugt werden, das den zweiten Frequenzversatz nicht hat (d. h. der zweite Frequenzversatz kann selektiv eingeführt werden, nachgeschaltet zu einem Quadraturteiler).
7 stellt beispielsweise ein beispielhaftes Ausführungsbeispiel einer Übertragungsschaltung 700 mit einer zweiten Versatzerzeugungsschaltung 712 dar, die nachgeschaltet zu einem Quadraturteiler 714 angeordnet ist. Wie es in 7 dargestellt ist, weist die Übertragungsschaltung 700 eine erste Versatzerzeugungsschaltung 704 auf, die konfiguriert ist, um selektiv einen ersten Frequenzversatz in In-Phase- (I-) und Quadratur-Phase-(Q-) Äquivalentbasisbandsignale einzuführen, die durch eine Signalformungseinheit 702 erzeugt werden. Die Versatzerzeugungsschaltung liefert selektiv entweder die ursprünglichen oder versetzten Äquivalentbasisbandsignale an die Digital/Analog-Wandler 706, abhängig von einem Betriebsmodus (z. B. oben beschrieben in Bezug auf 2).
Ein Lokaloszillator 710 ist konfiguriert, um ein ursprüngliches Oszillatorausgangssignal Sosc (das keinen zweiten Frequenzversatz hat) an einen Quadraturteiler 714 zu liefern. Der Quadraturteiler 714 ist konfiguriert, um die Frequenz des ursprünglichen Oszillatorausgangssignals Sosc durch einen Teilungsfaktor D zu teilen, um Lokaloszillatorsignale LO_I (0°) und LO_Q (90°) zu erzeugen. Die Lokaloszillatorsignale werden jeweils an einen In-Phase-Digitalfrequenzschieber 712a und einen Quadratur-Phase-Digitalfrequenzschieber 712b geliefert. Die Digitalfrequenzschieber 712 sind konfiguriert, um selektiv einen zweiten Frequenzversatz in die Lokaloszillatorsignale einzuführen. Insbesondere wenn die Übertragungsschaltung 700 in dem Umgehungsmodus arbeitet, führen die Digitalfrequenzschieber 712 den zweiten Frequenzversatz nicht in die Lokaloszillatorsignale ein. Wenn die Übertragungsschaltung in dem Versatzmodus arbeitet, führen die Digitalfrequenzschieber 712 den zweiten Frequenzversatz in die Lokaloszillatorsignale ein, um ein versetztes In-Phase-Lokaloszillatorsignal LO_I (0°) und ein versetztes Quadratur-Phase-Lokaloszillatorsignal LO_Q (90°) zu erzeugen.
Der erste Frequenzversatz kann eine Beziehung zu dem zweiten Frequenzversatz haben, die bewirkt, dass die Modulation den ersten und den zweiten Frequenzversatz aufhebt (z. B. es ist jedoch klar, dass der Entwurf der Übertragungsschaltung 700 die Versatzbedingung zwischen dem ersten und dem zweiten Frequenzversatz im Vergleich zu den in 2 bis 6 gezeigten Übertragungsschaltungen ändert). Insbesondere kann die Versatzbedingung umfassen, dass der zweite Frequenzversatz (f_offset2) gleich dem Negativwert des ersten Frequenzversatzes (f_offset1) ist, da: $\begin{array}{l} f_{COMP} = f_{bb} + f_{offset1} + f_{OSC} / D + f_{offset2} \\ f_{COMP} = f_{bb} + f_{offset1} + f_{OSC} / D + (- f_{offset1}) \\ f_{COMP} = f_{bb} + f_{OSC} / D \end{array}$
Da die Frequenz f_bb des Äquivalentbasisbandsignals um null Hertz herum zentriert ist, ist die Frequenz f_COMP des zusammengesetzten modulierten Ausgangssignals um einen Wert herum zentriert, der gleich der Frequenz der Lokaloszillatorsignale fosc/D ist.
Die Ausgaben der Digitalfrequenzschieber werden jeweils an die Mischer 708a und 708b geliefert. Die Aufwärtsumsetzungsmischer 708a und 708b sind konfiguriert, um die analogen versetzten Äquivalentbasisbandsignale auf die versetzten Lokaloszillatorsignale zu modulieren, um Mischerausgangssignale zu erzeugen, die durch einen Addierer 716 kombiniert werden, um ein zusammengesetztes moduliertes Ausgangssignal zu bilden. Das zusammengesetzte modulierte Ausgangssignal, das von dem versetzten Äquivalentbasisband- und dem versetzten Lokaloszillatorsignal erzeugt wird, ist gleich der Frequenz des zusammengesetzten modulierten Ausgangssignals, das von dem ursprünglichen Äquivalentbasisband- und ursprünglichen Lokaloszillatorsignal erzeugt wurde. Das zusammengesetzte modulierte Ausgangssignal wird an eine oder mehrere Verstärkungsstufen 718 geliefert, bevor dasselbe durch eine nachgeschaltete Antenne für eine Übertragung empfangen wird. 8a-d stellen beispielhafte Ressourcenblockzuordnungsschemata für eine Übertragungsschaltung dar, die konfiguriert ist, um gemäß einem LTE-Kommunikationsstandard zu arbeiten. Insbesondere stellen die unterschiedlichen Ressourcenblockzuordnungsschemata potenziell schädliche Ressourcenblockzuordnungsschemata dar, die durch eine Digitalsteuerung bestimmt werden können (z.B. entsprechend der Digitalsteuerung 612, die konfiguriert ist, um Informationen INFO_HPL einer höheren Protokollschicht zu empfangen), die konfiguriert ist, um den Betriebsmodus zu ändern (z.B. von einem Umgehungsmodus zu einem Versatzmodus oder umgekehrt), um eine verbesserte Systemleistungsfähigkeit bereitzustellen.
Insbesondere stellt 8a eine typische Struktur mit variabler Bandbreitenfrequenz dar, die die Kanalbandbreite, die Übertragungsbandbreite und Ressourcenblöcke bezüglich einer Frequenz zeigt (die sich horizontal über die Unterseite des Blockdiagramms spannt). Eine Kanalbandbreite ist ein Frequenzbereich, der die niedrigsten und höchsten Frequenzen eines Trägersignals definiert. Die Übertragungsbandbreite ist die Bandbreite einer Sofortübertragung von einer Übertragungsschaltung (d.h. Übertragungskette), gemessen in Ressourcenblockeinheiten. Eine LTE-Kanalbandbreite ist typischerweise zwischen 5-20 MHz und ist unterteilt in Ressourcenblöcke die 180 kHz in dem Frequenzbereich besetzen. Ein Ressourcenblock (RB) ist die kleinste adressierbare Einheit und besteht aus einer Mehrzahl von Unterträgern (16 Unterträger), jeweils mit einer Bandbreite von 15 kHz.
Der LTE-Kommunikationsstandard ermöglicht variable Bandbreitenmodulationsschemata, unter Verwendung einer variablen Anzahl von Ressourcenblöcken (RB), um ein Signal abhängig von der Kanalbandbreite zu übertragen (z.B. allgemein werden für größere Kanalbandbreiten mehr RB verwendet). Daher können abhängig von einer gewünschten Datenübertragungsrate mehr oder weniger RB in einem Kanal zugeordnet werden. Da die Gesamtkanalleistung jedoch ein gut definierter Systemparameter ist (z.B. einen gut definierten Wert hat, der basierend auf Verbindungssituationen bestimmt ist, wie z.B. Abstand von einer Basisstation), ist die Leistung pro Ressourcenblock niedriger wenn mehr Ressourcenblöcke zugeordnet werden (z.B. ist für eine bestimmte Kanalleistung die Leistungsspektraldichte von zugeordneten RB invers proportional zu der Anzahl von zugeordneten RB).
8b-8d stellen verschiedene RB-Zuordnungen dar, gezeigt als Diagramme der Frequenz von Ressourcenblöcken (gezeigt auf der x-Achse) als eine Funktion der Leistung (gezeigt auf der y-Achse). In 8b werden Daten, die von einer Übertragungsschaltung übertragen werden, einigen wenigen Ressourcenblöcken zugeordnet, RB20 und RB21, die entfernt von der Trägerfrequenz f_CARRIER angeordnet sind (d.h. der Lokaloszillatorsignalfrequenz, von der für die Zwecke dieses Beispiels angenommen wird, dass dieselbe zwischen RB24 und RB25 liegt). Da die zugeordneten Ressourcenblöcke entfernt von der Trägerfrequenz f_CARRIER angeordnet sind, ist es unwahrscheinlich, dass die Harmonischen der zugeordneten Ressourcenblöcke die Oszillatorausgangssignalfrequenz stören und daher kann eine Übertragungsschaltung in dem Umgehungsmodus arbeiten.
In 8c sind Daten über eine große Anzahl von Ressourcenblöcken zugeordnet, einschließlich RB20-RB28. Die Zuordnung von Daten über eine große Anzahl von Ressourcenblöcken führt dazu, dass jeder Ressourcenblock eine relativ niedrige Leistung hat, beispielsweise sind Ressourcenblöcke nahe der Trägerfrequenz f_CARRIER niedrig genug in der Leistung, um keine Harmonischen zu haben, die die Oszillatorausgangssignalfrequenz stören. Daher kann eine Übertragungsschaltung bei der Ressourcenblockzuordnung von 8c in dem Umgehungsmodus arbeiten.
In 8d sind Daten einigen wenigen Ressourcenblöcken zugeordnet, RB24 und RB25, die nahe der Trägerfrequenz f_CARRIER zugeordnet sind. Da die Daten einigen wenigen Ressourcenblöcken zugeordnet sind, ist die Gesamtleistung über eine kleine Anzahl von Ressourcenblöcken verteilt, was dazu führt, dass die Leistung für die Ressourcenblöcke in nächster Nähe zu der Trägerfrequenz hoch genug ist, um Harmonische zu haben, die die Oszillatorausgangssignalfrequenz stören. Daher kann eine Übertragungsschaltung bei der Ressourcenblockzuordnung von 8d nicht in dem Umgehungsmodus arbeiten und sollte stattdessen zu dem Versatzmodus geschaltet werden.
9 ist ein Flussdiagramm, das ein erstes Ausführungsbeispiel eines Verfahrens zum Verhindern von Modulationsübertragung in einer Übertragungskette zeigt.
Obwohl die hierin bereitgestellten Verfahren nachfolgend als eine Reihe von Schritten oder Ereignissen dargestellt und beschrieben sind, ist die vorliegende Erfindung nicht durch die dargestellte Reihenfolge solcher Schritte oder Ereignisse begrenzt. Beispielsweise können einige Schritte in anderer Reihenfolge und/oder gleichzeitig mit anderen Schritten oder Ereignissen außer den hierin beschriebenen und/oder dargestellten auftreten. Außerdem sind nicht alle dargestellten Schritte erforderlich, und die Signalverläufe sind lediglich darstellend und andere Signalverläufe können beträchtlich von den dargestellten abweichen. Ferner können einer oder mehrere der hierin dargestellten Schritte in einem oder mehreren getrennten Schritten oder Phasen ausgeführt werden.
Ferner kann der beanspruchte Gegenstand als ein Verfahren, eine Vorrichtung oder ein Herstellungsartikel implementiert werden unter Verwendung von Standard-Programmier- und/oder -Konstruktionstechniken, um Software, Firmware, Hardware oder jede Kombination daraus herzustellen, um einen Computer zu steuern, um den offenbarten Gegenstand zu implementieren (z.B. sind die in 2, 3, usw. gezeigten Schaltungen nicht-begrenzende Beispiele von Schaltungen, die verwendet werden können, um die Verfahren 900 und/oder 1000 zu implementieren). Der Begriff „Herstellungsartikel“, wie er hierin beschrieben ist, soll ein Computerprogramm umfassen, das von jedem computerlesbaren Gerät, Träger oder Medium zugreifbar ist. Selbstverständlich ist es für Fachleute auf diesem Gebiet klar, dass viele Modifikationen an dieser Konfiguration durchgeführt werden können, ohne von dem Schutzbereich oder der Wesensart des beanspruchten Gegenstands abzuweichen.
Bei 902 werden In-Phase (I-) und Quadratur-Phase-(Q-) Äquivalentbasisbandsignale erzeugt.
Bei 904 wird ein erster Frequenzversatz selektiv in die In-Phase- und Quadratur-Phase-Äquivalentbasisbandsignale eingeführt. Die selektive Einführung des ersten Frequenzversatzes kann zu der Erzeugung eines versetzten In-Phase-Signals und eines versetzten Quadratur-Phase-Signals führen, die bezüglich der ursprünglichen Äquivalentbasisbandsignale einen Frequenzversatz aufweisen (z.B. erzeugt bei 902).
Bei 906 wird ein zweiter Frequenzversatz selektiv in Lokaloszillatorsignale eingeführt. Eine selektive Einführung des zweiten Frequenzversatzes in das Oszillatorausgangssignal kann zu der Erzeugung eines versetzten Oszillatorausgangssignals führen, das bezüglich eines ursprünglichen Oszillatorausgangssignals einen Frequenzversatz aufweist. Bei einem Ausführungsbeispiel kann die Einführung eines zweiten Frequenzversatzes in Lokaloszillatorsignale zuerst das Erzeugen eines Oszillatorausgangssignals bei 908 aufweisen.
Bei einem Ausführungsbeispiel kann das Oszillatorausgangssignal von einer abstimmbaren Schaltung erzeugt werden, wie z.B. einer Phasenregelschleife, die selektiv eine gewünschte Oszillatorausgangssignalfrequenz liefern kann. Dann kann bei 910ein zweiter Frequenzversatz selektiv in das Oszillatorausgangssignal eingeführt werden. Bei 912 wird das versetzte Oszillatorausgangssignal (das das ursprüngliche versetzte Oszillatorsignal und das den zweiten Frequenzversatz aufweist) durch einen Teilungsfaktor geteilt, um versetzte Lokaloszillatorsignale zu erzeugen.
Bei 914 werden die versetzten Äquivalentbasisbandsignale auf die versetzten Lokaloszillatorsignale moduliert, um ein zusammengesetztes moduliertes Ausgangssignals mit Phasenund Amplitudenmodulation zu bilden. Bei einem Ausführungsbeispiel, bei dem der zweite Frequenzversatz gleich dem negativen Wert des ersten Frequenzversatzes geteilt durch den Teilungsfaktor ist, hebt die Teilung und nachfolgende Modulation des versetzten Lokaloszillatorsignals auf die versetzten Äquivalentbasisbandsignale die Frequenzversätze auf. Obwohl der zweite Frequenzversatz die Frequenz des Oszillatorausgangssignals auf einen Frequenzwert (f_LO+f_offset2) erhöht, der Modulationsübertragung vermeidet, bleibt daher die Frequenz des zusammengesetzten modulierten Ausgangssignals unverändert aufgrund der Einführung des ersten Frequenzversatzes in die Äquivalentbasisbandsignale. Bei einem Ausführungsbeispiel können der erste und der zweite Frequenzversatz vorbestimmt sein, um die Beziehung zu erfüllen, ohne Echtzeitberechnungen durchführen zu müssen.
Sie selektive Einführung von ersten und zweiten Frequenzversätzen kann durch eine oder mehrere Metriken geregelt werden. Wie es oben angemerkt wurde, kann sich die Metrik auf eines oder mehrere der Übertragungsausgangsleistung und/oder der Ressourcenblockzuordnung eines Übertragungssignals beziehen, z.B. stellt 10 ein beispielhaftes Verfahren 1000 dar zum selektiven Einführen des ersten und zweiten Frequenzversatzes basierend auf einem Vergleich einer Übertragungskettenausgangssignalgütezahl mit einer vorbestimmten Metrik.
Bei 1200 wird eine Übertragungskettenausgangssignalgütezahl bestimmt. Die Übertragungskettenausgangssignalgütezahl kann bestimmt werden basierend auf Informationen über das Übertragungskettenausgangssignal (z.B. erhalten aus/von Informationen einer höheren Protokollschicht). Beispielsweise können bei einem Ausführungsbeispiel Informationen einer höheren Protokollschicht über eine Anzahl und Position von angeforderten Ressourcenblöcken und/oder angeforderter Übertragungsleistung verwendet werden, um eine Übertragungskettenausgangssignalgütezahl zu bestimmen.
Bei 1004 wird die Übertragungskettenausgangssignalgütezahl mit einer vorbestimmten Metrik verglichen. Falls beispielsweise bei einem Ausführungsbeispiel die Gütezahl eine angeforderte Übertragungsleistung anzeigt, die geringer ist als die vorbestimmte Metrik, dann schreitet das Verfahren zu Block 1006 fort. Falls jedoch die Gütezahl eine angeforderte Übertragungsleistung anzeigt, die größer ist als die vorbestimmte Metrik, schreitet das Verfahren zu Block 1014 fort und Versätze werden eingeführt.
Bei Block 1006 werden keine Frequenzversätze eingeführt, da die vorbestimmte Metrik die Gütezahl nicht verletzt. Falls beispielsweise bei einem Ausführungsbeispiel die Gütezahl die vorbestimmte Metrik nicht verletzt, schreitet das Verfahren zu Block 1008 fort, wo Äquivalentbasisbandsignale mit einer Basisbandfrequenz f_bb erzeugt werden. Bei 1010 wird ein Oszillatorausgangssignal mit einer Oszillatorfrequenz fosc erzeugt. Das Oszillatorausgangssignal wird bei 1012 durch einen Teilungsfaktor geteilt, um Lokaloszillatorsignale mit einer Lokaloszillatorfrequenz f_LO zu erzeugen, wobei f_LO=f_OSC/D. Bei 1014 werden die Basisbandsignale auf die Lokaloszillatorsignale moduliert, um ein zusammengesetztes moduliertes Signal zu erzeugen, das mit einer zusammengesetzten Frequenz f_COMP gleich der Lokaloszillatorfrequenz f_LO arbeitet, und die eine Harmonische der Oszillatorausgangssignalfrequenz f_OSC ist (z.B. hat die versetzte Oszillatorfrequenz eine Frequenz von D*f_COMP).
Bei Block 1016 werden Frequenzversätze eingeführt, da die Gütezahl die vorbestimmte Metrik verletzt. Falls beispielsweise bei einem Ausführungsbeispiel die Gütezahl die vorbestimmte Metrik verletzt, schreitet das Verfahren zu Block 1018 fort, wo versetzte Äquivalentbasisbandsignale erzeugt werden mit einer Frequenz, die einen ersten Frequenzversatz f_bb+f_offset1 aufweist. Bei 1020 wird ein versetztes Oszillatorausgangssignal erzeugt mit einer Frequenz, die einen zweiten Frequenzversatz f_OSC+f_offset2 aufweist. Das versetzte Oszillatorausgangssignal wird bei 1022 durch einen Teilungsfaktor geteilt, um versetzte Lokaloszillatorsignale mit einem Frequenzwert f_LO+f_offset2/D zu erzeugen, wobei f_LO=f_OSC/D. Bei 1024 werden die versetzten Äquivalentbasisbandsignale auf die versetzten Lokaloszillatorsignale moduliert, um ein zusammengesetztes moduliertes Signal mit der zusammengesetzten Frequenz f_COMP zu erzeugen, die keine Harmonische der Frequenz f_OSC+f_offset2 des versetzten Oszillatorausgangssignals ist (z.B. hat das versetzte Ausgangsoszillatorsignal eher eine Frequenz von D*f_COMP+f_offset2).
Obwohl die Erfindung mit Bezug auf eine oder mehrere Implementierungen dargestellt und beschrieben wurde, können Änderungen und/oder Modifikationen an den dargestellten Beispielen durchgeführt werden, ohne von der Wesensart und dem Schutzbereich der angehängten Ansprüche abzuweichen. Obwohl die hierin beschriebene Übertragungsschaltung beispielsweise als eine Senderschaltung dargestellt wurde, ist es für einen Durchschnittsfachmann auf diesem Gebiet klar, dass die hierin bereitgestellte Erfindung auch auf Sende/Empfangsgerätschaltungen angewendet werden kann. Ferner, mit besonderer Hinsicht auf die verschiedenen Funktionen, die durch die oben beschriebenen Komponenten oder Strukturen (Anordnungen, Geräte, Schaltungen, Systeme, usw.) durchgeführt werden, sollen die Begriffe (einschließlich einer Referenz auf eine „Einrichtung“), die verwendet werden, um solche Komponenten zu beschreiben - es sei denn dies ist anderweitig angezeigt - jeder Komponente oder Struktur entsprechen, die die spezifizierte Funktion der beschriebenen Komponente durchführt (z.B. die funktional äquivalent ist), wenn dieselbe auch nicht strukturell äquivalent zu der offenbarten Struktur ist, die die Funktion bei der hierin dargestellten beispielhaften Implementierung der Erfindung durchführt. Außerdem, obwohl ein bestimmtes Merkmal der Erfindung bezüglich nur einer von mehreren Implementierungen offenbart wurde, kann ein solches Merkmal mit einem oder mehreren anderen Merkmalen der anderen Implementierung kombiniert werden, je nach Wunsch, und wie es für jede gegebene oder bestimmte Anmeldung vorteilhaft ist. Ferner sind in dem Ausmaß, in dem die Begriffe „umfassen“, „umfasst“, „enthalten“, „enthält“, „mit“ oder Variationen davon entweder in der detaillierten Beschreibung und den Ansprüchen verwendet werden, solche Begriffe auf ähnliche Weise einschließend wie der Begriff „aufweisend“.

Claims

Übertragungsschaltung (700), die folgende Merkmale aufweist: eine erste Versatzerzeugungsschaltung (704), die konfiguriert ist, um selektiv einen ersten Frequenzversatz in In-Phase-(I-) und Quadratur-Phase-(Q-)Äquivalentbasisbandsignale einzuführen, die von einer Digitalsignalformungseinheit empfangen werden; eine zweite Versatzerzeugungsschaltung (712), die konfiguriert ist, um selektiv einen zweiten Frequenzversatz in Lokaloszillatorsignale einzuführen, die basierend auf einem Oszillatorausgangssignal erzeugt werden, das von einem Lokaloszillator empfangen wird; und eine Modulationsschaltung (707), die konfiguriert ist, um eine Modulation der versetzten Äquivalentbasisbandsignale auf versetzte Lokaloszillatorsignale durchzuführen, um ein zusammengesetztes moduliertes Ausgangssignal zu erzeugen, wobei die Modulation den ersten und zweiten Frequenzversatz aufhebt, so dass die Frequenz des Oszillatorausgangssignals nicht mit Harmonischen des zusammengesetzten modulierten Ausgangssignals überlagert ist, bei der die Modulationsschaltung (707) folgende Merkmale aufweist: einen Quadraturteiler (714), der konfiguriert ist, um das Oszillatorausgangssignal durch einen Teilungsfaktor zu teilen, um die versetzten Lokaloszillatorsignale zu bilden; einen ersten Aufwärtsumsetzungsmischer (708a), der konfiguriert ist, um eines der Lokaloszillatorsignale und das versetzte In-Phase Äquivalentbasisbandsignal zu empfangen, und um das versetzte In-Phase- Äquivalentbasisbandsignal auf das eine der versetzten Lokaloszillatorsignale zu modulieren; und einen zweiten Aufwärtsumsetzungsmischer (708b), der konfiguriert ist, um ein anderes der Lokaloszillatorsignale und das versetzte Quadratur-Phase-Äquivalentbasisbandsignal zu empfangen, und um das versetzte Quadratur-Phase-Äquivalentbasisbandsignal auf das andere der versetzten Lokaloszillatorsignale zu modulieren, bei der die zweite Versatzerzeugungsschaltung (712) folgende Merkmale aufweist: einen ersten Digitalfrequenzschieber (712a), der konfiguriert ist, um das eine der Lokaloszillatorsignale von dem Quadraturteiler (714) zu empfangen und um den zweiten Frequenzversatz in das eine der Lokaloszillatorsignale einzuführen; und einen zweiten Digitalfrequenzschieber (712b), der konfiguriert ist, um das andere der Lokaloszillatorsignale von dem Quadraturteiler(714) zu empfangen und um den zweiten Frequenzversatz in das andere der Lokaloszillatorsignale einzuführen, wobei der zweite Frequenzversatz gleich dem ersten Frequenzversatz ist und einen entgegengesetzten Zahlenwert hat.
Schaltung gemäß Anspruch 1, bei der die zweite Versatzerzeugungsschaltung (712) den Lokaloszillator (710) aufweist, der konfiguriert ist, um ein variables Frequenzsignal zu erzeugen, das das Oszillatorausgangssignal aufweist; wobei der Lokaloszillator (710) die Frequenz des Oszillatorausgangssignals variiert, um selektiv den zweiten Frequenzversatz in das Oszillatorausgangssignal einzuführen; wobei der erste Frequenzversatz gleich dem entgegengesetzten Zahlenwert des zweiten Frequenzversatzes multipliziert mit dem Teilungsfaktor ist.
Schaltung gemäß einem der Ansprüche 1 oder 2, die ferner folgendes Merkmal aufweist: eine Digitalsteuerung (612), die konfiguriert ist, um ein erstes Steuersignal zu erzeugen, das selektiv die Einführung des ersten Frequenzversatzes steuert, und ein zweites Steuersignal, das selektiv den zweiten Frequenzversatz steuert, basierend auf Informationen über ein Ausgangssignal der Übertragungsschaltung.
Schaltung gemäß Anspruch 3, bei der die Informationen über das Ausgangsignal der Übertragungsschaltung Übertragungsausgangsleistung aufweisen.
Schaltung gemäß Anspruch 3 oder 4, bei der die erste Versatzerzeugungsschaltung (704) folgende Merkmale aufweist: einen Digitalfrequenzschieber (604), der konfiguriert ist, um die Frequenz der Äquivalentbasisbandsignale um den ersten Frequenzversatz zu verschieben; einen ersten Multiplexer (606a), der zwischen den Digitalfrequenzschieber (604) und den ersten Aufwärtsumsetzungsmischer (610a) gekoppelt ist, wobei der erste Multiplexer konfiguriert ist, um ein ursprüngliches In-Phase-Äquivalentbasisbandsignal und das versetzte In-Phase-Äquivalentbasisbandsignal zu empfangen, und um entweder das ursprüngliche In-Phase-Äquivalentbasisbandsignal oder das versetzte In-Phase-Äquivalentbasisbandsignal auszugeben, basierend auf dem ersten Steuersignal; und einen zweiten Multiplexer (606b), der zwischen den Digitalfrequenzschieber (604) und den zweiten Aufwärtsumsetzungsmischer (610b) gekoppelt ist, wobei der zweite Multiplexer konfiguriert ist, um ein ursprüngliches Quadratur-Phase-Äquivalentbasisbandsignal und das versetzte Quadratur-Phase-Äquivalentbasisbandsignal zu empfangen, und um entweder das ursprüngliche Quadratur-Phase-Äquivalentbasisbandsignal oder das versetzte Quadratur-Phase-Äquivalentbasisbandsignal auszugeben, basierend auf dem ersten Steuersignal.
Schaltung gemäß Anspruch 5, die ferner folgende Merkmale aufweist: einen ersten Analog/Digital-Wandler (608a), der zwischen den ersten Multiplexer (606a) und den ersten Aufwärtsumsetzungsmischer (610a) gekoppelt ist, wobei der erste Analog/Digital-Wandler konfiguriert ist, um entweder das ursprüngliche In-Phase-Äquivalentbasisbandsignal oder das versetzte In-Phase-Äquivalentbasisbandsignal von einem Analogsignal zu einem Digitalsignal umzuwandeln; und einen zweiten Analog/Digital-Wandler (608b), der zwischen den zweiten Multiplexer (606b) und den zweiten Aufwärtsumsetzungsmischer (610b) gekoppelt ist, wobei der zweite Analog/Digital-Wandler konfiguriert ist, um entweder das ursprüngliche In-Phase-Äquivalentbasisbandsignal oder das versetzte In-Phase-Äquivalentbasisbandsignal von einem Analogsignal zu einem Digitalsignal umzuwandeln.
Schaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, bei der die Übertragungsschaltung (700) konfiguriert ist, um gemäß einem LTE-Kommunikationsstandard (LTE = Long Term Evolution) zu arbeiten, so dass die Kommunikation eine Mehrzahl von Ressourcenblöcken aufweist, und wobei eine Digitalsteuerung (612) konfiguriert ist, um den ersten Frequenzversatz in die Basisbandäquivalentsignale einzuführen basierend auf der Anzahl von Ressourcenblöcken nahe der Mitte eines Übertragungskanals, der durch die Übertragungsschaltung verwendet wird.
Schaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 7, bei der eine Digitalsteuerung (612) konfiguriert ist, um eine Gütezahl zu berechnen, die sich auf ein Ausgangssignal der Übertragungsschaltung bezieht, und um den ersten Frequenzversatz in die Basisbandäquivalentsignale und den zweiten Frequenzversatz in die Lokaloszillatorsignale einzuführen, falls die Gütezahl eine vorbestimmte Metrik verletzt.
Übertragungsschaltung (700), die folgende Merkmale aufweist: eine erste Versatzerzeugungsschaltung (704), die konfiguriert ist, um selektiv einen ersten Frequenzversatz in ursprüngliche Basisbandäquivalentsignale einzuführen, die von einer Digitalsignalformungseinheit empfangen werden, um versetzte Basisbandäquivalentsignale zu bilden; eine zweite Versatzerzeugungsschaltung, die konfiguriert ist, um selektiv einen zweiten Frequenzversatz in ursprüngliche Lokaloszillatorausgangssignale einzuführen, die basierend auf einem Oszillatorausgangssignal von einem Lokaloszillator (710) erzeugt werden, um versetzte Lokaloszillatorsignale zu bilden; eine Digitalsteuerung (612), die konfiguriert ist, um in einem Umgehungsmodus und einem Versatzmodus zu arbeiten, wobei während des Umgehungsmodus die ursprünglichen Äquivalentbasisbandsignale auf die ursprünglichen Lokaloszillatorsignale moduliert werden, um ein moduliertes zusammengesetztes Ausgangssignal mit einer ersten Frequenz zu erzeugen, wobei während des Versatzmodus die versetzten Äquivalentbasisbandsignale auf die versetzten Lokaloszillatorsignale moduliert werden, um das modulierte zusammengesetzte Ausgangssignal mit der ersten Frequenz zu erzeugen, wobei die erste Frequenz oder Harmonische der ersten Frequenz die Frequenz des versetzten Oszillatorausgangssignals nicht stört, die ferner folgende Merkmale aufweist: einen Quadraturteiler (714), der konfiguriert ist, um das Oszillatorausgangssignal durch einen Teilungsfaktor zu teilen, um die versetzten Lokaloszillatorsignale zu bilden; einen ersten Aufwärtsumsetzungsmischer (708a), der konfiguriert ist, um eines der Lokaloszillatorsignale und das versetzte In-Phase-Äquivalentbasisbandsignal zu empfangen, und um das versetzte In-Phase-Äquivalentbasisbandsignal auf das eine der versetzten Lokaloszillatorsignale zu modulieren; und einen zweiten Aufwärtsumsetzungsmischer (708b), der konfiguriert ist, um ein anderes der Lokaloszillatorsignale und das versetzte Quadratur-Phase-Äquivalentbasisbandsignal zu empfangen, und um das versetzte Quadratur-Phase-Äquivalentbasisbandsignal auf das andere der versetzten Lokaloszillatorsignale zu modulieren, bei der die zweite Versatzerzeugungsschaltung (707) folgende Merkmale aufweist: einen ersten Digitalfrequenzschieber (712a), der konfiguriert ist, um das eine der Lokaloszillatorsignale von dem Quadraturteiler (714) zu empfangen, und um den zweiten Frequenzversatz in das eine der Lokaloszillatorsignale einzuführen; und einen zweiten Digitalfrequenzschieber (712b), der konfiguriert ist, um das andere der Lokaloszillatorsignale von dem Quadraturteiler (714) zu empfangen, und um den zweiten Frequenzversatz in das andere der Lokaloszillatorsignale einzuführen, wobei der zweite Frequenzversatz gleich dem ersten Frequenzversatz ist und einen entgegengesetzten Zahlenwert hat.
Schaltung gemäß Anspruch 9, bei der die zweite Versatzerzeugungsschaltung (707) den Lokaloszillator (710) aufweist, der konfiguriert ist, um ein variables Frequenzsignal zu erzeugen, das das Oszillatorausgangssignal aufweist; wobei der Lokaloszillator die Frequenz des Lokaloszillatorausgangssignals variiert, um selektiv den zweiten Frequenzversatz in das Oszillatorausgangssignal einzuführen; wobei der erste Frequenzversatz gleich dem entgegengesetzten Zahlenwert des zweiten Frequenzversatzes multipliziert mit dem Teilungsfaktor ist.
Schaltung (700) gemäß einem der Ansprüche 9 oder 10, bei der die Digitalsteuerung (612) konfiguriert ist, um eine Gütezahl zu berechnen, die sich auf ein Ausgangssignal der Übertragungsschaltung bezieht, und um den ersten Frequenzversatz in die Basisbandäquivalentsignale und den zweiten Frequenzversatz in die Lokaloszillatorsignale einzuführen, falls die Gütezahl eine vorbestimmte Metrik verletzt.
Schaltung gemäß einem der Ansprüche 9 bis 11, bei der Übertragungsschaltung (700) konfiguriert ist, um gemäß einem LTE-Kommunikationsstandard (LTE = Long Term Evolution) zu arbeiten, so dass die Kommunikation eine Mehrzahl von Ressourcenblöcken aufweist, und wobei die Digitalsteuerung (612) konfiguriert ist, um den ersten Frequenzversatz in die Basisbandäquivalentsignale einzuführen basierend auf der Anzahl von Ressourcenblöcken nahe der Mitte eines Übertragungskanals, der durch die Übertragungsschaltung verwendet wird.
Verfahren (900) zum Verhindern von Modulationsübertragung in einer Übertragungskette, das folgende Schritte aufweist: selektives Einführen (902) eines ersten Frequenzversatzes in ein In-Phase-Äquivalentbasisbandsignal und ein Quadratur-Phase-Äquivalentbasisbandsignal; selektives Einführen (904) eines zweiten Frequenzversatzes in Lokaloszillatorsignale, die von einem versetzten Oszillatorausgangssignal erzeugt werden; und Modulieren (914) der versetzten Äquivalentbasisbandsignale auf das versetzte Lokaloszillatorsignal, um ein zusammengesetztes moduliertes Ausgangssignal zu erzeugen, wobei die Modulation den ersten und zweiten Frequenzversatz aufhebt, so dass die Frequenz des versetzten Oszillatorausgangssignals nicht mit Harmonischen des zusammengesetzten modulierten Ausgangssignals überlagert ist, bei dem das selektive Einführen eines zweiten Frequenzversatzes in Lokaloszillatorsignale folgende Schritte aufweist: Teilen des Oszillatorausgangssignals durch einen Teilungsfaktor, um Lokaloszillatorsignale zu erzeugen; und selektives Einführen eines zweiten Frequenzversatzes in die Lokaloszillatorsignale; wobei der erste Frequenzversatz gleich dem Gegenteil des zweiten Frequenzversatzes ist.
Verfahren (900) gemäß Anspruch 13, bei dem das selektive Einführen eines zweiten Frequenzversatzes in Lokaloszillatorsignale folgende Schritte aufweist: selektives Einführen (906) eines zweiten Frequenzversatzes in ein Oszillatorausgangssignal; und Teilen des Oszillatorausgangssignals durch einen Teilungsfaktor, um Lokaloszillatorsignale zu erzeugen; wobei der erste Frequenzversatz gleich dem Gegenteil des zweiten Frequenzversatzes multipliziert mit dem Teilungsfaktor ist.
Verfahren (900) gemäß einem der Ansprüche 13 oder 14, das ferner folgende Schritte aufweist: Bestimmen (1002) einer Gütezahl, die sich auf ein Ausgangssignal der Übertragungskette bezieht; und Vergleichen (1004) der Gütezahl mit einer vorbestimmten Metrik; wobei, falls die Gütezahl die vorbestimmte Metrik verletzt, der erste Frequenzversatz nicht in das Äquivalentbasisbandsignal eingeführt wird und der zweite Frequenzversatz nicht in das Oszillatorausgangssignal eingeführt wird (1006); wobei, falls die Gütezahl die vorbestimmte Metrik nicht verletzt, der erste Frequenzversatz in das Äquivalentbasisbandsignal eingeführt wird und der zweite Frequenzversatz in das Oszillatorausgangssignal eingeführt wird (1016).