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Die vorliegende Erfindung betrifft
das Gebiet der Frequenzsynthese und insbesondere Frequenzsynthese
mit hoher spektraler Reinheit.
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An dieser Stelle wird daran erinnert,
daß die
Frequenzsynthese die Technik zum Erzeugen eines Signals ist, das
bei einer einstellbaren Frequenz mit hoher Präzision und hoher spektraler
Reinheit oszilliert. Die Frequenzsynthese ist in verschiedenen Bereichen
der Elektronik verbreitet, beispielsweise beim Senden und Empfangen
von Radio- und Fernsehsignalen, bei der Telekommunikation, bei Meßinstrumenten,
Taktsignalerzeugung, usw.
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Zur Zeit wird eine Frequenzsynthese
im allgemeinen von einer oder mehreren Schaltungen erzeugt, die
als Phasenregelkreis (Phase Locked Loop, PLL) bekannt sind. In diesem
Fall ist die Synthese insofern „indirekt", als daß das erzeugte Signal an dem
Ausgang von einem Oszillator erzeugt wird, der sich von der Referenzquelle
unterscheidet.
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Ein PLL-Schaltkreis kann an seinem
Ausgang ein Signal erzeugen, das gegenüber einem Signal mit fester
Frequenz durch Frequenzsprünge
variabel ist, wobei die feste Frequenz als Referenzfrequenz bezeichnet
wird.
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Die 1 ist
ein Diagramm, das die Hauptelemente, welche einen klassischen PLL-Schaltkreis bilden, schematisch
zeigt. Die oben genannte Referenzfrequenz Fref wird von einem Oszillatorschaltkreis 4 erzeugt, dessen
Zeitbasis im allgemeinen ein Quarzkristall 6 ist. Das Signal
mit der Frequenz Fref wird über
einen Teiler 9 an einen ersten Vergleichereingang C1 eines
Phasenvergleichers 8 geschickt, der bezüglich der Referenzfrequenz
programmierbar ist; der zweite Vergleichereingang C2 des Phasenvergleichers 8 empfängt das
Ausgangssignal nach einer Frequenzteilung durch den Faktor N von
einem spannungsgesteuerten Oszillator (Voltage Controlled Oscillator,
VCO) 12, wie im weiteren erklärt werden soll.
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Der programmierbare Teiler 9 erlaubt
es, die genaue gewünschte
Frequenz an dem Eingang C1 des Phasenvergleichers 8 als
Funktion beispielsweise der Frequenzeinteilung auszuwählen, die
für das
oszillierende System aufgestellt wurde, in welchem der PLL-Schaltkreis
integriert ist. Seine Funktion ist es, die Frequenz Fref am Eingang
durch einen programmierbaren Faktor R zu teilen, wobei R eine ganze
Zahl oder ein Bruch ist. Die Frequenz am Ausgang des Teilers 9 ist
daher Fref/R.
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Das impulsartige Signal an dem Ausgang
S des Phasenvergleichers 8 erscheint nach der Integration durch
ein Tiefpaßfilter 10 in
Form einer Spannung, deren Betrag proportional zur Phasendifferenz
der Signale ist, die an dem ersten und dem zweiten Vergleichereingang
C1 und C2 anliegen.
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Das Tiefpaßfilter 10 dient dazu,
die Strom- oder Spannungsänderungen
zu integrieren, die sich aus dem von dem Vergleicher 8 durchgeführten Phasenvergleich
ergeben, so daß der
Oszillator 12 der Entwicklung dieses Signals korrekt folgt
und dabei die Stabilitätskriterien
gemäß der Theorie
rückgekoppelter
Systeme erfüllt
werden.
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Die impulsartige Spannung oder der
impulsartige Strom wird zuerst an ein Tiefpaßfilter 10 und daraufhin
an den spannungsgesteuerten Oszillator 12 angelegt. Der
Letztere erzeugt ein Signal, dessen Frequenz F1 proportional zu
dieser Steuerspannung ist und das in dem betrachteten Schaltkreis
ferner die Ausgangsfrequenz F1 des PLLs liefert.
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Eine Rückkopplung dieses Ausgangssignals
von dem Oszillator 12 zu dem Phasenvergleicher 8 verläuft durch
einen Frequenzteiler 14, so daß das an den zweiten Vergleichereingang
C2 des Vergleichers 8 angelegte Signal an dem Rückkopplungspunkt
eine Frequenz gleich F1/N aufweist, wobei N eine ganze Zahl oder
ein Bruch ist.
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Der Phasenvergleicher 8 erzeugt
daher an seinem Ausgang S ein Signal, dessen Betrag proportional zu
der Phasendifferenz zwischen diesem Signal mit der Frequenz F1/N
und der Phase des Referenzsignals ist, möglicherweise nach einer Frequenzteilung
durch die Teilerschaltung 9. Es ist verständlich,
daß sich
für den
Oszillator 12 seine eigene Frequenz dementsprechend bis
zu dem Punkt verändert,
an dem die zwei Vergleichssignale miteinander in Phase sind, wenn
N durch Programmieren verändert
wird.
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Wenn diese Bedingung erfüllt ist,
weist die Schleife den stabilen Zustand auf und am Vergleicher ergibt sich
die Identität
F1/N = Fref/R. Daher ist die Frequenz F1 am Ausgang gleich N/R multipliziert
mit Fref. Die PLL-Gleichung ist stabil für Fref/R = F1/N, wobei die
Ausgangsfrequenz F1 = (N/R)Fref ist.
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Durch Programmieren der Werte N und
R ist es möglich,
aus dem Referenzsignal mit fester Frequenz Fref einen Bereich von
Frequenzen zu erhalten, wobei jede Frequenz dieses Bereichs ein
ganzzahliges Vielfaches oder ein Vielfaches eines Bruchteils der
Referenzfrequenz ist. Die Referenzfrequenz Fref legt daher die Auflösung der
Frequenzänderung
fest, wobei diese nur in Schritten von Fref oder Fref(N/R) vorliegt.
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Ferner gibt es eine weitere Frequenzsynthesetechnik,
die als direkte digitale Synthese (DDS) bekannt ist. Dieser Ansatz
besteht in der mathematischen Erstellung eines Signals mit einer
gewünschten
Wellenform (im allgemeinen sinusförmig) in einer autonomen Weise,
durch direkte Berechnung trigonometrischer Werte für jedes
Phasenwinkel-Inkrement des betreffenden Signals. Ein solcher Schaltkreis
wird kurz anhand der 2 beschrieben.
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Die Berechnung dieser trigonometrischen
Werte wird von einem direkten digitalen Syntheseblock durchgeführt, der
durch eine trigonometrische Berechnungseinheit 22 gebildet
wird. Diese Einheit arbeitet mit einer synchronen binären Logik,
basierend auf einem Taktsignal Sh, das von einem Oszillatorschaltkreis 4 bereitgestellt
wird, der von dem gleichen Typ sein kann, wie derjenige, welcher
in Zusammenhang mit 1 vorgestellt
wurde. Jeder so erzeugte digitale Abtastpunkt wird dann mittels
eines Digital/Analog-Umwandlers 24 in einen Spannungswert
umgewandelt. Die Entwicklung dieser Spannung im Einklang mit der
Ausführung
der aufeinanderfolgenden Berechnungen reproduziert die gewünschte Wellenform
mit der gewünschten
Frequenz Fsynth. Im allgemeinen wird jede Berechnung eines trigonometrischen
Werts für
einen vorgegebenen Winkel in Einklang mit einer Periode des Takts
Fh des Oszillatorschaltkreises 4 durchgeführt. Es
ist ferner notwendig, eine relativ dichte Anzahl von Berechnungspunkten
für jede
reproduzierte Periode anzuwenden, um ein Signal mit einer guten
Auflösung
zu erhalten. Gemäß der Theorie
der Abtastsysteme muß die
Taktfrequenz Fh höher als
die Frequenz des reproduzierten Signals Fdds sein, wobei sich die
Optimierung typischerweise ergibt, wenn die Taktsignalfrequenz um
einen Faktor größer ist,
der mindestens dem Dreifachen dieser Frequenz entspricht.
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Heutzutage ist mit der zunehmenden
Integration digitaler Strukturen eine direkte digitale Synthese technisch
und ökonomisch
machbar ist, diese wird jedoch zusammen mit indirekten Synthesen
implementiert, um Lösungen
vorzusehen, welche die Voraussetzungen für Frequenzsynthese neuer Telekommunikationssysteme
erfüllen,
die hinsichtlich der spektralen Qualität und Frequenzauflösung sowie
hinsichtlich der Präzision und
Frequenzstabilität
hohe Anforderungen stellen.
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In diesem Zusammenhang verwendet
die indirekte Synthese Frequenzumsetzungsstrukturen mit gekoppelten
PLLs, um das Phasenrauschen am Ausgang zu minimieren. Diese Schleifen
sind im Hinblick auf die Rückkopplungs-Stabilitätskriterien
und störenden
Spektralspitzen schwierig zu implementieren. Ferner ergeben sich
Probleme bei den praktischen Aspekten ihrer Konstruktion, insbesondere
hinsichtlich der Voreinstellung der Oszillatoren, um diese im Einrastbereich
vorzusehen. Dieses Problem ist mit der schmalen Bandbreite der Schwebungen
an den Ausgängen
der Mischer verbunden, die den Phasenvergleichern zugeordnet sind. Die
verwendeten Schwebungsfrequenzen sind zudem im Ausgangsspektrum
unerwünscht.
Es ist daher notwendig; eine Näherungsspannung
für den
Ausgangsoszillator vorzusehen.
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Daher muß bei dem Ausführen einer
Frequenzsynthese ein Kompromiß zwischen
einer hohen Vergleichsfrequenz, einer kleinen Inkrementauflösung, einer
Erfassungsgeschwindigkeit mit hoher Frequenz und einer angemessenen
Bandbreite am Ausgang, welche die Verwendung von Breitbandoszillatoren
erfordert, geschlossen werden.
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Aus dem Dokument US-A-5,801,589 ist
ein PLL-Schaltkreis bekannt, in dem die Referenzfrequenz von einem
direkten digitalen Syntheseschaltkreis DDS vorgesehen wird. Das
Signal, welches die DDS-Taktfrequenz erzeugt, wird ferner an einen
Eingang eines Mischers übergeben,
dessen anderer Eingang das Ausgangssignal des DDS-Schaltkreises
empfängt.
Der Ausgang des Mischerschaltkreises dient dann als PLL-Referenzfrequenzeingang.
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Diese Probleme der Frequenzsynthese
sollen nun im weiteren anhand eines konkreten Beispiels beschrieben
werden, das auf einem digitalen Radio- oder Fernsehübertrager
in dem UHF-Band basiert.
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Die Anstrengungen auf diesem Gebiet
richten sich auf digitale Modulations-Sendesysteme für sowohl Fernsehen
als auch für
Radio. Im Vergleich zu analogen Übertragungen
erlaubt die digitale Technik eine wesentlich dichtere Belegung des
Frequenzbandes und eine größere Störfestigkeit
gegenüber
Rauschen und Interferenzproblemen.
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Bezüglich der digitalen TV- und
Radioübertragungsprogramme
(auch als DAB oder DVBT für
Digital Audio Broadcasting bzw. Digital Video Broadcasting Terrestrial
bekannt) ist heutzutage vorgesehen, daß die UHF IV und V und das
VHF III-Trägerfrequenzbänder verwendet
wird.
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Die voraussichtliche Modulationstechnik
wird das codierte orthogonale Frequenzmultiplexverfahren (COFDM)
sein. Diese Protokoll wird insbesondere in den europäischen Standards
verwendet.
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Eine solche Modulationstechnik ist
an sich gut bekannt und insbesondere in den Patentdokumenten EP-A-0
902 574 und WO-A-98 11698 beschrieben. Mit Bezug auf 3 sollen nur die grundlegenden
Konzepte wiederholt werden.
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Das vereinfachte Diagramm zeigt die
Funktionsblöcke,
welche das Erzeugen eines phasenquadraturmodulierten analogen Signals
aus zwei Eingangssignalen I und Q gestatten. Die zwei Signale tragen
modulierte Informationen und sind in Quadratur moduliert. Diese
Signale werden den Eingängen
der entsprechenden Mischer 30, 32 zugeführt, die
ferner Signale von einem Phasenschieber 31 empfangen. Dieser
empfängt an
einem Eingang ein Signal mit der Frequenz Fsystem, welche für das System
ausgelegt ist. Die zwei entsprechenden Mischer 30, 32 sehen
daher digitale Signale vor, die in die entsprechenden Eingänge eines
Addierschaltkreises 34 eingegeben werden. Der Ausgang S(t)
des Mischers 34 ist eine zeitvariantetrigonometrische Funktion,
die durch: S(t) = I cos ωt – Q sin ωt gegeben
ist, wobei I und Q numerische Koeffizienten sind, ω der Phasenwinkel
und t die Zeit ist.
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Das Signal S(t) ist im allgemeinen
ein Signal, das eine große
Anzahl von Trägern
umfaßt,
beispielsweise 6817 Träger
auf einem 7,61 MHz-Band, wie es 4 dargestellt.
Dieses Signal umfaßt
eine Mittenfrequenz, die Fnum genannt wird, welche bei einer Frequenz
in der Höhe
von 18 MHz liegt.
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Bevor dieses Signal leistungsverstärkt werden
kann, ist es zuerst notwendig, die Frequenz Fnum auf eine höhere Frequenz
in das UHF-Band umzusetzen.
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Hierzu bietet die aktuelle Lösung eine
zweistufige Umsetzung, wie sie schematisch in 5 dargestellt ist. Die verschiedenen
Punkte des Schaltkreises von 5 sind
durch die Bezugs zeichen (a) bis (d) gekennzeichnet; die Signale
an diesen Referenzpunkten sind in der 6 gezeigt,
welche ein Diagramm darstellt, in dem die Frequenz entlang der x-Achse
und die Signalstärke
entlang der y-Achse angegeben ist.
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Das Signal S(a) bei der Mittenfrequenz
Fnum wird von einem klassischen zweistufigen Heterodyn-Umsetzschaltkreis 50 verarbeitet.
Das Signal an dem Eingang (a) läuft
durch einen ersten Mischerschaltkreis 52, in dem dieses
mit einem Signal OL1 mit einer festen Frequenz Fol1 gemischt wird,
die größer als
die Frequenz Fnum ist. Dieser Mischerschaltkreis 52 erzeugt
aus dem Mischsignal OL1 zwei Spektren S1 und S2 an seinem Ausgang
(b) (6), die der Differenz
bzw. der Summe der gemischten Frequenzen entsprechen. Diese zwei Spektren
werden durch ein erstes Filter 54 des Bandpaßtyps getrennt,
das nur das Frequenzspektrum S2 der oberen gemischten Frequenz (c)
durchläßt. Da diese
zwei Spektren bezüglich
der Frequenz sehr nah beieinander liegen, muß diese Trennung durch ein
stark selektives Filter durchgeführt
werden. Im allgemeinen wird für
diesen Zweck ein akustisches Oberflächenwellenfilter (SAW) verwendet.
Dieses Spektrum wird dann an den Eingang eines zweiten Mischers 56 angelegt,
der ferner ein Signal OL2 mit einer Mischfrequenz Fol2, die größer als
Fol1 ist, als Eingangssignal empfängt. Wie auch bei dem ersten
Mischerschaltkreis 52 erzeugt der zweite Mischerschaltkreis 56 zwei
Spektren S3 und S4, die jeweils der Differenz und der Summe der
Frequenzen entsprechen, welche der Differenz bzw. der Summe der
von dem Filter 54 durchgelassenen Frequenzen und dem Signal
mit der Frequenz Fol2 entsprechen.
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Die Frequenzen Fol1 und Fol2 der
Signale OL1 und OL2 werden so gewählt, daß das obere Frequenzspektrum
S4 dem gewünschten
Frequenzband entspricht (d. h. UHF-Band N oder V in dem betrachteten
Beispiel).
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Dieses Spektrum S4 wird beibehalten,
während
das andere Spektrum S3 mittels eines zweiten Bandpaßfilters 58 eliminiert
wird.
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Das zweite Filter 58 hat
eine feste Frequenz. In anderen Worten wählt es nur eine Frequenz – oder einen
engen Frequenzbereich – aus,
indem alle anderen eliminiert werden. Dieses Filter wird daher zum
Abstimmen auf die gewünschte
Ausgangsfrequenz verwendet.
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Das sich in diesem Zusammenhang ergebende
Problem besteht in der Synthetisierung der Frequenzen Fol1 und Fol2
durch die Signale OL1 und OL2, die für die Umsetzungsoszillato ren
vorgesehen sind, welche für
die Umsetzung verwendet werden. Dies impliziert zwei Frequenzänderungen
eines modulierten und um eine Frequenz Fnum zentrierten Signals,
um das modulierte und bezüglich
einer Frequenz des Bandes zentrierte Signal zu erzeugen, um die
UHF- oder VHF-Frequenzbänder
abzudecken, welche für
Fernseh-Übertragungen
verwendet werden (Band III bei VHF und die Bänder IV und V bei UHF).
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Die Frequenzinkremente müssen klein
sein (1 Hz) mit einer Toleranz der Frequenzpräzision, die kleiner gleich
0,5 Hz ist. Die Erfindung erlaubt eine Präzision von 0,1 Hz. Das Phasenrauschen
muß innerhalb eines
spektralen Rasters gemäß den Empfehlungen
des europäischen
Projekts „Validate" sein, welche komplementär zu dem
ETS 300 744-Standard ist, der das COFDM für DVB-T definiert, welches
in der folgenden Tabelle I gezeigt ist.
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Tabelle
I: Zulässige
Verschiebungswerte gemäß dem europäischen Projekt „Validate"
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Bezüglich dieser unterschiedlichen
Probleme ist ein erstes Ziel der vorliegenden Erfindung, eine Frequenzumsetzvorrichtung
vorzusehen, die aufweist: einen Frequenzsyntheseschaltkreis zum
Erzeugen eines Referenzsignals, das bei einer Referenzfrequenz oszilliert,
welcher folgende Merkmale umfaßt:
- – einen
Oszillatorschaltkreis, der ein erstes Signal mit einer ersten Frequenz
erzeugt,
- – eine
direkte digitale Synthesevorrichtung zum Erzeugen eines zweiten
Signals mittels Berechnung, wobei das zweite Signal mit einer zweiten
Frequenz oszilliert, und die Berechnung von einem logischen Schaltkreis
durchgeführt
wird, der von dem ersten Signal getaktet wird, und
- – Frequenzumsetzmittel,
welche die ersten und zweiten Signale empfangen, wobei die Mittel
das erste Signal mit der ersten Frequenz für das Umsetzen der zweiten
Frequenz auf die Referenzfrequenz verwenden und so als Ausgabe das
Referenzsignal erzeugen, einer Vielzahl von Phasenregelkreis-Vorrichtungen
mit einem Referenzfrequenzeingang, welcher das Referenzsignal in
einer im wesentlichen ähnlichen
Weise empfängt,
und einem Ausgang, der ein Signal mit einer Zwischenfrequenz liefert,
Frequenzumsetzmitteln mit einem Eingang für ein umzusetzendes Signal,
einem Ausgang für
ein frequenzuingesetztes Signal und einer Vielzahl von Eingängen für ein Zwischenfrequenzsignal,
wobei jeder Eingang mit einem Ausgang einer entsprechenden Phasenregelkreis-Vorrichtung
verbunden ist.
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Ein weiteres Ziel der Erfindung ist
die Verwendung eines Schaltkreises des oben genannten Typs zur Umsetzung
eines modulierten, zur Übertragung
bestimmten Signals in ein VHF- oder
UHF-Frequenzband.
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Es ist zu beachten, daß die vorliegende
Erfindung es auch ermöglicht,
Umkehrfunktionen zu erzeugen, d. h. sie kann die Verwendung eines
obengenannten Schaltkreises zum Abwärtsumsetzen eines Signals zum Ziel
haben, welches im VHF- oder UHF-Frequenzbereich moduliert ist und
in ein moduliertes Signal mit einer niedrigen Frequenz umgesetzt
wird.
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Ein weiteres Ziel der Erfindung ist
die Verwendung eines oben beschriebenen Schaltkreises zum Ansteuern
eines Leistungsverstärkerschaltkreises
eines Senders mit einem modulierten Signal, das frequenzunigesetzt
ist.
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Ein weiteres Ziel der Erfindung ist
die Verwendung eines oben beschriebenen Schaltkreises für eine Abwärtsumsetzung
eines in einem VHF- oder UHF-Frequenzbereich modulierten Signals
in ein moduliertes, niedrigfrequentes Signal.
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Ein weiteres Ziel der vorliegenden
Erfindung ist ein Verfahren zum Umsetzen einer Frequenz mit den Schritten:
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Erzeugen (70) eines Referenzsignals
(Sref), das bei einer Referenzfrequenz (Fref) oszilliert, mittels:
- – eines
Oszillatorschaltkreises (4, 6), der ein erstes
Signal mit einer ersten Frequenz (Fh) erzeugt,
- – einer
direkten digitalen Synthesevorrichtung (22, 24)
zum Erzeugen eines zweiten Signals, das eine zweite Frequenz (Fdds)
schwingt, durch Berechnung, wobei die Berechnung von einem logischen
Schaltkreis durchgeführt
wird, der von dem ersten Signal getaktet wird, und
- – Frequenzumsetzmitteln
(74), welche die ersten und zweiten Signale empfangen,
wobei die Mittel das erste Signal mit der ersten Frequenz (Fh) zum
Umsetzen der zweiten Frequenz (Fdds) auf die Referenzfrequenz (Fref)
verwenden und so das Referenzsignal (Fref) erzeugen,
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Erzeugen eines Signals (OL1, OL2)
mit einer Zwischenfrequenz (Fol1, Fol2) mittels einer Vielzahl von Phasenregelkreis-Vorrichtungen
(PLL1, PLL2), die jeweils einen Referenzfrequenzeingang aufweisen,
welche das Referenzsignal (Sref) im wesentlichen auf ähnliche
Weise empfangen; Durchführen
einer Vielzahl von Frequenzumsetzungen mittels eines Schaltkreises
(50), der einen Eingang für ein umzusetzendes Signal
(Fnum), einen Ausgang für
ein frequenzumgesetztes Signal (FRF) und eine Vielzahl von Eingängen für ein Zwischenfrequenzsignal
aufweist, wobei jeder Eingang mit einem Ausgang einer entsprechenden
Phasenregelkreis-Vorrichtung verbunden ist.
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Die bevorzugten Ausführungen
der Erfindung sind in den abhängigen
Ansprüche
definiert.
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Man muß verstehen, daß alle optionalen
Merkmale, die im Zusammenhang mit den erfindungsgemäßen Schaltkreisen
dargestellt wurden, entsprechend oben genannte Verfahren gelten;
das gleiche gilt für
die folgende Beschreibung der bevorzugten Ausführungen.
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Die Erfindung ist besser zu verstehen
und deren Vorteile ergeben sich klarer aus der folgenden Beschreibung
einer detaillierten Ausführung,
die lediglich als nicht beschränkendes
Beispiel mit Bezug auf die Figuren vorgesehen ist.
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Die Figuren zeigen im einzelnen:
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1,
die bereits beschrieben wurde, ist ein vereinfachtes Blockdiagramm
eines klassischen indirekten Frequenzsyntheseschaltkreises, der
auf einem Phasenregelkreis basiert;
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2,
welche ebenfalls beschrieben wurde, ist ein vereinfachtes Blockdiagramm
eines klassischen direkten Frequenzsyntheseschaltkreises, der auf
einem direkten digitalen Frequenzsyntheseschaltkreis basiert;
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3,
die bereits beschrieben wurde, ist ein vereinfachtes Blockdiagramm
einer Modulationsstufe gemäß der COFDM-Technik;
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4,
die bereits beschrieben wurde, zeigt das Frequenzspektrum der Modulationsstufe
von 3;
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5,
die bereits beschrieben wurde, ist ein vereinfachtes Blockdiagramm
des Frequenzumsetzschaltkreises für das in 2 dargestellte Signal gemäß dem Stand
der Technik;
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6,
die bereits beschrieben wurde, zeigt die Signale an verschiedenen
Punkten des in 3 dargestellten
Schaltkreises;
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7 ist
ein Blockdiagramm eines Frequenzsynthesizers gemäß der vorliegenden Erfindung,
und
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8 ist
ein Blockdiagramm des in 7 dargestellten
Schaltkreises, der in dem Doppel-Frequenzumsetzschaltkreis
von 5 implementiert
ist.
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Die 7 ist
eine vereinfachte Darstellung der Hauptelemente eines Frequenzsyntheseschaltkreises gemäß der vorliegenden
Erfindung.
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Der Schaltkreis 70 umfaßt einen
Oszillator 4 mit einer Zeitbasis, die durch einen Quarzkristall 6 bestimmt
ist, dessen Grundfrequenz Fh in dem Beispiel 10 MHz beträgt.
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Der Ausgang des Oszillators 4 ist
mit dem Takteingang Fh einer klassischen direkten digitalen Frequenzsyntheseeinheit
(DDS) 22 verbunden, wie sie bezüglich 2 beschrieben ist. Wie oben erklärt, empfängt diese
Einheit Programmierdaten, die sie dazu veranlassen, die trigonometrischen
Berechnungswerte für aufeinanderfolgende
Phasenwinkel unter Verwendung einer synchronen Logik zu erzeugen,
die von dem Oszillator 4 getaktet wird. Diese aufeinanderfolgenden
trigonometrischen Werte werden an den Eingang eines Digital-/Analogwandlers 24 geliefert,
der daraufhin ein Spannungssignal erzeugt, welches sich aus einer
Funktion der trigonometrischen Werte ergibt, um ein periodisches
Signal mit der programmierten Frequenz zu erzeugen. In diesem Beispiel
hat das von dem Digital-/Analogwandler
abgegebene periodische Signal eine Frequenz Fdds gleich 2,25 MHz,
welche geringfügig
kleiner als ein Viertel der Frequenz Fh des Oszillators 4 ist, der
die synchrone Schaltung der direkten digitalen Frequenzsynthesevorrichtung 22 taktet.
Typischerweise liegt das Verhältnis
dieser Frequenz Fh zu der oben genannten Frequenz Fdds zwischen
1/5 und 1/4 Fh.
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Der Digitial-/Analog-Umwandlerschaltkreis 24 ist
in der üblichen
Weise von einem Taktsignal gesteuert, welches in dem erfindungsgemäßen Beispiel
das Signal mit der Frequenz Fh des Oszillators 4 ist. Dementsprechend
liefert der Oszillator 4 das gleiche Taktsignal sowohl
an den DDS-Schaltkreis 22 als auch an den Digital-/Analogkonverter 24.
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Es ist zu bemerken, daß die Frequenz
Fh im Vergleich zu den Grenzen des DDS-Schaltkreises 22 gering
ist, welche im allgemeinen um eine Größenordnung darüber liegen,
d. h. ungefähr
120 MHz.
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Statt der direkten Verwendung als
Ausgangssynthesesignal wird der Ausgang des direkten Frequenzsyntheseschaltkreises 22 über ein
Bandpaßfilter 72 an
einen ersten Eingang Em1 eines Mischers 74 gelegt, der
zwei Eingänge
Em1 und Em2 und einen Ausgang Sm aufweist.
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Gemäß der vorliegenden Erfindung
empfängt
der zweite Eingang Em2 des Mischers 74 das Signal mit einer
Frequenz Fh von dem Oszillator 4. Dieses Signal wird direkt
an den Eingang Em2 des Mischers 74 gelegt.
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Daher erzeugt der Ausgang des Mischers 74 eine
Frequenzmischung, die sowohl die Summe der Frequenzen Fh und Fdds,
als auch die Differenz dieser Frequenzen umfaßt. Die Summe dieser Frequenzen
Fh und Fdds soll als Fref bezeichnet werden. Diese Frequenz Fref
ist daher, basierend auf den Figuren des Beispiels, gleich 10 MHz
+ 2,25 MHz, d. h. 12,25 MHz.
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Der Mischer 74 führt daher
eine Frequenzumsetzung durch, wobei dieser von dem Oszillator 4 für diese
erfindungsgemäße Umsetzung
das gleiche Signal wie das zum Erzeugen der Frequenz Fdds benutzte
verwendet.
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Das Signal Sref mit einer Frequenz
Fref wird extrahiert und von der durch den Mischer 74 erzeugten Frequenzmischung
mittels eines Bandpaßfilters 76 separiert,
dessen Mittenfrequenz fest bei Fref liegt, d. h. in dem betreffenden
Beispiel bei 12,25 MHz.
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Diese Frequenzumsetzung an dieser
Stelle des Schaltkreises ist bemerkenswert, insbesondere im Hinblick
auf den Gewinn bei dem Signal-zu-Rauschverhältnis bezogen auf das Synthesesignal
Sref der gleichen Frequenz, welche sich direkt aus den Schaltkreisen 22 und 24 erge ben
würde,
und das eine Oszillationsfrequenz Fh aufweist, die in diesem Fall
bei ungefähr
50 MHz liegt.
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Tatsächlich wird diese Frequenz
Fdds in die Frequenz mit der Referenzfrequenz Fh selbst umgesetzt, anstatt
einfach die verbundene Funktion zu verwenden, d. h. die Frequenz
des direkten Syntheseschaltkreises 22, welcher mit zwei
lokalen Frequnezen angesteuert wird oder diese addiert.
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Wenn dieser Schritt durchgeführt ist,
wird das Signal-zu-Rauschverhältnis
um einen Faktor fünf
(in dem betreffenden Beispiel) verbessert: statt des Betriebs des
Ausgangs der DDS-Einheit
mit 12,25 MHz, wobei eine solche Frequenz Probleme hinsichtlich
Spitzen, spektraler Unreinheiten, Auflösung, etc...., ergeben würde, wird
dieser Arbeitsschritt tatsächlich
bei einer Frequenz von 2,25 MHz durchgeführt, die fünf mal geringer ist. Jedoch
wird diese Frequenz mit den 10 MHz der Referenz summiert, die immer
eine hohe spektrale Qualität
aufweist (und die auch die Referenzfrequenz für den direkten Frequenzsyntheseschaltkreis
ist), um eine neue Frequenz von 12,25 MHz zu erzeugen. Die Verstärkung hinsichtlich
des Ersatzrauschens, das von einem Phasenregelkreis multipliziert
wird, ist daher 20log5, was beachtlich und fast gleich 14 dB ist.
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Da der Oszillator 4 bei
einer im Vergleich niedrigeren Frequenz von 10 MHz arbeitet, sind
die Auflösungsschritte
des Schaltkreises für
die Ausgangsfrequenz Fref besonders fein. Wenn tatsächlich der
direkte Frequenzsyntheseschaltkreis 22 ein 32-Bit-Binärsystem
bilden soll, was im allgemeinen der Fall ist, dann beträgt das Grundinkrement
dieses Schaltkreises Fh/232, wobei Fh =
10 MHz. Dieses Inkrement bleibt nach der Umsetzung Fh + Fdds = Fref
= 12,25 MHz gleich. In anderen Worten bietet die erfindungsgemäße Umsetzung in
diesem Fall im Vergleich zu einer klassischen Ausführung, bei
der die Frequenz Fh des Oszillators um 50 MHz liegen muß, einen
Auflösungsgewinn
von einem Faktor in der Größenordnung
von fünf.
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Im weiteren soll nun anhand der 8 ein Beispiel einer Ausführung des
Schaltkreises von 7 im Zusammenhang
mit einem Doppel-Umsetzungs-Frequenzsyntheseschaltkreis diskutiert
werden, um ein ursprüngliches,
mit einer relativ niedrigen Frequenz von 18 MHz moduliertes Signal
in das UHF-Band zu bringen. Der in diesem Beispiel verwendete Doppel-Umsetzschaltkreis
selbst ist derjenige, welcher anhand der 3 bis 6 beschrieben
ist. Dementsprechend werden diese Aspekte der Kürze wegen hier nicht nochmals
beschrieben.
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Der Schaltkreis 80 der 8 umfaßt vier Hauptblöcke:
- – den
in 7 gezeigte Frequenzsyntheseschaltkreis,
welcher das Bezugszeichen 70 trägt und mit punktierten Linien
gekennzeichnet ist. Das am Ausgang des Bandpaßfilters 76 vorliegende
gefilterte Signal wird in einer funktionssymmetrischen Weise an
die Referenzeingänge
der zwei PLLs, d. h. an die Teilerschaltkreise 9a und 9b,
weitergeleitet;
- – zwei
PLL-Schaltkreise, die mit PLL1 und PLL2 bezeichnet sind, welche
bis auf die Programmierwerte der Eingangs- und Ausgangsteiler, d.
h. R bzw. N für
PLL1 und T und Q für
PLL2 gegenseitig die gleiche Konfiguration aufweisen. Diese Schaltkreise
gleichen ferner dem Schaltkreis von 2,
wobei deren Bestandteile die gleichen Bezugszeichen tragen, welchen
die Buchstaben „a" oder „b" folgen, abhängig davon,
ob diese zu dem Schaltkreis PLL1 oder entsprechend zu dem Schaltkreis
PLL2 gehören.
Das Programmieren der PLLs, um in dem vorliegenden Zusammenhang
die erwünschte
Frequenz zu erhalten, liegt innerhalb des Könnens des Fachmanns und soll
hier der Übersichtlichkeit
wegen nicht nochmals beschrieben werden; und
- – einen
Doppel-Umsetzungsmischer- und Filterschaltkreis 50, der
identisch zu dem bereits mit Bezug auf 5 Beschriebenen ist.
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Die einzelnen Bestandteile dieser
Schaltkreise sollen im weiteren nicht nochmals beschrieben werden, da
sie bereits im Detail vorgestellt wurden.
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Der Ausgang des Frequenzsyntheseschaltkreises 70 dient
dazu, die Referenzfrequenzen Fref an jeden der zwei PLL-Schaltkreise
(PLL1 und PLL2) zu liefern.
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Der Schaltkreis PLL1 dient als zusätzlicher
Mischer 52 des Doppel-Umsetzungsschaltkreises 50,
wobei das Signal OL1 die erste Umsetzfrequenz Fol1 aufweist.
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Dementsprechend dient der Schaltkreis
PLL2 als zusätzlicher
Mischer 56 des Doppel-Umsetzschaltkreises 50,
wobei das Signal OL2 die zweite Umsetzfrequenz Fol2 aufweist.
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Im weiteren sollen nun die Arbeitsweise
und die Merkmale des Schaltkreises 80 beschrieben werden.
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Der Schaltkreis gestattet das Zusammenführen von
Funktionen.
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Die erste dieser Funktionen ist die
auszuführende
Frequenzumsetzung.
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Eine zweite Funktion ist – in dem
betrachteten Fall – die
eines Breitband-UHF-Frequenzsynthesierers mit feinen Auflösungsschritten.
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Ein bemerkenswertes Merkmal des Schaltkreises
ist dessen Verknüpfung
der zwei Umsetzungsfrequenzen Fol1 und Fol2 in dessen Frequenzeinteilung,
so daß am
Ausgang die Gleichung für
die Frequenzeinteilung zu der gewünschten Frequenz führt.
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Der Begriff Frequenzeinteilung (frequency
plan) bezieht sich auf Gleichungen, die für eine bestimmte Frequenz alle
anderen Zwischenrechnungen lösen.
Das bedeutet, daß die
Stellen anderer, unterschiedlicher Frequenzen für die am Ausgang erwünschte Frequenz
berücksichtigt
werden. In diesem Fall gibt es eine Frequenz am Eingang, die der
Frequenz Fh (10 MHz) des Referenzsignals entspricht, sowie eine
erwünschte UHF-Ausgangsfrequenz.
Die Frequenzeinteilung definiert die Zwischenfrequenzen, die verwendet
werden. Zum Beispiel ist die Frequenz Fol1 eine Zwischenfrequenz:
diese Frequenz wird berücksichtigt,
um sie später mit
Fol2 zu addieren.
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In dem vorliegenden Fall wird das
Signal in die UHF-Kanalfrequenz in dem sehr breiten Frequenzband von
470 bis 860 MHz in 1 Hz-Schritten mit den erforderlichen Eigenschaften
des Phasenrauschens umgesetzt.
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Um dies zu erreichen, werden zwei
grundlegende Techniken angewandt: die direkte digitale Synthese und
die indirekte Synthese, die auf PLL-Schaltkreisen fußt.
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Wenn die Phasenrauschen-Parameter
eingestellt werden, muß die
Arbeitsfrequenz der PLLs und das Rauschen, das sie erzeugen, berücksichtigt
werden, indem das Verhältnis
zwischen den Ausgangsfrequenzen aller Schleifen und ihre Arbeitsfrequenz
multipliziert werden. Im Stand der Technik ist es notwendig, eine äquivalente
Struktur mit mehreren Schleifen zu verwenden, um das erforderliche
Phasenrauschen zu erreichen, das sich dennoch auf einem guten Niveau
befindet.
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Statt dessen wird gemäß dem Schaltkreis 80 der 8 die Verwendung solcher
eingebetteten Schleifen durch Ausnutzung der Tatsache vermieden,
daß es
möglich
ist, die feine Auflösung
(Schleife PLL2) zu erreichen, indem eine Ausgangsfrequenz Fref auf
der Basis des Schaltkreises 70 erzeugt wird. Wie oben erklärt, bietet
dieser Ansatz einen großen
Vorteil hinsichtlich des Signal-zu-Rausch-Verhältnisses.
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Da die Frequenzeinteilung bereits
eine doppelte Frequenzumsetzung zum Umsetzen des zu übertragenden
Signals beinhaltet, werden daraufhin die kleinen Schritte in den
Frequenzsprüngen
durch die PLL-Zähler
an zwei Stellen erzeugt. Jedoch liegen diese bei einer gegebenen
Ausgangsfrequenz vor, wenn solche kleinen Auflösungsschritte erzeugt werden.
Mit dem Beginn der Ausführung
eines Multiplikationsschrittes mittels eines PLL bei der gleichen
Frequenz, wird die Auflösung
mit dem gleichen Faktor multipliziert. Daher zieht die erste Umsetzung,
die an dieser Stelle durchgeführt
wird, ebenfalls ihren Vorteil aus der fünffachen Auflösungsverbesserung,
die sich durch den Schaltkreis 70 ergibt.
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Der Schaltkreis 70 nutzt
den Vorteil der direkten digitalen Synthesetechnik, die heutzutage
Ausgangsfrequenzen in der Höhe
von 30 bis 40 MHz bietet. Wenn jedoch diese Schaltkreise bei solchen
Frequenzen verwendet würden,
müßte eine
nicht übliche
Taktfrequenz verwendet werden, da die Taktfrequenz zum Erzeugen
einer Ausgabe von 30 bis 40 MHz mindestens 3- oder 4-mal größer als diese Frequenz ist.
Heutzutage steht kein solcher Oszillator zur Verfügung, der
die Qualität
und den Standard aufweist, der heutzutage mit kommerziell erhältlichen
10-MHz-Oszillatoren zur Verfügung
steht.
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Andererseits gestattet die Erfindung,
die ursprüngliche
Standardtaktfrequenz von 10 MHz zu verwenden, welche weit verbreitet
verwendet wird, so daß der
Schaltkreis 70 kleine Auflösungsschritte ermöglichen kann,
während
der Vorteil einer Ausgangsfrequenz gleich 12,25 MHz in dem betrachteten
Beispiel gewährleistet
ist.
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Zur Verwendung der direkten digitalen
Frequenzerzeugung in Frequenzsyntheseschleifen mit hoher spektraler
Qualität,
wie bei der vorliegenden Erfindung, müssen die Einschränkungen
bei der Verwendung der direkten Syntheseschaltkreise für nicht
kontinuierlichen Frequenzbereiche berücksichtigt werden. Mit anderen Worten
erfordert ein kontinuierlicher Bereich der Frequenzveränderung
am Ausgang das Einstellen des digitalen Synthesizers, um diesen
in einem kontinuierlichen Frequenzbereich zu verwenden. In dem umgekehrten Fall
werden kri tische Fälle
durchlaufen, an denen Spitzen zu erwarten sind. Dementsprechend
wird ein Frequenzband begrenzt, um diese Phänomene zu vermeiden. Da das
Frequenzband begrenzt ist, ist es notwendig, eine Frequenzumsetzung
zu erzeugen, um die multiplikativen Effekten eines PLLs (Fol1 und
Fol2) nicht hinnehmen zu müssen.
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Das Einbringen einer solchen variablen
Frequenz, um feine Schritte zu ermöglichen, macht erforderlich,
daß zwei
PLLs – die
auch mit der gleichen Frequenzeinteilung arbeiten – sich nicht
durch deren eigenen Vergleichsfrequenzen unterbrechen und somit
verriegelungsinduzierte Spitzen erzeugen.
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Aus diesem Grund empfangen die zwei
PLLs an ihren Eingängen
genau die gleiche Referenzfrequenz. Daher schwanken die Referenzfrequenzen
der zwei PLLs (PLL1 und PLL2) gleichermaßen und verfolgen sich am Ausgang
gegenseitig in der gleichen Weise. Daher treffen sich die entsprechenden
Spitzen der PLLs niemals.
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Die Optimierungsbedingung für das System
macht erforderlich, daß die
Verriegelungsfrequenzen Fol1 und Fol2 Harmonische voneinander sein
müssen.
In anderen Worten ist es relativ wahrscheinlich, die zwei Frequenzen,
die gleich sein sollen, bei ungefähr 3 MHz, wie in dem Beispiel,
zu extrapolieren, d. h. diese haben genau den gleichen Wert, wobei
jedoch einer bei einer Rate arbeitet, die zweimal oder im allgemeinen
2 hoch n mal geringer ist, als die des anderen. In diesem Fall ist
das Ergebnis das gleiche: es ergibt sich die harmonische Modenbedingung
zwischen den Spitzen, wobei diese nicht miteinander interferieren.
Tatsächlich „sehen" sich die PLL-Systeme,
wenn zwei Kreise zueinander unterschiedliche Frequenzen haben und
in der gleichen Anwendung betrieben werden, insofern, als daß die Frequenzen
der zwei PLLs Stör-Schwebungsfrequenzen
erzeugen. Diese Frequenzen interferieren miteinander mit einem Pegel,
der in dBs nicht besonders wesentlich ist; jedoch ist dieser auf
Spektrumsebene sichtbar. Die Frequenzeinteilung ist abhängig von
der gewünschten
Frequenz verschiebbar. Wenn diese Frequenzen beginnen, sich zu verschieben,
durchläuft
das System Stör-Schwebungsfrequenzen,
die sich bemerkbar machen, jedoch unerwünscht sind und meistens nicht
steuerbar sind.
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Im Gegensatz dazu liegen hier an
den PLLs erfindungsgemäß genau
die gleichen Frequenzen vor, und es ergeben sich keine Störschwebungen.
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Es ist ersichtlich, daß die Erfindung
für Frequenzsynthesesysteme
anwendbar ist, die mehr als zwei PLL-Schaltkreise parallel verwenden.
In diesem Fall müssen
lediglich die Gleichungen gelöst
werden, welche die Frequenzeinteilung einstellen. Tatsächlich muß die Referenzfrequenz
Fref für
eine erwünschte
Ausgangsfrequenz berechnet werden. Wenn sich diese bewegt, bewegt
sich die Frequenz Fol1 mit. Wenn sich die letztere bewegt, weil
sie mit der Frequenz Fol2 summiert wird, die sich ebenfalls verschiebt,
ergibt sich eine Gleichung für
den Ausgang, die schwierig zu lösen
ist. Jedoch sind die Berechnungen immer in erster Ordnung konvergent.
Durch die Tatsache, daß die
zwei verwendeten Frequenzen auf dem gleichen Signal basieren, durchlaufen
alle durch die Phasenrauschenveränderungen
hervorgerufenen Effekte den gleichen Weg, den auch das Signal selbst
nimmt, aufgrund des Prinzips der Umsetzfrequenzmischung. Diese Effekte
kombinieren sich nur additiv, nie multiplikativ. Wenn gegenseitige
Schwebungseffekte durch Störschwebungen
vermieden werden sollen, muß die
Frequenzunisetzungsfunktion so erzeugt werden, daß die gewünschten
Frequenzen injiziert werden und die Summe der erwünschten
Schwebung extrahiert wird. Das Phasenrauschen am Ausgang ist nur
mit dem Betrieb der letzten Schleife PLL1 verbunden. Tatsächlich sind
andere Schleifen einfacher zu implementieren, da sie am Ausgang
nur durch die Umsetzung zum Phasenrauschen beitragen, und daher bewirkt
die Schleife, welche die stärkste
Beschränkung
bezüglich
der Frequenz auferlegt, und somit die letzte Schleife, Phasenrauschen,
wobei diese Schleife, ein breites Frequenzband hat. Alle anderen
Schleifen liegen 10 bis 12 dB unter dem Ausgangsphasenrauschen und
tragen lediglich weniger als 1 dB zur Verschlechterung des Ausgangsrauschspektrums
bei. Im Zusammenhang mit Hochfrequenzübertragungen wird ein System
gesucht, das bei sehr hohen Verriegelungsfrequenzen arbeitet, da
dies den Vorteil mit sich bringt, daß für den Komparator eine sehr
geringe Rauschbasis vorgesehen ist, da die Rauschbasis des gewünschten
Vergleichspegels die des Vergleichers multipliziert mit 20·log(Multiplikation
der Einrastfrequenz mit der gewünschten Ausgangsfrequenz)
ist. Diese Stelle beeinflußt
oft das Spektrum zwischen dem Integrations-Pol und der Cutoff-Frequenz
des Filters der Schleife, die ermittelt werden müssen, um die gewünschte Phasenverriegelung und
die Stabilitätskriterien
zu optimieren und zu erfüllen.
Es werden geringe Teilerraten aufrechterhalten, um eine hohe Vergleichsfrequenz
aufrechtzuerhalten. Um jedoch am Ausgang einen kleinen Frequenz-Inkrementschritt
vorzusehen, wird am Eingang des PLLs eine Referenzfrequenz verwendet,
welche die Verriegelungsfrequenz des Oszillators ausreichend verschiebt,
während
Abweichungen minimiert werden, um das Phasenrauschen und die Störspitzen
in dem Spektrum zu optimieren. Diese geringen Raten erlauben es
trotzdem, Frequenzinkremente zu erzeugen, welche den Ausgangs-Abweichungsbereich
vervollständigen,
der von der Referenzfrequenzänderung
an den Eingängen
der PLLs erzeugt wird. Um den Auflösungsverlust zu kompensieren,
werden die Inkremente der Frequenz Fol1 in der Frequenzeinteilung
ausgenutzt, die ungefähr
7- bis 8-mal kleiner als die gewünschten
UHF-Frequenzen sind,
so daß deren
Auflösung
durch das gleiche Verfahren nicht genauso verschlechtert wird, da
diese nur mit einem Verhältnis
von 10 verschlechtert werden. Wenn wir diese feinen, mit 10 multiplizierten
Inkremente nur an der Stelle der Signalumsetzung einbringen, wird
diese feine Auflösung
direkt am Ausgang wiederhergestellt, so daß die durch die Erfindung notwendige
Struktur von sich aus gestattet, eine Frequenzauflösung am
UHF-Ausgang zu erreichen,
die im Vergleich zu der Auflösung des
direkten digitalen Syntheseschaltkreises DDS bei dessen Verwendung
mit der Frequenz Rh nur um den Faktor 10 verschlechtert ist. Die
Verbesserung der Auflösung
ist dann das Verhältnis
der Frequenz am UHF-Ausgang zu der Ausgangsfrequenz des DDS-Schaltkreises
(2,25 MHz), der um 10 schlechter ist, wodurch sich bei einer gewünschten
Ausgangsfrequenz von 860 MHz eine Verbesserung von ungefähr 38 ergibt. Die
doppelte Umsetzung ermöglicht
es, die Summe der Frequenzauflösungen
der Schleife des ersten lokalen Oszillators bei der Frequenz Fol1
mit der Auflösung
der zweiten PLL-Schleife (PLL2) zu addieren, deren Frequenzmultiplikationsrate
höher ist.
Wenn dieses System gelöst
wird, ergeben sich Vorteile aus der Auflösung der ersten Schleife, welche
nur durch das Signal mit der Frequenz Fol1 verschlechtert ist und
nicht durch das Signal Fol2, das nur die mögliche Frequenzabweichung vervollständigt.
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Das System macht es möglich, bei
einer sehr hohen Verriegelungsfrequenz zu arbeiten, wodurch sich ein
optimiertes Phasenrauschen am UHF-Ausgang und am FOL1-Ausgang ergibt.
Das Ausgangsphasenrauschen ist virtuell mit der Schleife FOL2 verknüpft, jedoch
ist die Auflösung
der letzteren nicht verschlechtert, da diese von der Frequenz Fol1
bewirkt wird. Ferner wird die Auflösung am Anfang durch den Schaltkreis 70 umgesetzt,
wodurch ein Faktor von 6 hinzugewonnen wird.
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Im folgenden sind die auffallenden
Merkmale der Erfindung zusammengetragen, wie sie im Zusammenhang
mit dem Schaltkreis von 8 implementiert
ist:
- – das
Vorsehen eines ersten lokalen Oszillators mit der Frequenz Fol1
als die erste Umsetzstufe eines ersten modulierten Signals und eines
zweiten modulierten Signals;
- – das
Vorsehen eines zweiten lokalen Oszillators mit der Frequenz Fol2
als die zweite Umsetzstufe eines zweiten modulierten Signals in
ein gewünschtes
Ausgangssignal;
- – die
vorliegende Struktur bietet eine ursprüngliche Frequenzeinteilung,
um die Mittenfrequenz entweder für
das UHF-Band (470 bis 860 MHz) oder für das VHF-Band (170 bis 230
MHz) zu erzeugen, d. h. für
die Übertragungsbänder III,
IV und V;
- – die
feinen Auflösungsschritte
basieren auf einer Struktur, welche auf einem Synthesizer fußt, der
in die Gesamtstruktur eingefügt
ist, um störenden
Rauschpegel abzuschwächen.
Die Struktur wird mit einer Standardfrequenz (10 MHz) betrieben,
ohne daß diese
multipliziert wird. Eine Frequenzumsetzung macht es möglich, die
Ausgangsfrequenz der digitalen Struktur anzuheben, um das Phasenrauschen
und den Spitzenpegel in der Nähe
der Mittenfrequenz sowie in Bezug auf die Frequenzauflösung zu
verbessern;
- – die
Struktur von 8 weist
nur zwei Phasenregelkreise auf, um nur die zwei Frequenzen Fol1
und Fol2 mit einer sehr guten spektralen Qualität zu erzeugen, die den gültigen Standards
für das
terrestische digitale Fernsehen entsprechen;
- – die
Struktur bietet ferner eine wirtschaftliche Optimierung der Herstellungskosten
u. a. durch Integration der Funktion des Umsetzens des modulierten
Signals in eine Frequenzeinteilung.
