DE10065657A1 - Kaskadierte Phasenregelkreise zur Linearisierung von Oszillatoren mit starkem Phasenrauschen - Google Patents

Kaskadierte Phasenregelkreise zur Linearisierung von Oszillatoren mit starkem Phasenrauschen

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Abstract

Mit einem Hilfsphasenregelkreis wird eine lineare analoge Frequenzrampe erzeugt. Dazu wird der Frequenzteiler in diesem Hilfsphasenregelkreis in äquidistanten Zeitabständen inkrementiert beziehungsweise dekrementiert. Das in dem Hilfsphasenregelkreis befindliche Schleifenfilter sorgt für eine Unterdrückung der durch das Umschalten der Teilerfaktoren entstehenden Sprünge, so daß am Ausgang eine glatte analoge Frequenzrampe entsteht. Die Genauigkeit dieser Rampe, bezogen auf ihre Frequenz und die Abstimmlinearität, ist prinzipiell nur durch die Genauigkeit des festfrequenten Referenzoszillators begrenzt. Es ist jedoch nicht möglich, in diesem Phasenregelkreis eine hinreichend hohe Regelbandbreite zu erzielen, um Oszillatoren mit starkem Eigenphasenrauschen sowohl zu linearisieren als auch ihr Phasenrauschen breitbandig zu verbessern. Man kann in diesem Hilfsphasenregelkreis lediglich einen in seinem Phasenrauschverhalten bereits recht guten Oszillator linearisieren, wobei aber die erzielbaren Linearitäten sehr hoch sind. DOLLAR A Daher wird in einer kaskadierten Anordnung mit dem Hilfsphasenregelkreis zunächst bei einer niedrigen Frequenz wie beschrieben eine lineare analoge Frequenzrampe erzeugt, die dann als Eingangssignal für den Hauptphasenregelkreis fungiert, wobei dieser Hauptphasenregelkreis mit einer großen Regelbandbreite die in dem Hilfsphasenregelkreis erzeugte Frequenzrampe dem eigentlich zu linearisierenden Oszillator breitbandig aufprägt. Der Hauptphasenregelkreis ...

Description

Beschreibung
Die Erfindung geht aus und betrifft einen Frequenzsynthesizer laut Oberbegriff des Hauptan­ spruches.
Frequenzsynthesizer dieser Art in kaskadierter Form sind bekannt. Die Kaskadierung wird zur Einstellung kleiner Frequenzschritte benutzt. Ein Nachteil der bekannten Anordnungen ist je­ doch, daß sie sich nicht zur Erzeugung von analogen Frequenzrampen eignen, die überdies noch das Phasenrauschen des Hauptoszillators breitbandig verbessern können.
Es ist daher Aufgabe der Erfindung, einen Frequenzsynthesizer zu schaffen, der es erlaubt, sehr glatte und hochlineare Frequenzrampen zu generieren und zusätzlich das Phasenrauschen des linearisierten Oszillators extrem breitbandig zu verbessern.
Die erfindungsgemäße Vorrichtung basiert auf zwei kaskadierten Phasenregelkreisen mit stark unterschiedlichen Schleifenbandbreiten. In einer Hilfsschleife mit kleiner Regelbandbreite wird eine sehr lineare Frequenzrampe generiert, die in der Hauptschleife mit einer sehr großen Band­ breite einem abstimmbaren Oszillator aufgeprägt wird, wobei des Eigenphasenrauschen auch bei großen Trägeroffsetfrequenzen noch verbessert werden kann.
Die Erfindung wird im folgenden anhand schematischer Zeichnungen erläutert.
Abb. 1 zeigt das Prinzipschaltbild des zweischleifigen Synthesegenerators bestehend aus der Hilfsschleife zur Erzeugung einer niederfrequenten Frequenzrampe mit dem abstimmbaren Oszillator 1, dem Phasen-Frequenz-Diskriminator 3, dessen zu vergleichende Eingangssignale zum einen aus dem einstellbaren Frequenzteiler 2 stammen, der die Ausgangssignale von dem Oszillator 1 in ihrer Frequenz herunterteilt, und zum anderen aus dem Referenzoszillator 4 stam­ men, wobei das Ausgangssignal des Phasen-Frequenz-Diskriminators 3 über das Schleifenfilter 5 auf den Abstimmeingang des Oszillators 1 geführt wird, sowie der zur Teilerfaktorgenerie­ rung notwendigen Teilerlogik 6 und der eventuell noch benötigten Datensynchronisation 7, ferner besteht das System aus den Elementen der Hauptschleife mit dem einstellbaren Oszil­ lator 9 dem Phasen-Frequenz-Diskriminator 11, dessen zu vergleichenden Eingangssignale zum einen aus dem Frequenzteiler 10 stammen, der das Ausgangssignal des Oszillators 11 herun­ terteilt, und zum anderen aus dem Frequenzteiler 8 stammen, der die aus dem Oszillator 1 kommende Hilfsfrequenzrampe in ihrer Frequenz herunterteilt, sowie dem Schleifenfilter 12, das die Ausgangssignale des Phasen-Frequenz-Diskriminators 11 filtert bevor sie auf den Eingang des Oszillators 9 geführt werden.
Der Referenzoszillator 4 liefert ein sehr stabiles Signal der Frequenz re, auf das sich die Signale der Hilfsschleife beziehen. Der Hilfskreis hat die Aufgabe, die eigentliche analoge Frequenzrampe zu generieren. Seine Regelbandbreite ist aber zu klein, um das Rauschen eines Oszillators mit hohem Eigenphasenrauschen auch in größerem Trägerabstand zu verbessern. Daher wird in der Hilfsschleife zunächst eine Frequenzrampe bei hinreichend niedrigen Frequenzen erzeugt, bei denen ein ausreichend eigenrauscharmer abstimmbarer Oszillator 1 zur Verfügung steht. Damit kann in der Hilfsschleife eine eigenrauscharme und lineare analoge Frequenzrampe generiert werden, die dann in der Hauptschleife einem unter Umständen sehr stark rauschenden Oszillator 9 aufgeprägt wird, wobei sich dessen Eigenrauschen aufgrund einer großen Regelbandbreite in der Hauptschleife breitbandig verbessern läßt.
Die Teilerlogik 6 gibt das Teilungsverhältnis ÷N für den Frequenzteiler 2 in dem Phasenregel­ kreis (PLL) vor, das von der Synchronisationsschaltung 7 an den einstellbaren Teiler weiterge­ reicht wird. Die eigentliche Phasenregelschleife arbeitet ähnlich wie ein PLL-Kreis zur Erzeugung von Frequenzschritten. Bei der Rampen-PLL in der Hilfsschleife wird jedoch der Teilungsfaktor ÷N laufend hochgezählt und man wartet nicht das Einschwingen auf eine feste Frequenz ab. Stattdessen wird die PLL-Schleife so ausgelegt, daß im eingeschwungenen Zustand von dem Um­ schalten des Teilers keinerlei Auswirkungen mehr auf die analoge Rampe zu beobachten sind. Man benutzt die glättende Eigenschaft einer entsprechend bemessenen PLL-Schleife, um die durch das fortwährende Umschalten des Teilers auftretende Frequenztreppe so zu glätten, daß nur noch eine analoge Rampe durchlaufen wird. Dazu ist das Schleifenfilter derart zu bemes­ sen, daß die Folgefrequenz, mit der der Teiler hochgezählt wird, sehr gut unterdrückt wird. Das Hoch- beziehungsweise Herunterzählen des Teilers kann nicht mit beliebiger Folgefrequenz erfol­ gen. Zum einen ist ein streng periodisches Zeitraster notwendig, zum anderen muß das Inkrement oder Dekrement synchron mit dem Vergleichssignal am PFD und damit im eingeschwungenen Zustand auch synchron mit der Referenzfrequenz erfolgen.
Die Synchronisationsschaltung 7 ist immer dann notwendig, wenn die Teilerlogik 6 nicht direkt aus dem Ausgangssignal des Frequenzteilers 2 getaktet wird, da der Teiler den neuen Teilungs­ faktor nur zu ganz bestimmten Zeiten übernehmen kann, beispielsweise nach dem Auftreten eines Über- oder Unterlaufes. Daher ist es notwendig, daß der Teiler selbst den Impuls gibt, einen neuen Teilungsfaktor zu übernehmen. Würde man die Werteübergabe nur an den festen Referenztakt koppeln, so könnte es passieren, daß der Teiler nach Durchlauf eines Zyklus ent­ weder schon den übernächsten Wert oder noch einmal denselben Wert laden würde. Dies hätte aber unweigerlich einen Fehler in der Frequenzrampe zur Folge, den es unter allen Umständen zu vermeiden gilt. Wird jedoch der Ausgangstakt des Frequenzteilers 2 direkt zur Taktung der Teilerlogik verwendet, so kann auf die Synchronisationsschaltung 7 verzichtet werden.
Die Programmierung des Frequenzteilers 2 steht wegen der Synchronisationsbedingung in einem festen Zusammenhang mit der Referenzfrequenz re aus dem Oszillator 4. Die Folgefrequenz der Teilersteuerung z ist daher:
wobei L eine beliebige von Null verschiedene natürliche Zahl ist. Auch die Schrittweite Δ der einzelnen Frequenzstützpunkte hängt mit der Referenzfrequenz re zusammen.
Auch M stellt eine weitere beliebige von Null verschiedene natürliche Zahl dar. Die Werte für L und M kann man beliebig wählen. Mit den Gleichungen (1) und (2) ergibt sich folgender Zusam­ menhang zwischen den Faktoren L und M, der Referenzfrequenz re, der gesamten Rampenzeit T, der Bandbreite B und der Zahl der Stützpunkte Z, die der Teiler ansteuert.
Setzt man Gleichung (3) in Gleichung (1) ein, so erhält man:
Wie Gleichung (3) zu entnehmen ist, kann man bei festgelegter Bandbreite und Rampenzeit durch Wahl von L und M die Referenzfrequenz und die Zahl der Stützpunkte bestimmen. Da sowohl die Stützpunktzahl als auch die Referenzfrequenz möglichst groß sein sollten, wird man im allgemeinen den Faktor M zu eins wählen. M wird nur dann größer als eins sein, wenn ein fester Vorteiler vor dem variablen Teiler in dem System vorhanden ist. Dann ist M gerade der Vorteilungsfaktor. Durch Wahl des Faktors L kann man die Referenzfrequenz steigern, um zum Beispiel das Eigenphasenrauschen der Schleife zu verbessern. Allerdings sinkt im gleichen Maße, wie re steigt; die Zahl der Stützpunkte Z ab. Außerdem verringert sich durch Erhöhung von L die Schleifenbandbreite der PLL, da sich entsprechend Gleichung (4) die Folgefrequenz der Teilersteuerung z verringert. Die Frequenz z muß aber noch vollständig von dem Schleifenfilter 5 unterdrückt werden. Dies geht nur, wenn die Grenzfrequenz der Schleife g,pll deutlich unter z bleibt. Man findet etwa einen Faktor 10, um den g,pll unter z bleiben muß.
Auch der Faktor L ist daher sorgfältig zu dimensionieren. Insbesondere ist die maximale Schlei­ fenbandbreite max,pll allein durch die Wahl der Schleifenbandbreite B und der Rampenzeit T festgelegt.
Eine größere Schleifenbandbreite kann man nicht erzielen, ohne die Bandbreite oder die Ram­ penzeit zu verändern. Gerade B und T sind aber meist durch das System, in dem der Rampen­ generator zum Einsatz kommen soll, festgelegt.
Die Beschränkung der Schleifenbandbreite ist der Grund, weshalb das Phasenrauschen des ab­ stimmbaren Oszillators 1 (VCO) in einer solchen einschleifigen Rampen-PLL nur bis zu der Frequenz pll,max durch die Schleife verbessert werden kann. Ist auch eine Verbesserung des Pha­ senrauschens in größerem Trägerabstand notwendig, weil zum Beispiel der eingesetzte Oszillator selbst sehr starkes Eigenphasenrauschen zeigt, so kann man die erfindungsgemäße zweischlei­ fige Struktur einsetzen. Ein Beispiel für derart stark rauschende Oszillatoren ist bei integrier­ ten Millimeterwellen-Oszillatoren gegeben, wie sie unter anderem bei 77 GHz Kraftfahrzeug- Radarsystemen zum Einsatz kommen.
Ein weiteres wichtiges Kriterium für eine einwandfreie Funktion der Hilfsschleife ist der Ar­ beitspunkt des Phasen-Frequenz-Diskriminators 3. Damit er in einem linearen Arbeitsbereich betrieben werden kann, darf der Phasenfehler ΔΘ, der zwischen den Eingangssignalen an dem Phasen-Frequenz-Diskriminator entsteht, nicht über ±2π ansteigen, da es sonst zu einem Pha­ senüberschlag kommt. Ein Phasenüberschlag bewirkt eine Störung der Frequenzrampe und ist deshalb unbedingt zu vermeiden.
Das Schleifenfilter 5 muß außerdem mindestens einfach integrales Verhalten aufweisen, weil sonst der Phasenfehler am Phasen-Frequenz-Diskriminator 5 zu groß werden kann. Will man den blei­ benden Phasenfehler zu Null machen, so kann man auch einen zweifach integralen Regler einset­ zen. Für den eingeschwungenen Zustand kann man den bleibenden Phasenfehler näherungsweise angeben, wenn man für die Phase während der Rampe in der Laplace-Ebene schreibt:
Θ(s) = /s3. (7)
gibt die Steigung der Rampe an. Mit der Phase findet man für den Phasenfehler ΔΘ bei einfach integralem Schleifenverhalten:
K stellt einen festen durch die Schaltung bestimmten Faktor dar. Go beschreibt die Über­ tragungsfunktion des offenen Regelkreises und ist für ein einfach integrales Schleifenfilter pro­ portional zu 1/s2 bei kleinem s. Der zusätzliche Integrator in der Ubertragungsfunktion des offenen Regelkreises rührt daher, daß auch der abstimmbare Oszillator einen Integrator bildet. Bei zweifach integralem Schleifenfilter wird der bleibende Phasenfehler Null, wie man folgender Gleichung entnehmen kann:
Es ist jedoch für die meisten Anwendungen ohne Belang, ob der Phasenfehler am PFD nach dem Einschwingen auf die Frequenzrampe streng zu Null wird. Es muß nur sichergestellt wer­ den, daß der Phasenfehler zu keinem Zeitpunkt die Grenzen des Aussteuerbereiches des PFD überschreitet.
Auch der abstimmbarer Oszillator muß in dieser Vorrichtung bestimmte Eigenschaften aufwei­ sen, um eine hochlineare Rampe zu gewährleisten. So darf die Abstimmkennlinie des VCO keine scharfen Knicke oder gar Sprünge zeigen, da sonst die PLL die hierdurch eingebrachten Störun­ gen nicht mehr ausregeln kann. Die Anforderungen an die Linearität sind hingegen schwach. Der Oszillator darf auch eine stark nichtlineare Kennlinie haben. Es ist sogar günstig, wenn die Abstimmsteilheit zu hohen Frequenz etwas ansteigt, da dann die Schleifenverstärkung bei Durchlaufen der Rampe konstanter bleibt.
Die in der Hilfsschleife erzeugte hochlineare Frequenzrampe mit gutem Phasenrauschverhalten dient als Eingangssignal für die Hauptschleife, in der ein meist sehr hochfrequenter abstimmbarer Oszillator, der ein recht schlechtes Phasenrauschen aufweist, stabilisiert wird. Dabei ist die Forderung an die Hauptschleife, das Phasenrauschen des hochfrequenten VCO 9 bei größeren Offsetfrequenzen als pll,max durch eine PLL zu verbessern. Das Ausregeln von Phasenrauschen funktioniert auch, während die Frequenzrampe durchlaufen wird.
Das Grundprinzip der erfindungsgemäßen zweischleifigen Vorrichtung kann dabei wie folgt um­ rissen werden:
  • - In der Hilfsschleife wird eine sehr lineare analoge Frequenzrampe erzeugt. Da die PLL- Schleife selbst eine recht kleine Regelbandbreite hat, kommt in dieser Schleife ein in seinem Eigenphasenrauschen guter abstimmbarer Oszillator 1 zum Einsatz. Dies stellt technisch kein Problem dar, weil die Frequenzen in der Hilfsschleife nicht sehr groß sein müssen und daher rauscharme Oszillatoren noch einfacher zu realisieren sind. Damit ist das Phasen­ rauschen des Oszillators 1 in der Hilfsschleife auch breitbandig sehr gut, denn bei kleinem Trägerabstand kann die PLL das Phasenrauschen noch verbessern, während in größerem Trägerabstand dann das gute Eigenphasenrauschen des Oszillators 1 wirksam wird.
  • - Mit diesem rauscharmen Hilfssignal h wird die zweite Schleife betrieben, die das Hilfs­ signal dann mittels einem extrem breitbandigen Phasenregelkreis dem schlechten hoch­ frequenten Oszillator 9 aufprägt. Durch diese Aufteilung erreicht man ein breitbandig phasenrauscharmes hochlineares Rampensignal am Ausgang out.
Es gibt mehrere Möglichkeiten, das Hilfssignal dem Hauptoszillator 9 aufzuprägen. Sind die Ausgangsfrequenzen des Oszillators 9 in der Hauptschleife nicht zu groß, so daß sie noch mit einem Frequenzteiler verarbeitet werden können, dann kommt man ohne einen Mischer aus.
In Abb. 1 ist diese Variante schematisch dargestellt. Dabei wird das Ausgangssignal der Frequenz h aus der Hilfsschleife zunächst auf einen Frequenzteiler 8 gegeben und entspre­ chend des eingestellten Teilungsfaktors ÷H1 in seiner Frequenz geteilt. Das heruntergeteilte Frequenzrampen-Signal wird in dem Phasen-Frequenz-Diskriminator 11 mit dem durch den weiteren Frequenzteiler 10 um den Faktor ÷H2 in seiner Frequenz geteilten Signal aus dem Hauptoszillator 9 verglichen und es wird ein Regelsignal gebildet, das nach Durchlauf durch das Schleifenfilter 12 den abstimmbaren Oszillator 9 in seiner Frequenz nachregelt.
Diese Schaltungsvariante hat den Vorteil, daß kein Mischer und damit auch nicht die bei Mi­ schern benötigten Filter aufgebaut werden müssen. Dafür ist der Frequenzbereich aber auf die Frequenzen begrenzt, die mit Frequenzteilern noch direkt erreichbar sind. Die Ausgangsfrequenz out der gesamten Vorrichtung ergibt sich zu:
Durch entsprechende Wahl der Hilfsteilerfaktoren kann man die Bandbreite der Ausgangsrampe bestimmen, wenn die Bandbreite der Hilfsrampe gegeben ist.
Liegt die Frequenz des zu stabilisierenden Oszillators 9 so hoch, daß sie mit Frequenzteilern nicht mehr erreichbar ist, so kann mit Hilfe eines weiteren festfrequenten Hilfsoszillators eine Frequenzumsetzung vorgenommen werden. Die mögliche Anordnung ist in Abb. 2 schema­ tisch dargestellt.
Das Signal des Oszillators 9 wird mit einer festen Frequenz lo aus dem festfrequenten Oszillator 13 in dem Mischer 14 heruntergemischt und in dem Phasen-Frequenz-Diskriminator 11 mit dem Signal aus der Hilfsschleife vergleichen. Dabei können bei Bedarf auch noch die Frequenzteiler 8 und 10 zum Einsatz kommen.
Dieses System bietet eine gute Möglichkeit, auch einen Oszillator 9 bei extrem hohen Frequenzen anzubinden, da dessen Signal in der Hauptschleife erst heruntergemischt wird, bevor es dann in den Frequenzteiler 10 oder unmittelbar auf den Phasen-Frequenz-Diskriminator 11 geht. Man ist somit nicht an die Grenzfrequenz eines Teilerbausteines gebunden. Die Frequenz des Aus­ gangssignales berechnet sich mit den Hilfsteilerfaktoren H1 und H2, der LO-Frequenz lo und der Hilfsfrequenz fh.
Das Vorzeichen hängt davon ab, ob in Gleichlage (+) oder in Kehrlage (-) gemischt wird. Leitet man auch das LO-Signal aus dem Oszillator 13 von der Referenzfrequenz des Referenzfrequen­ zoszillators 4 in der Hilfsschleife ab, so hat auch die Ausgangsfrequenz dessen Genauigkeit.
Man könnte die Frequenzteiler 8 und 10 auch weglassen, dann muß der Phasen-Frequenz- Diskriminator 11 in der Hauptschleife aber in der Lage sein, die Frequenzen der Hilfsschleife zu verarbeiten, was insbesondere bei sehr breitbandigen Signalen Schwierigkeiten bereitet.
Das Heruntermischen mit einem festen LO-Signal bietet ferner den Vorteil, daß nicht durch hohe Teilungsfaktoren in der Hauptschleife das Phasenrauschen der Hilfsschleife stark verschlechtert wird. Die in der Hauptsschleife realisierbarem Regelbandbreiten sind sehr groß. Sie können ohne weiteres im Bereich von einigen 10 MHz liegen. Damit ist man in der Lage, auch sehr stark rauschende Oszillatoren, wie sie zum Beispiel in der mm-Wellentechnik vorkommen können, einzusetzen.
Man kann den Mischer 14, der das Signal aus dem Hauptoszillator 9 in der Hauptschleife mit Hil­ fe des LO-Signals heruntermischt, auch als Oberwellenmischer betreiben. Damit ist das System in der Lage, auch allerhöchste Frequenzen zu erzeugen, ohne daß der Lokaloszillator 13 selbst eine so hohe Frequenz erzeugen muß. Da der Lokaloszillator 13 mit seinem Phasenrauschen aber ebenfalls in das Phasenrauschen des Ausgangssignals aus dem abstimmbaren Oszillator 9 ein­ geht, muß auch das Lokaloszillatorsignal von hoher Güte sein. Daher wird man dieses Signal bei niedrigeren Frequenzen erzeugen, bei denen die Anforderungen an das Phasenrauschen gut erfüllbar sind und wird den Mischer 14 als Oberwellenmischer betreiben, um extrem hohe Aus­ gangsfrequenzen out erzielen zu können. Eine mögliche Realisierungsform für den festfrequenten Lokaloszillator 13 ist ein mit einem dielektrischen Resonator stabilisierter Oszillator.
Bei Benutzung eines Oberwellenmischers 14 ergibt sich die Ausgangsfrequenz der gesamten Vor­ richtung zu:
Dabei gibt O die Ordnung der Oberwelle an, mit der das VCO-Signal heruntergemischt wird.

Claims (8)

1. Frequenzsynthesizer zur Erzeugung einer linearen analogen Frequenzrampe bei gleichzei­ tiger Verbesserung des Phasenrauschens des eingesetzten VCO bestehend aus, einer Hilfsschleife zur Erzeugung einer niederfrequenten Frequenzrampe mit einem ab­ stimmbaren Oszillator 1, einem Phasen-Frequenz-Diskriminator 3, dessen zu vergleichende Eingangssignale zum einen aus einem einstellbaren Frequenzteiler 2 stammen, der die Aus­ gangssignale von dem abstimmbaren Oszillator 1 in ihrer Frequenz herunterteilt, und zum anderen aus einem festfrequenten Referenzoszillator 4 stammen, wobei das Ausgangssignal des Phasen-Frequenz-Diskriminator 3 über ein Schleifenfilter 5 auf den Abstimmeingang des Oszillators 1 geführt wird, einer zur Teilerfaktorgenerierung notwendigen Teilerlogik 6 und einer zur Synchronisation der Teilerlogik 6 mit dem Frequenzteiler 2 notwendigen Synchronisationsschaltung 7,
einer Hauptschleife mit dem einstellbaren Oszillator 9, dem Phasen-Frequenz-Diskriminator 11, dessen zu vergleichenden Eingangssignale zum einen aus einem Frequenzteiler 10 stam­ men, der das Ausgangssignal des Oszillators 9 herunterteilt, und zum anderen aus einem Frequenzteiler 8 stammen, der die aus dem Oszillator 1 kommende Hilfsfrequenzrampe in ihrer Frequenz herunterteilt, einem Schleifenfilter 12, das die Ausgangssignale des Phasen- Frequenz-Diskriminators 11 filtert bevor sie auf den Abstimmeingang des Oszillators 9 geführt werden,
dadurch gekennzeichnet, daß in der Hilfsschleife ein Signal in Form einer linearen analogen Frequenzrampe mit breitbandig gutem Phasenrauschen erzeugt wird, das in der Haupt­ schleife mit einer großen Regelbandbreite als Referenz-Eingangssignal benutzt wird, um den zu linearisierenden und in seinem Phasenrauschen zu verbessernden Oszillator 9 sehr breitbandig an die Frequenzrampe aus der Hilfsschleife anzubinden, wobei das breitban­ dig gute Phasenrauschen der Hilfsschleife durch ein gutes Eigenphasenrauschverhalten des Oszillators 1 in der Hilfsschleife erzielt wird, das bei den niedrigen in der Hilfsschleife verwendeten Frequenzen technisch einfach zu realisieren ist.
2. Anordnungen und Verfahren entsprechend Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Signal aus dem Oszillator 9 der Hauptschleife mit einem festfrequenten Signal aus einem freilaufenden Lokaloszillator 13 in einem Mischer 14 heruntergemischt wird, bevor es auf den Frequenzteiler 10 geführt wird.
3. Anordnungen und Verfahren entsprechend Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß das festfrequente Signal aus dem Lokaloszillator 13 mit einem weiteren Phasenregelkreis stabilisiert wird.
4. Anordnungen und Verfahren entsprechend einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Mischer 14 zum Heruntermischen des Signals aus dem Oszillator 9 der Hauptschleife als Oberwellenmischer ausgeführt ist, um kleinere Frequenzen bei dem Lokaloszillator 13 benutzen zu können.
5. Anordnungen und Verfahren entsprechend einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß einer der beiden Frequenzteiler 8 und 10 oder beide Frequenzteiler der Hauptschleife entfallen können.
6. Anordnungen und Verfahren entsprechend einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß bei Taktung der Teilerlogik 6 in der Hilfsschleife direkt mit dem Ausgangssignal des Frequenzteilers 2 die Synchronisationsschaltung 7 entfallen kann.
7. Anordnungen und Verfahren entsprechend einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Referenzfrequenzsignal re des Phasen-Frequenz-Diskriminators 3 aus einem Digitalen-Direkt-Synthesiaers (DDS) stammt und nicht aus dem Referenzos­ zillator 4 kommt.
8. Anordnungen und Verfahren entsprechend einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Oszillator 1 der Hilfsschleife mit einem Phasenregelkreis auf der Basis von fraktionalen Frequenzteilern linearisiert wird.
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1560336A1 (de) * 2004-01-30 2005-08-03 Freescale Semiconductor, Inc. Doppelzugriffsmodulator mit einem Frequenzsynthetisierer
EP2421154A2 (de) 2010-08-22 2012-02-22 KROHNE Messtechnik GmbH Schaltungsanordnung zur Erzeugung von eine breitbandige Frequenzrampe bildenden hochfrequenten Ausgangssignalen

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1560336A1 (de) * 2004-01-30 2005-08-03 Freescale Semiconductor, Inc. Doppelzugriffsmodulator mit einem Frequenzsynthetisierer
US7109816B2 (en) 2004-01-30 2006-09-19 Freescale Semiconductor, Inc. Dual port modulator comprising a frequency synthesiser
EP2421154A2 (de) 2010-08-22 2012-02-22 KROHNE Messtechnik GmbH Schaltungsanordnung zur Erzeugung von eine breitbandige Frequenzrampe bildenden hochfrequenten Ausgangssignalen
DE102011110781A1 (de) 2010-08-22 2012-03-08 Krohne Messtechnik Gmbh Schaltungsanordnung zur Erzeugung von eine breitbandige Frequenzrampe bildenden hochfrequenten Ausgangssignalen
WO2012031684A1 (de) 2010-08-22 2012-03-15 Krohne Messtechnik Gmbh Schaltungsanordnung zur erzeugung von eine breitbandige frequenzrampe bildenden hochfrequenten ausgangssignalen
US8841973B2 (en) 2010-08-22 2014-09-23 Krohne Messtechnik Gmbh Circuit arrangement for generation of radio frequency output signals which form a broadband frequency ramp

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