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Bereich der
Erfindung
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Die
Erfindung betrifft einen Doppelzugriffsmodulator mit einem Frequenzsynthesizer
und insbesondere einen Synthesizer zur Verwendung in einem Breitbandfunksender,
insbesondere, jedoch nicht ausschließlich dem Senderteil eines
Sender-Empfängers.
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Hintergrund
der Erfindung
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In
den jüngsten
Jahren wurden Frequenzsynthesizer entwickelt, die eine direkte Modulation
eines von einer Phasenregelkreisschaltung (einer PLL-Schaltung)
erzeugten Trägersignals
durch rasches Variieren des momentanen Werts eines verstellbaren
Teilers ermöglichen,
der einen Teil der PLL-Schaltung bildet, wobei der verstellbare
Teiler von ei nem von einer digitalen Mehrfachakkumulatorschaltung
des Sigma-Delta-Typs ausgegebenen digitalen Signal gesteuert wird,
das so wirkt, dass es das von einem derartigen System erzeugte Rauschen
so formt, dass es hauptsächlich
bei höheren
Frequenzen auftritt, bei denen es vor dem Senden des Signals (durch
das natürliche
Tiefpassfilterverhalten des geschlossenen PLL) leichter herausgefiltert
werden kann. Derartige Frequenzsynthesizer können eine sehr gut gesteuerte
Modulation mit einem ausreichend niedrigen Signal-Rauschverhältnis (SNR) – und insbesondere
Signal-Phasenrauschverhältnis – bei verhältnismäßig niedrigen
Modulationsfrequenzen erzeugen, wodurch sie vielerlei praktische
Anwendungen finden. Aufgrund des von der digitalen Mehrfachakkumulatorschaltung
verwendeten Typs der Rauschformung ist es jedoch schwierig, ein
derart niedriges SNR aufrechtzuerhalten, wenn eine höhere Bandbreite
für das
Modulationssignal erforderlich ist. Dies liegt daran, dass die Rauschformung
die Summe des niederfrequenten Rauschens zu Lasten einer Erhöhung der
Summe des hochfrequenten Rauschens verringert.
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Wie
in 1 der beiliegenden Zeichnungen gezeigt, ist in
unserem US-Patent 6 211 747 ein Direktmodulations-Fractional-N-Mehrfachakkumulator-Frequenzsynthesizer
l zur Erzeugung eines modulierten Hochfrequenzsignals 110 durch
Modulieren eines Trägersignals
durch ein Modulationssignal 170, 121 beschrieben,
wobei der Frequenzsynthesizer einen spannungsgesteuerten Oszillator
(,VCO') 10 mit einem
Abstimmungsanschluss zur Steuerung der Frequenz des vom VCO ausgegebenen
Signals 110, einen verstellbaren Teiler 20 und
einen Sigma-Delta-Mehrfachakkumulator-Sequenzgenerator 21 zur Steuerung
des verstellbaren Teilers 20, einen Bezugs frequenzgenerator 50,
einen Phasendetektor 30 und ein Tiefpassfilter 40 umfasst.
Der Ausgang des Bezugsfrequenzgenerators 50 ist an einen
negativen Eingang 29 des Phasendetektors 30 angeschlossen. Der
Eingang des verstellbaren Teilers 20 ist so angeschlossen,
dass er den Ausgang des VCO 10 empfängt, und der Ausgang des verstellbaren
Teilers 20 ist mit einem positiven Eingang 28 des
Phasendetektors 30 verbunden, so dass der verstellbare
Teiler 20, der Phasendetektor 30, das Tiefpassfilter 40,
eine Additionsschaltung 41 und der VCO 10 einen
Phasenregelkreis (,PLL')
bilden, dessen direkt moduliertes Ausgangssignal aus dem Ausgang
des VCO entnommen wird, wobei durch Verändern des Teilungsverhältnisses
des verstellbaren Teilers 20 eine bandinterne Modulation
und durch direktes Anlegen des Modulationssignals über die
Additionsschaltung 41 an den Abstimmungsanschluss des VCO
eine Außerbandmodulation
ausgeführt
wird.
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Es
wird darauf hingewiesen, dass sich der Ausdruck ,bandinterne Modulation' allgemein auf eine
Modulation der Trägerfrequenz
durch Komponenten des gesamten Modulationssignals bezieht, deren
Frequenz die Eckfrequenz nicht überschreitet, während ,Außerbandmodulation' eine Modulation
der Trägerfrequenz
durch Komponenten des gesamten Modulationssignals bezeichnet, deren
Frequenz die Eckfrequenz des Tiefpassfilters überschreitet, wobei bekannt
ist, dass die Eckfrequenz tatsächlich
ein gleichmäßiger Übergang
ist. Die genaue Definition von bandinterner und Außerbandmodulation
ist im vorliegenden Zusammenhang im Wesentlichen unwesentlich, da
die Übertragungscharakteristika
der Außerbandmodulation
komplementär
zu den Übertragungscharakteristika
der bandinternen Modulation sind.
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Der
im US-Patent 6 211 747 beschriebene Synthesizer bietet zufriedenstellende
Lösungen
für die
vorstehend angesprochenen Probleme. Wir sind jedoch insbesondere
bei Sendern für
Signale gemäß Standards,
wie beispielsweise EDGE (Enhanced Data for GSM) und WCDMA (Wide-band
Code Division Multiple Access, Breitband-Codemultiplexzugriff),
bei denen von einem PLL eine Phasenmodulation mit großer Bandbreite
und von einem Leistungsverstärker
eine Amplitudenmodulation vorgenommen werden, auf Schwierigkeiten
gestoßen.
Insbesondere kann der VCO Anzugseffekten aufgrund von Änderungen
des Stehwellenverhältnisses
(VSWR, Voltage Standing Wave Ratio,) auf den Leitungen zum VCO beispielsweise
aufgrund der Amplitudenmodulation unterliegen. Ebenso kann das System
beispielsweise aufgrund ihrer temperatur- und frequenzabhängigen Schwankungen
empfindlich auf einen Abgleich der Verstärkung der analogen Steuerung
des VCO reagieren.
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In
der Patentschrift
DE 100 65
657 ist ein Mehrkreissynthesizer beschrieben, der ganzzahlige Frequenzteiler
nutzt, und in der Patentschrift
US
5 493 700 ist ein Fractional-N-Synthesizer beschrieben,
der zwei Mehrfachakkumulator-Sequenzgeneratoren umfasst. Keine dieser
Druckschriften bietet jedoch eine Lösung der vorstehend angesprochenen Probleme
des niedrigen SNR bei einer hohen Bandbreite bei gleichzeitiger
Vermeidung weiterer unerwünschter
Auswirkungen, wie Anzugs- und Verstärkungsabgleichsproblemen.
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Es
besteht Bedarf an einem Frequenzsynthesizer mit einem Doppelzugriffsmodulator
zur Verwendung für
einen Breitbandfunksender, der bei minimalem Stromverbrauch eine
kosteneffektive Lösung
für derartige
Schwierigkeiten bietet.
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Zusammenfassung
der Erfindung
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Durch
die vorliegende Erfindung wird ein Frequenzsynthesizer geschaffen,
wie in den beiliegenden Patentansprüchen beschrieben.
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Kurze Beschreibung
der Zeichnungen
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1 ist
ein schematisches Diagramm des in unserem US-Patent 6 211 747 beschriebenen
Frequenzsynthesizers;
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2 ist
ein schematisches Diagramm eines Senders mit einem Frequenzsynthesizer
gemäß einer
beispielhaften Ausführungsform
der Erfindung; und
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3 ist
ein schematisches Diagramm eines Empfängers eines Sender-Empfängers mit
dem Sender gemäß 2.
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Genaue Beschreibung
der bevorzugten Ausführungsformen
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Bei
dem Sender gemäß 2 sind
denen des in 1 gezeigten Senders ähnliche
Elemente durch die gleichen Bezugszeichen bezeichnet. Bei dem Sender
gemäß 2 wurden
die vom DAC 70, der analogen Additionseinrichtung 41 und
dem HF-VCO 10 des Senders gemäß 1 gebildeten analogen
Doppelzugriffselemente durch neue Blöcke ersetzt, die durch die
Kombination eines VCO RX 201 mit einem Hochfrequenz-Bezugsphasenregelkreis
(einem Hochfrequenz-Bezugs-PLL) gebildet werden. Der Hochfrequenz-Bezugs-PLL
umfasst einen Phasendetektor 202 und ein Kreisfilter 208 mit großer Bandbreite,
das das Modulatorsignal an den HF-VCO TX 10 anlegt, und
der Rückführweg umfasst einen
Teiler 203 mit verstellbarem Verhältnis, der von einem Fractional-N-Sigma-Delta-Modulator 204 gesteuert
wird.
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Die
vorstehende Kombination hat den Vorteil, dass die Hochfrequenz digital
gesteuert wird, ohne dass eine Kompensation zwischen dem DAC 70 und
der HF-VCO-Verstärkungssteigung
erfolgen muss, um sie abzugleichen.
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Bei
genauerer Bezugnahme auf 2 werden die Quadraturkomponenten
I(1X) und Q(1X) eines zu sendenden Datensignals an die Eingänge eines
Konverters 260 zur Umwandlung von kartesischen in polare
Koordinaten angelegt. Der Konverter 260 legt ein Amplitudenmodulationssignal 262 an eine
Multiplikationseinrichtung 16 an, und ein weiterer Eingang
dieser empfängt über einen
bei 7 induktiv mit dem Ausgang des Leistungsverstärkers, der
die Antenne über
einen Duplexisolator 8 versorgt, der im vorliegenden Fall
Sende- und Empfangssignale eines Sender-Empfängers trennt, gekoppelten Leistungsdetektor 6 ein
Rückführsignal
von einem Senderleistungsverstärker 5.
Das Signal von dem Leistungsdetektor 6 wird durch einen
Analog-Digital-Wandler 9 zu einer Amplitudenausgangssteuerung 11 geleitet,
die das Rückführsignal
verarbeitet und das verarbeitete Signal an die Multiplikationseinrichtung 16 anlegt.
Der Ausgang der Multiplikationseinrichtung 16 wird über eine
programmierbare Verzögerungsschaltung 2 an
einen Digital-Analog-Wandler 3 angelegt, dessen Ausgang
die Verstärkung
des Leistungsverstärkers 4 steuert.
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Der
Sender umfasst einen Doppelzugriffsphasenmodulator 12,
der ein Frequenzmodulationssignal 261 von dem Konverter 260 empfängt. Das Frequenzmodulationssignal 261 wird
an eine Vorverzerrungsschaltung 206 und parallel an eine
Additionsschaltung 61 angelegt. Die Vorverzerrungsschaltung 206 kompensiert
das Modulationssignal 261, um eine während einer späteren Verarbeitung
des Signals eingebrachte Verzerrung zu kompensieren, und von einem
in die Vorverzerrungsschaltung 206 eingegebenen Versatzsignal 207 kann
ein Frequenzversatz angelegt werden. Das vorverzerrte Signal wird über eine
programmierbare Verzögerungsschaltung 205 an
den Fractional-N-Sigma-Delta-Modulator 204 angelegt, um
das Teilungsverhältnis
1/Nt des Teilers 203 mit verstellbarem Verhältnis und
die Frequenz und damit die Phase des an den Phasendetektor 202 angelegten
Signals zu steuern. Der Teiler 203 mit verstellbarem Verhältnis empfängt ein
Rückführsignal
vom Ausgang des VCO TX 10, und der Ausgang des Phasendetektors 202 wird
zur Steuerung seiner Frequenz über
ein Tiefpassfilter 208 mit einer hohen Grenzfrequenz von
beispielsweise mehr als 4 MHz an einen Abstimmungsanschluss des
VCO TX 10 angelegt, so dass der Teiler 203 mit
verstellbarem Verhältnis,
der Phasendetektor 202 und das Tiefpassfilter 208 einen
Breitband-PLL 14 bilden.
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Die
Additionseinrichtung 61 empfängt eine Kanalfrequenzauswahl
und ein automatisches Frequenzsteuersignal (ein ,AFC-Signal') 13 sowie
das Frequenzmodulationssignal 261, und die resultierende
Summe wird an den Fractional-N-Sigma-Delta-Modulator 21 angelegt,
dessen Ausgang 121 zur Steuerung des Teilungsverhältnisses
1/Nr des Teilers 20 mit verstellbarem Verhältnis verwendet
wird. Wie bei dem Sender gemäß 1 wird
das Rückführsignal
von dem Teiler 20 mit verstellbarem Verhältnis an einen
Eingang des Phasendetektors 30 angelegt, dessen anderer
Eingang das Frequenzbe zugssignal von dem Bezugsfrequenzgenerator 50 empfängt. Der
Teiler 20 mit verstellbarem Verhältnis empfängt das Rückführsignal vom Ausgang des VCO
TX 10, und der Ausgang 130 des Phasendetektors 30 wird über das
Tiefpassfilter 40 mit einer verhältnismäßig niedrigen Grenzfrequenz
von beispielsweise weniger als 200 kHz an einen Abstimmungsanschluss
des VCO RX 201 angelegt, so dass der Teiler 20 mit
verstellbarem Verhältnis,
der Phasendetektor 30, das Tiefpassfilter 40,
der VCO RX 201, der Phasendetektor 202 und das
Tiefpassfilter 208 einen Schmalband-PLL 15 bilden,
wobei der Breitband-PLL 14 im Schmalband-PLL 15 verschachtelt
ist.
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Beim
Betrieb wird der Hochfrequenzmodulationsinhalt von der Vorverzerrungsschaltung 206 vorverzerrt,
um die Frequenzabhängigkeit
des Breitband-PLL 14 zu kompensieren, und von der programmierbaren
Verzögerungsschaltung 205 verzögert, worauf
er den digitalen Modulator 204 auf eine der digitalen Fractional-N-Formung ähnliche
Weise ansteuert, um eine digitale Frequenzabweichung zu erzeugen,
die überabgetastet
wird. Die überabgetasteten
Werte werden zur Programmierung des Teilers 1/Nt 203 verwendet,
und der Ausgang des Teilers wird in dem mit hohen Frequenzen arbeitenden
Phasenkomparator 202 mit der mit einer niedrigen Frequenz
modulierten Bezugsfrequenz vom VCO RX 201 verglichen. Aufgrund
der hohen Bezugsfrequenz vom VCO RX 201 weist das im Phasenkomparator 202 erzeugte
Störrauschen
im Vergleich zu der Kristallfrequenz 50 eine hohe Frequenz
auf, wodurch eine Erhöhung
der Kreisbandbreite des Breitband-PLL 14 auf Werte ermöglicht wird,
die erheblich höher
als die Bandbreite des Filters 40 des Schmalband-PLL 15 sind,
wodurch eine genaue Steuerung des Hochfrequenzmodulationsinhalts
ermöglicht wird.
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Der
auf der Bezugsfrequenz 50, dem Phasenkomparator 30,
dem Kreisfilter 40 und dem Teiler 20 basierende
Betrieb des Schmalband-PLL 15 ähnelt dem der entsprechenden
Komponenten des Senders gemäß 1.
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Der
Teiler 1/Nr 20 wird mit dem Niderfrequenzmodulationsinhalt
moduliert, und die Bandbreite des Filters 40 des Schmalband-PLL 15 wird
so eingestellt, dass von dem mit der Kristallfrequenz 50 arbeitenden
Phasenkomparator 30 erzeugtes Störrauschen herausgefiltert wird.
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Durch
digitales Steuern des Teilers 1/Nt durch den Hochfrequenzmodulationsinhalt
und des Teilers Nr durch den Niederfrequenzmodulationsinhalt wird
das gesamte Frequenzmodulationssignal mit einer genauen Steuerung
erzeugt, da kein Abgleich erforderlich ist.
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Es
ist zu ermessen, dass die Verwendung einer polaren Modulation beim
drahtlosen Fernsprechwesen als sehr effektive HF-Übertragungstechnik
zur Verbesserung der Sprechzeit und zur Verringerung der Anzahl
der Teile bekannt ist. Der in 2 gezeigte
Sender ermöglicht
die Verwendung einer polaren Modulation für Breitbandanwendungen, wie
beispielsweise WCDMA (Wide-band Code Division Multiple Access, Breitband-Codemultiplexzugriff),
durch Anwenden einer Phasenmodulation durch die verschachtelten
PLLs 14 und 15 und einer Amplitudenmodulation
auf den Leistungsverstärker.
Der in 2 gezeigte Sender befriedigt den Bedarf an einer
Phasenmodulation mit einer großen
Bandbreite, die für derartige
Breitbandanwendungen erforderlich ist, durch die Architektur von
Doppelzugriffs- und Doppelkreis-PLLs 14 und 15,
wobei ein PLL 15 mit einer schmaleren Bandbreite arbei tet,
um die Kanalfrequenzen und die Schmalkreismodulation einzustellen,
sein Ausgang zum Ansteuern des anderen PLL 14 verwendet
wird, der eine breitere Bandbreite und höhere Betriebsfrequenzen aufweist,
und von dem zweiten Anschluss, den der Breitband-PLL 14 bereitstellt,
eine Hochfrequenzmodulation vorgenommen wird.
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Der
Sender gemäß 2 ist
besonders für eine
Sender-Empfänger-Vorrichtung
nützlich,
die zusätzlich
zu dem Sender einen Empfänger
aufweist, insbesondere wenn der Sender-Empfänger ein Dualstandard-Sender-Empfänger ist,
der so beschaffen ist, dass er mit einem Senden in einem Standard ohne
gleichzeitigen Empfang im anderen arbeitet. Dies ist beispielsweise
bei einem Sender-Empfänger der
Fall, der gemäß den Varianten
WCDMA und PCS/DCS (PCS/DCS: Personal Communications Service/Digital
Cellular System) der GSM-Standards (GSM:
Global System for Mobile Communications) arbeitet. Tatsächlich erfolgt
gemäß diesen
Standards am Benutzergerät
weder ein DCS- noch ein PCS-Empfang, während es einen WCDMA-Sendevorgang
ausführt.
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Wie
in 3 gezeigt, umfasst ein Dualstandard-Sender-Empfänger dieser
Art zusätzlich
zu einem Sender einen Empfänger
mit einem Demodulator mit einem Frequenzsynthesizer. In dem Empfänger wird
ein von der Antenne über
den Duplexisolator 8 empfangenes Signal zu einem Leistungsverstärker 301 und
einem Verstärker 302 mit
verstellbarer Verstärkung
geleitet. Das Signal von dem Verstärker 302 wird in I-
und Q-Quadraturkomponenten geteilt und hinsichtlich der Frequenz
von Multiplikationseinrichtungen 303 und 304 abwärtskonvertiert,
die VCO-Signalkomponenten von einem VCO RX empfangen, von denen
eine in Bezug auf die andere um π/2
phasenverschoben ist. Die Frequenz des VCO RX wird von einem Empfangs-PLL
gesteuert, der einen Phasenkomparator 306 umfasst, der
ein vom Ausgang des VCO RX über
ein Tiefpassfilter 307 empfangenes Rückführsignal an einen Abstimmungsanschluss des
VCO RX anlegt.
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Wie
in den 2 und 3 gezeigt, ist der VCO RX des
Empfängers
gemäß 3 bei
einem Dualstandard-Sender-Empfänger, der
so beschaffen ist, dass er mit einem Senden in einem Standard ohne
einen gleichzeitigen Empfang im anderen arbeitet, der gleiche wie
der bei dem Sender gemäß 2 verwendete
VCO RX 201, was zu einer erheblichen Kostenersparnis führt. Insbesondere
im Falle des WCDMA- und des PCS/DCS-Standard, auf die vorstehend
Bezug genommen wurde, ist ausreichend Zeit zwischen einem DCS/PCS-Empfang
am Benutzergerät
und seiner WCDMA-Übertragung,
damit sich die Frequenz des VCO RX 201 zwischen dem Sende-
und dem Empfangsmodus stabilisieren kann, und die Betriebsfrequenzen
der unterschiedlichen Standards sind bei der Verwendung eines gemeinsamen
VCO RX 201 kompatibel.