DE60022569T2 - Adaptives Gruppenantennensystem - Google Patents

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Yasushi Shinjuku-ku Takatori
Keizo Shinjuku-ku Cho
Kentaro Shinjuku-ku Nishimori
Toshikazu Shinjuku-ku Hori
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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q3/00—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system
    • H01Q3/26—Arrangements for changing or varying the orientation or the shape of the directional pattern of the waves radiated from an antenna or antenna system varying the relative phase or relative amplitude of energisation between two or more active radiating elements; varying the distribution of energy across a radiating aperture
    • H01Q3/2605—Array of radiating elements provided with a feedback control over the element weights, e.g. adaptive arrays

Landscapes

  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)

Description

  • Die vorliegende Erfindung betrifft ein adaptives Gruppenantennensystem in einem Funkkommunikationssystem zur Steuerung der Gerichtetheit und Signalformentzerrung.
  • Ein adaptives Gruppenantennensystem steuert die Gerichtetheit eines Antennensystems dergestalt, daß empfangenen Wellen mit hoher Korrelation mit einem gewünschten Signal kombiniert und empfangene Wellen mit geringer Korrelation mit einem gewünschten Signal unterdrückt werden.
  • In einem adaptiven Gruppenantennensystem wird eine Gerichtetheit so gesteuert, daß das Quadrat eines Fehlers zwischen einem Empfangssignal und einem Referenzsignal das Minimum ist. Wenn eine Steuerung der Gerichtetheit eines adaptiven Gruppenantennensystems ideal ausgeführt wird, ist die Übertragungsqualität sogar unter einer Mehrwegeumgebung wie zum Beispiel außerhalb der Sichtlinie stark verbessert.
  • Für einen Vergleich zwischen einem Empfangssignal und einem Referenzsignal muß zuerst Synchronisation eines Empfangssignals hergestellt werden. Wenn die Synchronisation nicht stabil ist, wird der Betrieb einer adaptiven Gruppenantenne selbst instabil. Der stabile Betrieb der Synchronisation ist deshalb unter ungünstiger Umgebung mit verschlechterter Übertragungsqualität entscheidend.
  • 34 zeigt ein vorbekanntes adaptives Gruppenantennensystem. Dieses wird zum Beispiel in R. A. Monzingo und T. W. Miller, Introduction to Adaptive Arrays, John Wiley & Sons, Inc. 1980, gezeigt.
  • Ein adaptives Gruppenantennensystem umfaßt eine Anzahl N von Antennenelementen A511 bis A51N, eine Anzahl N komplexer Gewichtsmittel A521 bis A52N zum Verleihen eines Gewichts für ein Ausgangssignal jedes Antennenelements, eine Gewichtssteuerung A53 zur Steuerung eines Gewichts der komplexen Gewichtsmittel, einen Referenzsignalgenerator A54, und einen Kombinierer A55 zum Kombinieren gewichteter Signale.
  • Ein Gewichtswert (Wopt) zur Bildung einer Gerichtetheit dergestalt, daß das Quadrat des Fehlers zwischen einem gewünschten Signal und einem Empfangssignal auf dem Minimum ist, wird in Gleichung (1) ausgedrückt. Dabei sind in einer Anzahl N von Antennen empfangene Signale x1 bis xN, Gewichte in den Gewichtsmitteln A521 bis A52N w1 bis wN und d ist ein gewünschtes Signal. Wopt = Rxx –1rxd (1)mit Rxx= E(x*xT) (2)
  • Figure 00020001
  • In Gleichung (2) und (3) ist Rxx eine Korrelationsmatrix zwischen Antennenelementen, E(P) der Erwartungswert von (P). Die Symbole x* und d* sind Konjugierte von x bzw. d. xT ist die transponierte Matrix der Matrix x in Gleichung 4 und Rxx –1 ist die inverse Matrix von Rxx. Gleichung (2) zeigt, daß die Korrelationsmatrix Rxx zwischen Antennenelementen ein Produkt einer Konjugierten einer Matrix x und einer transponierten Matrix xT einer Matrix x ist. In Gleichung (3) ist der Wert rxd eine Matrix des Mittelwerts eines Produkts von allen Antennenelementen empfangener Empfangssignale x1 bis xN und einer Konjugierten einer gewünschten Signalkomponente d.
  • In einem adaptiven Gruppenantennensystem wird eine Gerichtetheit so gesteuert, daß ein Fehler zwischen einem Ausgangssignal und einem gewünschten Signal auf dem Minimum liegt. Deshalb liegt der Fehler erst dann bei dem Minimum, wenn die Gerichtetheit konvergiert, und insbesondere ist der Fehler während der Anfangsphase der Gerichtetheitssteuerung groß. Wenn der Fehler in der Anfangsphase groß ist, sind Trägersynchronisation und Zeitsteuerungssynchronisation instabil, so daß kein Frequenzfehler und Zeitsteuerungsfehler aus einem gewünschten Signal detektiert werden kann. Somit könnte der Wert rxd einen großen Fehler aufweisen und ein adaptives Gruppenantennensystem funktioniert nicht ordnungsgemäß.
  • 35 zeigt ein Blockschaltbild eines vorbekannten adaptiven Gruppenantennensystems mit einer Anzahl N von Antennenelementen und zur Bildung eines Gerichtetheitsstrahls, bevor die Synchronisation hergestellt ist. Dies wird in "Experiment and Results on Interference Cancellation Characteristics of a BSCMA Adaptive Array Antenna", von Tanaka, Miura und Karasawa, Technical Report of Institute of Electronics, Information and Communication Engineers in Japan, Band 95, Nr. 535, Seiten 49–54, 26.2.1996, beschrieben.
  • In der Figur sind die Symbole A611 bis A61N mehrere Antennenelemente, A621 bis A62N sind jeweils mit einem jeweiligen Antennenelement gekoppelte A/D-Umsetzer, A63 ist ein FFT-Mehrstrahlbildungsmittel (schnelle Fouriertransformation) zur Bildung mehrerer Strahlen durch FFT-Prozeß durch Verwendung der Ausgangssignale der A/D-Umsetzer A621 bis A62N, A64 ist ein Strahlauswahlmittel zum Auswählen eines Strahls, der unter den so gebildeten Strahlen einer Gewichtung unterzogen wird, und A65 ist ein adaptives Strahlsteuermittel zur Steuerung eines gewählten Strahls. Das Strahlauswahlmittel A64 wählt einen Strahl, der eine vorbestimmte Schwelle übersteigt, und die Gerichtetheit einer Antenne wird dann in einer Richtung eines Empfangssignals mit hoher Leistung gerichtet. Somit werden Synchronisationseigenschaften verbessert.
  • Wenn die Signalqualität jedoch aufgrund einer langen Verzögerung von mehr als einer Symbollänge und/oder Störungen verschlechtert wird, wird keine Korrelation zwischen Signalqualität und Empfangspegel erkannt. In dieser Umgebung ist der Stand der Technik, der mehrere Strahlen durch FFT-Prozeß bildet und einen Strahl auswählt, der eine Schwelle übersteigt, nicht praktikabel.
  • Der Stand der Technik, der mehrere Strahlen durch FFT-Prozeß bildet und einen Strahl auswählt, der ein Schwelle übersteigt, benötigt ferner viel Berechnung zur Messung der Signalqualität. Ferner hat er den Nachteil, daß eine adaptive Gruppenantenne aufgrund einer Fehlsynchronisation in einer Innenumgebung, die viele Mehrfachwege erzeugt, nicht ordnungsgemäß arbeitet.
  • Als nächstes wird der Stand der Technik zur Herstellung der Synchronisation beschrieben.
  • 36 zeigt ein Blockschaltbild einer vorbekannten adaptiven Gruppenantenne, die ein Transversalfilter benutzt. Dies wird in "Dual Diversity and Equalization in Digital Cellular Mobile Radio", Transaction on VEHICULAR TECHNOLOGY, Band 40, Nr. 2, Mai 1991, beschrieben.
  • In der Figur sind die Bezugszahlen 14011 bis 1401N Antennenelemente, 1402 ist eine Strahlformungsschaltung, 14031 bis 1403N sind erste Gewichtsmittel, 1404 ist ein erster Kombinierer, 1405 ist ein Transversalfilter, 14061 bis 1406M sind Verzögerungselemente, 14070 bis 1407M sind zweite Gewichtsmittel, 1408 ist eine zweiter Kombinierer, 1412 ist eine automatische Frequenzsteuerung, 1413 ist eine Zeitsteuerungregenerationsschaltung, 14141 bis 1414N sind A/D-(Analog/Digital-)Umsetzer.
  • 37 zeigt ein ausführliches Blockschaltbild erster Gewichtsmittel 14031 bis 1403N und zweiter Gewichtsmittel 14070 bis 1407M. In der Figur sind 14091 bis 14094 Multiplizierer für reelle Werte, 1410 ist ein Subtrahierer für reelle Werte und 1411 ist ein Addierer für reelle Werte. 1415 ist ein Taktgenerator.
  • Die Zeitsteuerungsregenerationsschaltung 1413 regeneriert ein Taktsignal, das mit dem eines Empfangssignals übereinstimmt. Die A/D-Umsetzter 14141 bis 1414N führen die A/D-Umsetzung eines Empfangssignals durch Verwendung des regenerierten Taktsignals durch und das umgesetzte Signal wird an die Strahlformungsschaltung 1402 angelegt.
  • Unter der Annahme, daß ein Ausgangssignal der Strahlformungsschaltung 1402 yb(t) ist, werden die Gewichte c0 bis cM der zweiten Gewichtsmittel 10470 bis 1047M so bestimmt, daß die folgende Gleichung erfüllt wird. C = Rt –1rtxd (5)
  • Dabei ist Rt eine Matrix mit (M + 1) Spalten und (M + 1) Zeilen mit einem Element auf der i-ten Zeile und j-ten Spalte; E[yb(t – (i – 1)(Ts/a)yb(t – (j – 1)(Ts/a)*] (6)und rtxd ist ein Vektor von (M + 1) Dimensionen mit dem i-ten Element; E[yb(t – (i – 1)(Ts/a)d(t)*]wobei Ts die Symbollänge eines digitalen Signals und (a) eine ganze Zahl größer als 2 ist.
  • Im obigen Stand der Technik ist ein Signal an jedem Antennenelement entscheidend und deshalb wird ein Empfangssignal an einem Antennenelement durch Verwendung eines A/D-Umsetzters in digitale Form umgesetzt. Wenn die Abtastrate bei der A/D-Umsetzung jedoch von der Empfangssignalrate verschieden ist, kann der Algorithmus des minimalen mittleren quadratischen Fehlers nicht in einem Strahlformungsnetzwerk verwendet werden, da eine Strahlformungsschaltung durch Daten ohne Zeitsteuerungskompensation gesteuert werden würde.
  • Ferner hat der Stand der Technik den Nachteil, daß der Betrieb instabil ist, da sowohl in einem Transversalfilter als auch in einer Strahlformungsschaltung Signalformentzerrung ausgeführt wird. Da das zweite Gewichtsmittel mit komplexen Werten arbeitet, ist ferner die Hardwarestruktur kompliziert.
  • Folglich sollte ersichtlich sein, daß die Übertragungsqualität aufgrund einer langen Verzögerung von mehr als einer Symbolperiode in einer digitalen Funkschaltung beträchlicht verschlechtert und die Zeitsteuerungssynchronisation verschlechtert würde.
  • Wenn die Zeitsteuerungssynchronisation in dem Stand der Technik verschlechtert wird, kann kein Algorithmus des minimalen mittleren quadratischen Fehlers verwendet werden und eine adaptive Gruppenantenne arbeitet nicht korrekt.
  • Godara LC, "Application of Antenna Arrays To Mobile Communications, Part 2: Beam-Forming and Direction-Of-Arrival Considerations", Proceedings of The IEEE, Band 85, Nr. 8, 1.8.1997, Seiten 1195 bis 1245, gibt eine umfassende und detailierte Behandlung verschiedener Strahlformungsverfahren, adaptiver Algorithmen zur Einstellung der erforderlichen Gewichtung an Antennen, Verfahren zur Schätzung der Ankunftsrichtung und Auswirkungen von Fehlern auf die Leistungsfähigkeit eines Gruppensystems sowie Verfahren zur Verminderung dieser.
  • Choi S et al "Blind Adaptive Beamforming Algorithms Based On The Extreme Eigenvalue Problem", IEEE Antennas and Propagation Society International Symposium, 14.7.1997, Seiten 2418–2421, schließen, daß eine suboptimale Strahlcharakteristik mit Hauptkeule in der Richtung des gewünschten Signals erhalten werden kann, indem die Verstärkung jedes Antennenelements mit dem entsprechenden Element des Eigenvektors des maximalen Eigenwerts gesetzt wird.
  • Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein adaptives Gruppenantennensystem bereitgestellt, umfassend:
    mehrere Antennenelemente, einen mit den Antennenelementen gekoppelten Gewichtskombinierer zur Bereitstellung eines Gewichts für Signale der Antennenelemente und zum Kombinieren gewichteter Signale,
    eine mit den Antennenelementen gekoppelte Gewichtssteuerung zum Berechnen von Gewichten für den Gewichtskombinierer,
    eine automatische Frequenzsteuerung, die ein Ausgangssignal des Gewichtskombinierers annimmt, ein fraktional beabstandetes adaptives Transversalfilter zum Annehmen eines Ausgangssignals der automatischen Frequenzsteuerung und
    eine Synchronisationsüberwachungsvorrichtung, die ein Ausgangssignal der automatischen Frequenzsteuerung und Gewichte des Transversalfilters annimmt,
    dadurch gekennzeichnet, daß die Gewichtssteuerung folgendes umfaßt:
    ein Eigenvektor-Strahlformungsmittel zum Erhalten einer Korrelationsmatrix zwischen den Antennenelementen und zum Bereitstellen von Eigenvektorgewichten in Bezug auf die maximalen Eigenwerte der Korrelationsmatrix,
    ein Minimum-Mean-Square-Error-Mittel zur Bereitstellung von Gewichten dergestalt, daß ein quadrierter Fehler zwischen dem Ausgangssignal der Gewichtssteuerung und einem gewünschten Signal das Minimum ist, und
    einen Schalter zum Auswählen entweder des Eigenvektor-Strahlformungsmittels oder des Minimum-Mean-Square-Error-Mittels, wobei
    Gewichte in dem Gewichtskombinierer für die Antennenelemente anfänglich durch das Eigenvektor-Strahlformungsmittel so bestimmt werden, daß ein Eigenvektorstrahl gebildet wird, und dann durch das Minimum-Mean-Square-Error-Mittel bestimmt werden, nachdem die Synchronisationsüberwachungsvorrichtung erkannt hat, daß die automatische Frequenzsteuerung und das adaptive Transversalfilter konvergiert sind.
  • Daher liefert die vorliegende Erfindung ein adaptives Gruppenantennensystem mit stabiler Gerichtetheitssteuerung und Signalformentzerrung auch in ungünstigen Umgebungen mit schlechter Übertragungsqualität wie zum Beispiel einer Mehrwegeumgebung.
  • Ein Merkmal der vorliegenden Erfindung ist die Bereitstellung einer Gerichtetheitssteuerung durch Verwendung eines Eigenvektorstrahls für den maximalen Eigenvektor einer Korrelationsmatrix von Antennenelementen, bis Synchronisation hergestellt wird, so daß die Übertragungsqualität verbessert und die Synchronisation hergestellt wird. Wenn die Synchronisation hergestellt ist, wird die Gerichtetheitssteuerung nach Steuerverfahren des minimalen mittlern quadratischen Fehlers ausgeführt.
  • Ein zweites Merkmal der vorliegenden Erfindung besteht darin, daß die Zeitsteuerung für einen A/D-Umsetzer zur Synchronisation asynchron zu einem Empfangssignal ist.
  • Ein drittes Merkmal der vorliegenden Erfindung besteht darin, daß ein Transversalfilter für die Synchronisation mit reellen Zahlengewichten arbeitet.
  • Vorzugsweise umfaßt ein adaptives Gruppenantennensystem gemäß der vorliegenden Erfindung folgendes:
    mehrere Antennenelemente,
    einen mit den Antennenelementen gekoppelten analogen Strahlformer zum Gewichten von Signalen der Antennenelemente mit ersten Gewichtsmitteln,
    einen mit einem Ausgang des analogen Strahlformers gekoppelten ersten A/D-Umsetzer zum Umsetzen des Ausgangssignals in digitale Form,
    einen ersten Frequenzumsetzer zum Umsetzen eines Ausgangssignals des A/D-Umsetzers in ein Basisbandsignal,
    ein erstes fraktional beabstandetes Transversalfilter, das mit einem Ausgang des ersten Frequenzumsetzers gekoppelt ist und mehrere in Reihe geschaltete Verzögerungselemente aufweist, die jeweils eine fraktionale Symbolverzögerung aufweisen, zweiten Gewichtsmitteln zum Gewichten eines Ausgangssignals jedes Verzögerungselements und einem Kombinierer zum Kombinieren von Ausgangssignalen der Gewichtsmittel,
    eine erste Gewichtssteuerung zum Bereitstellen von Gewichten für die ersten Gewichtsmittel, wobei die erste Gewichtssteuerung ein Empfangssignal der Antennenelemente und/oder ein Ausgangssignal des ersten Transversalfilters empfängt, mit einem zweiten A/D-Umsetzer zum Umsetzen eines Empfangssignals in digitale Form und einem ersten digitalen Signalprozessor, der mit einem Ausgang des zweiten A/D-Umsetzers gekoppelt ist und Gewichte für die ersten Gewichtsmittel bereitstellt,
    eine zweite Gewichtssteuerung, die ein Ausgangssignal des ersten Frequenzumsetzers empfängt und Gewichte für die zweiten Gewichtsmittel bereitstellt,
    eine Frequenzumsetzersteuerung, die ein Ausgangssignal des ersten Transversalfilters empfängt und den ersten Frequenzumsetzer so steuert, daß der Frequenzumsetzungsfehler in dem ersten Frequenzumsetzer abnimmt, einen ersten Abtasttaktgenerator zum Erzeugen eines Abtasttakts des ersten A/D-Umsetzers,
    einen zweiten Abtasttaktgenerator zum Erzeugen eines Abtasttakts des zweiten A/D-Umsetzers,
    wobei der erste Abtasttakt höher als zweimal die Frequenz der Übertragungsrate des Empfangssignals ist, mit dem Empfangssignal asynchron ist und im wesentlichen dieselbe Periode wie die Verzögerungszeit jedes Verzögerungselements des ersten Transversalfilters aufweist und
    wobei der zweite Abtasttakt asynchron zu dem ersten Abtasttakt ist.
  • Vorzugsweise umfaßt die erste Gewichtssteuerung einen zweiten Frequenzumsetzer, der ein Empfangssignal der Antennenelemente in ZF-Frequenz umsetzt.
  • Vorzugsweise umfaßt ein adaptives Gruppenantennensystem gemäß der vorliegenden Erfindung folgendes:
    einen zweiten Frequenzumsetzer zum Umsetzen eines Empfangssignals in ZF-Frequenz oder einen dritten Frequenzumsetzer zum Umsetzen eines Empfangssignals in ein Basisbandsignal, und wobei das so umgesetzte ZF-Frequenz- oder Basisbandsignal an die erste Gewichtssteuerung angelegt wird.
  • Vorzugsweise umfaßt ein adaptives Gruppenantennensystem gemäß der vorliegenden Erfindung folgendes:
    mehrere Antennenelemente,
    einen mit den Antennenelementen gekoppelten analogen Strahlformer zum Gewichten von Signalen der Antennenelemente mit ersten Gewichtsmitteln, einen mit einem Ausgang des analogen Strahlformers gekoppelten ersten Frequenzumsetzer zum Umsetzen des Ausgangssignals in digitale Form,
    einen ersten Frequenzumsetzer zum Umsetzen eines Ausgangssignals des A/D-Umsetzers in ein Basisbandsignal,
    ein mit einem Ausgang des ersten Frequenzumsetzers gekoppeltes erstes fraktional beabstandetes Transversalfilter mit mehreren in Reihe geschalteten Verzögerungselementen jeweils mit fraktionaler Symbolverzögerung, zweiten Gewichtsmitteln zum Gewichten eines Ausgangssignals jedes Verzögerungselements und einem Kombinierer zum Kombinieren von Ausgangssignalen der Gewichtsmittel,
    eine erste Gewichtssteuerung zum Bereitstellen von Gewichten für die ersten Gewichtsmittel, wobei die erste Gewichtssteuerung ein Empfangssignal der Antennenelemente und/oder ein Ausgangssignal des ersten Transversalfilters empfängt, mit einem zweiten A/D-Umsetzer zum Umsetzen eines Empfangssignals in digitale Form und einem ersten digitalen Signalprozessor, der mit einem Ausgang des zweiten A/D-Umsetzers gekoppelt ist und Gewichte für die ersten Gewichtsmittel bereitstellt,
    eine zweite Gewichtssteuerung, die ein Ausgangssignal des ersten Frequenzumsetzers empfängt und Gewichte für die zweiten Gewichtsmittel bereitstellt,
    eine Frequenzumsetzersteuerung, die ein Ausgangssignal des ersten Transversalfilters empfängt und den ersten Frequenzumsetzer so steuert, daß der Frequenzumsetzungsfehler in dem ersten Frequenzumsetzer abnimmt, einen ersten Abtasttaktgenerator zum Erzeugen eines Abtasttakts des ersten A/D-Umsetzers,
    einen zweiten Abtasttaktgenerator zum Erzeugen eines Abtasttakts des zweiten A/D-Umsetzers,
    wobei der erste Abtasttakt höher als zweimal die Frequenz der Übertragungsrate des Empfangssignals ist, zu dem Empfangssignal asynchron ist und im wesentlichen dieselbe Periode wie die Verzögerungszeit jedes Verzögerungselements des ersten Transversalfilters aufweist und
    der zweite Abtasttakt asynchron zu dem ersten Abtasttakt ist.
  • Vorzugsweise umfaßt ein adaptives Gruppenantennensystem gemäß der vorliegenden Erfindung folgendes:
    mehrere Antennenelemente,
    einen mit den Antennenelementen gekoppelten ersten A/D-Umsetzer zum Umsetzen eines Empfangssignals der Antennenelemente in digitale Form,
    einen mit dem Ausgang des ersten A/D-Umsetzers gekoppelten digitalen Strahlformer zum Gewichten von Signalen mit ersten Gewichtsmitteln,
    einen mit einem Ausgang des digitalen Strahlformers gekoppelten ersten Frequenzumsetzer zum Umsetzen des Ausgangssignals in ein Basisbandsignal,
    einen ersten A/D-Umsetzer zum Umsetzen eines Ausgangssignals des Frequenzumsetzers in digitale Form, ein mit einem Ausgang des ersten Frequenzumsetzers gekoppeltes erstes fraktional beabstandetes Transversalfilter mit mehreren in Reihe geschalteten Verzögerungselementen jeweils mit fraktionaler Symbolverzögerung, zweiten Gewichtsmitteln zum Gewichten eines Ausgangssignals jedes Verzögerungselements und einem Kombinierer zum Kombinieren von Ausgangssignalen der Gewichtsmittel,
    eine erste Gewichtssteuerung zum Bereitstellen von Gewichten für die ersten Gewichtsmittel, wobei die erste Gewichtssteuerung ein Ausgangssignal des ersten A/D-Umsetzers und/oder ein Ausgangssignal des ersten Transversalfilters empfängt, mit einem ersten digitalen Signalprozessor, der Gewichte für die ersten Gewichtsmittel bereitstellt,
    eine zweite Gewichtssteuerung, die ein Ausgangssignal des ersten Frequenzumsetzers empfängt und Gewichte für die zweiten Gewichtsmittel bereitstellt,
    eine Frequenzumsetzersteuerung, die ein Ausgangssignal des ersten Transversalfilters empfängt und den ersten Frequenzumsetzer so steuert, daß der Frequenzumsetzungsfehler in dem ersten Frequenzumsetzer abnimmt, einen ersten Abtasttaktgenerator zum Erzeugen eines Abtasttakts des ersten A/D-Umsetzers,
    wobei der erste Abtasttakt höher als zweimal die Frequenz der Übertragungsrate des Empfangssignals ist, asynchron zu dem Empfangssignal ist und im wesentlichen dieselbe Periode wie die Verzögerungszeit jedes Verzögerungselements des ersten Transversalfilters aufweist.
  • Vorzugsweise umfaßt das adaptive Gruppenantennensystem einen mit den Antennenmitteln gekoppelten zweiten Frequenzumsetzer zum Umsetzen eines Empfangssignals in ein ZF-Signal oder eine dritten Freuquenzumsetzer zum Umsetzen des Empfangssignals in ein Basisbandsignal, dergestalt, daß das ZF-Signal oder das Basisbandsignal an den ersten A/D-Umsetzer angelegt werden.
  • Vorzugsweise umfaßt ein adaptives Gruppenantennensystem gemäß der vorliegenden Erfindung folgendes:
    mehrere Antennenelemente,
    einen mit den Antennenelementen gekoppelten ersten Frequenzumsetzer zum Umsetzen eines Empfangssignals der Antennenelemente in ein Basisbandsignal,
    einen mit einem Ausgang des ersten Frequenzumsetzers gekoppelten ersten A/D-Umsetzer zum Umsetzen des Ausgangssignal in digitale Form,
    einen mit einem Ausgang des ersten A/D-Umsetzers gekoppelten digitalen Strahlformer zum Gewichten von Signalen mit ersten Gewichtsmitteln und zum Kombinieren gewichteter Signale,
    ein mit einem Ausgang des digitalen Strahlformers gekoppeltes erstes fraktional beabstandetes Transversalfilter mit mehreren in Reihe geschalteten Verzögerungselementen jeweils mit fraktionaler Symbolverzögerung, zweiten Gewichtsmitteln zum Gewichten eines Ausgangssignals jedes Verzögerungselements und einem Kombinierer zum Kombinieren von Ausgangssignalen der Gewichtsmittel,
    eine erste Gewichtssteuerung zum Bereitstellen von Gewichten für die ersten Gewichtsmittel, wobei die erste Gewichtssteuerung ein Ausgangssignal des ersten A/D-Umsetzers und/oder ein Ausgangssignal des ersten Transversalfilters empfängt, mit einem ersten digitalen Signalprozessor, der Gewichte für die ersten Gewichtsmittel bereitstellt,
    eine zweite Gewichtssteuerung, die ein Ausgangssignal des digitalen Strahlformers empfängt und Gewichte für die zweiten Gewichtsmittel bereitstellt,
    eine Frequenzumsetzersteuerung, die ein Ausgangssignal des ersten Transversalfilters empfängt und den ersten Frequenzumsetzer so steuert, daß der Frequenzumsetzungsfehler in dem ersten Frequenzumsetzer abnimmt,
    einen ersten Abtasttaktgenerator zum Erzeugen eines Abtasttakts des ersten A/D-Umsetzers,
    wobei der erste Abtasttakt höher als zweimal die Frequenz der Übertragungsrate des Empfangssignals ist, asynchron zu dem Empfangssignal ist und im wesentlichen dieselbe Periode wie die Verzögerungszeit jedes Verzögerungselements des ersten Transversalfilters aufweist.
  • Vorzugsweise umfaßt die zweite Gewichtssteuerung ein Umgebungsmaß, um zu bestimmen, ob sich der Übertragungsweg unter einer frequenzselektiven Fading-Umgebung befindet oder nicht, und wobei das zweite Gewicht in den ersten Transversalfilter abhängig davon, ob sich der Übertragungsweg unter einer frequenzselektiven Fading-Umgebung befindet oder nicht, als eine reelle Zahl oder eine komplexe Zahl gewählt wird.
  • Vorzugsweise wird in einem adaptiven Gruppenantennensystem gemäß der vorliegenden Erfindung das Empfangssignal mit einem Modulationssystem, das an dem Entscheidungspunkt jedes Symbols eine diskrete Amplitude bereitstellt, moduliert,
    wobei die zweite Gewichtssteuerung folgendes umfaßt:
    einen Speicher, der eine Menge optimaler zweiter Gewichte speichert, die mit dem Fehler zwischen der Abtastzeitsteuerung in dem ersten A/D-Umsetzer und der optimalen Zeitsteuerung für die Decodierung zusammenhängen,
    eine Übertragungsqualitätsschätzung zum Schätzen eines Fehlers eines Ausgangssignals des ersten Transversalfilters aus der diskreten Amplitude bei Abtastung mit den in dem Speicher gespeicherten zweiten Gewichten und wobei zweite Gewichte aus dem Inhalt des Speichers so gewählt werden, daß ein geschätzter Fehler durch die Übertragungsqualitätsschätzung minimal ist.
  • Vorzugsweise umfaßt in einem adaptiven Gruppenantennensystem gemäß der vorliegenden Erfindung der erste digitale Signalprozessor folgendes:
    einen Referenzsignalgenerator, der ein Referenzsignal (d) bereitstellt,
    einen vierten Frequenzumsetzer zum Umsetzen eines Empfangssignals der Antennenelemente mit denselben Kenngrößen wie denen des ersten Frequenzumsetzers, ein zweites Transversalfilter zum Umsetzen eines Ausgangssignals des vierten Frequenzumsetzers mit denselben Kenngrößen wie denen des ersten Transversalfilters und
    wobei das erste Gewicht wopt(i) (i = 1, ..., N) mit folgenden Gleichungen für das Signal x'(i) (i = 1, ..., N, N ist eine Anzahl von Elementen), das durch den vierten Frequenzumsetzer und das zweite Transversalfilter umgesetzt wird, bestimmt wird: wopt = Rxx –1rxd (A)mit R'xx = E[x*xT] (B)
  • Figure 00160001
  • Weiterhin umfaßt in einem adaptiven Gruppenantennensystem gemäß der vorliegenden Erfindung der erste digitale Signalprozessor folgendes:
    einen Referenzsignalgenerator zum Erzeugen eines Referenzsignals d,
    einen vierten Frequenzumsetzer zur Frequenzumsetzung eines Empfangssignals von Antennenelementen mit denselben Kenngrößen wie denen des dritten Frequenzumsetzers,
    ein zweites Transversalfilter zur Umsetzung eines Ausgangssignals des vierten Frequenzumsetzers mit denselben Kenngrößen wie denen des ersten Transversalfilters,
    wobei
    das erste Gewicht wopt (i) (i = 1, ..., N) durch die folgenden Gleichungen für ein Signal x'(i) bestimmt wird, das durch den vierten Frequenzumsetzer und das zweite Transversalfilter umgesetzt wird: Wopt = R'xx –1rxd (A)mit R'xx = E(x'*x'T) (B)
  • Figure 00170001
  • Weiterhin umfaßt ein adaptives Gruppenantennensystem gemäß der vorliegenden Erfindung folgendes:
    mehrere Antennenelemente,
    einen mit den Antennenelementen gekoppelten analogen Strahlformer zum Gewichten aller Signale der Antennenelemente durch Verwendung von Gewichtsmitteln und Kombinieren gewichteter Signale,
    mehrere erste quasikohärente Detektoren, die Signale der Antennenelemente und ein Ausgangssignal des analogen Strahlformers empfangen und die zwei Ausgangssignale bereitstellen, wobei eine Anzahl der ersten quasikohärenten Detektoren mit der Anzahl der Antennenelemente übereinstimmt,
    einen ersten A/D-Umsetzer zum Umsetzen von Ausgangssignalen der quasikohärenten Detektoren in digitale Form,
    einen digitalen Signalprozessor, der ein Ausgangssignal des ersten A/D-Umsetzers empfängt und Gewichte in dem analogen Strahlformer bereitstellt,
    wobei die Abtasttaktfrequenz fs des ersten A/D-Umsetzers folgendermaßen bestimmt wird: fs = 1/((T/2) + m)wobei die Symbolrate des Übertragungssignals 1/T(HZ) beträgt und m eine ganze Zahl größer als 0 ist,
    wobei der digitale Signalprozessor folgendes bereitstellt:
    eine erste Korrelationsmatrix zwischen Antennenelementen aus dem 2n-ten Signal (n ist eine ganze Zahl) der Ausgangssignale des ersten A/D-Umsetzers, eine zweite Korrelationsmatrix zwischen Antennenelementen aus dem (2n + 1)-ten Signal,
    eine dritte Korrelationsmatrix, die die Summe der ersten Korrelationsmatrix und der zweiten Korrelationsmatrix ist, und
    wobei ein Element eines Eigenvektors für den maximalen Eigenwert der dritten Korrelationsmatrix zwischen Antennenelementen als ein Gewicht der Gewichtsmittel bestimmt wird.
  • Die obigen und weitere Aufgaben, Merkmale und einhergehenden Vorteile der vorliegenden Erfindung werden ersichtlich, wenn diese mittels der folgenden Beschreibung und der beigefügten Zeichnungen besser verständlich werden. Es zeigen:
  • 1 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,
  • 2 ein Blockschaltbild einer Gewichtssteuerung A104 in 1,
  • 3 ein Blockschaltbild eines Gewichtskombinierers A103 in 1,
  • 4 ein Blockschaltbild eines fraktional beabstandeten adaptiven Transversalfilters A107 in 1,
  • 5 eine Kurve, die zeigt, daß eine Zeitsteuerungssynchronisation nicht durch eine Korrelationsmatrix zwischen Antennenelementen beeinflußt wird,
  • 6 zeigt Kurven des Effekts der vorliegenden Erfindung,
  • 7 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,
  • 8 ein Gewichtsmittel 1031 bis 103N in 7,
  • 9 eine erste Gewichtssteuerung 111 in 7,
  • 10 ein zweites Gewichtsmittel 1090 bis 109M in 7,
  • 11 eine weitere erste Gewichtssteuerung 111,
  • 12 einen zweiten Frequenzumsetzer 2011 bis 201N in 13,
  • 13 ein Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,
  • 14 eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,
  • 15 einen dritten Frequenzumsetzer 401 in 14,
  • 16 ein erstes Gewichtsmittel 1031 bis 103N in 17,
  • 17 eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,
  • 18 eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,
  • 19 eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,
  • 20 eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,
  • 21 ein Blockschaltbild einer Schaltung 802 zum Multiplizieren komplexer Koeffizienten in 20,
  • 22 eine in 21 verwendete Schaltung 803 zum Multiplizieren reeller Zahlenkoeffizienten,
  • 23 einen Signalprozeßfluß des Umgebungsmaßes 801,
  • 24 eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,
  • 25 eine zweite Gewichtssteuerung 114 in 24,
  • 26 ein zweites Transversalfilter 10021 bis 1002N in 28,
  • 27 eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,
  • 28 eine erste Gewichtssteuerung 111,
  • 29 eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,
  • 30 eine Kurve zwischen der Übertragungsrate und dem Ausgangs-SINR,
  • 31 eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,
  • 32 eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,
  • 33 den Effekt der vorliegenden Erfindung,
  • 34 ein vorbekanntes adaptives Gruppenantennensystem,
  • 35 ein vorbekanntes adaptives Gruppenantennensystem mit FFT-Berechnung für die Vorstrahlformung,
  • 36 ein vorbekanntes adaptives Gruppenantennensystem mit einem Transversalfilter, und
  • 37 ein erstes Gewichtsmittel 14031 bis 1403N und ein zweites Gewichtsmittel 14070 bis 1407N in 36.
  • 1 ist ein Blockschaltbild eines adaptiven Gruppenantennensystems gemäß der vorliegenden Erfindung, in dem eine Gruppenantenne mit einer Anzahl n von Antennenelementen verwendet wird. Eine Gerichtetheit des Antennensystems in 1 wird anfänglich durch Zuweisen eines Eigenvektorstrahls für den maximalen Eigenvektor einer Korrelationsmatrix des Empfangssignals gesteuert, so daß man eine relativ gute Übertragungsqualität erhält, bevor die Synchronisation hergestellt ist, und nachdem dann die Synchronisation hergestellt ist, wird die Gerichtetheit so gesteuert, daß der quadratische Fehler minimal ist.
  • In 1 sind die Symbole A1011 bis A101n Antennenelemente, A1021 bis A102n sind jeweils mit einem jeweiligen Antennenelement gekoppelte Aufteilungen, A103 ist ein Gewichtskombinierer, A104 ist eine Gewichtssteuerung, A105 ist eine Synchronisationsüberwachungsvorrichtung, A106 eine automatische Frequenzsteuerung, A107 ein fraktional beabstandetes Transversalfilter. Eingangssignale aus den Aufteilungen A1021 bis A102n für eine Gewichtssteuerung A104 werden als x1 bis xN bezeichnet.
  • 2 ist ein Blockschaltbild einer Gewichtssteuerung A104, in der A201 ein Eigenvektorbildungsmittel, A202 ein Minimum-Mean-Square-Error-Mittel (MMSE) und A203 ein Schalter ist.
  • 3 ist ein Blockschaltbild eines Gewichtskombinierers A103, in dem A3011 bis A301n Gewichtsmittel sind und A302 ein Kombinierer ist. Es wird angenommen, daß durch die Gewichtseinrichtungen A3011 bis A302n bereitgestellte Gewichtswerte jeweils w1 bis wN sind.
  • 4 ist ein Blockschaltbild eines fraktional beabstandeten adaptiven Transversalfilters, worin A4011 bis A401n Verzögerungsmittel zur Erzeugung einer fraktionalen Verzögerung, A4021 bis A402m Teiler, A4030 bis A403m Gewichtsmittel sind, A404 ein Kombinierer und A405 eine Gewichtssteuerung ist.
  • In einer Anfangsphase wählt der Schalter A203 in der Gewichtssteuerung A104 das Eigenvektorstrahlformungsmittel A201, das die Korrelationsmatrix Rxx gemäß Eingangssignalen x1 bis xN bildet. Als nächstes wird der Eigenvektor des maximalen Eigenvektors in der Korrelationsmatrix Rxx zum Beispiel durch ein Potenzreihenverfahren berechnet. Bei dem Potenzreihenverfahren wird ein Vektor (a), der beliebig ist (zum Beispiel (a) = (1, 0, 0, 0) im Fall von vier Antennenelementen) mit einer Korrelationsmatrix Rxx multipliziert, um folgendes zu erhalten: a' = (Rxx k)×(a)
  • Dieser Prozeß wird k-mal wiederholt. Wenn der Wert k, der eine Anzahl von Wiederholungen ist, groß genug ist (zum Beispiel k ≥ 5), ist a' fast derselbe wie der Eigenvektor für den maximalen Eigenwert. Die Gewichte w1 bis wN werden dann durch den normierten Wert von a' bestimmt. Der Gewichtskombinierer A103 bildet den Eigenvektorstrahl.
  • Ein Ausgangssignal des Gewichtskombinierers A103 wird zur Trägersynchronisation an die automatische Frequenzsteuerung A106 angelegt. Ein Ausgangssignal der automatischen Frequenzsteuerung A106 wird zur Zeitsteuerungssynchronisation an das fraktional beabstandete adaptive Transversalfilter A107 angelegt. Der Betrieb der automatischen Frequenzsteuerung A106 und des fraktional beabstandeten adaptiven Transversalfilters A107 wird durch die Synchronisationsüberwachungsvorrichtung A107 überwacht. Wenn der Betrieb konvergiert, wählt der Schalter A203 in der Gewichtssteuerung das Minimum-Mean-Square-Error (MMSE).
  • Das Minimum-Mean-Square-Error bildet zuerst eine Korrelationsmatrix Rxx gemäß Eingangssignalen x1 bis xN und liefert dann einen Korrelationswert rxd zwischen Signalen jedes Antennenelements A1011 bis A101n und einem gewünschten Signal d. Die Gewichte w1 bis wN werden gemäß Gleichung (1) durch Verwendung von Rxx und rxd erhalten. Der Gewichtskombinierer A103 bildet eine optimale Gerichtetheit durch Verwendung der Gewichte w1 bis wN.
  • Nun wird die Funktionsweise des adaptiven Gruppenantennensystems gemäß der vorliegenden Erfindung beschrieben.
  • Wenn die Trägersynchronisation phasenverschoben ist, wird angenommen, daß der Frequenzfehler Δf beträgt. Die tatsächlichen Empfangssignale x1 bis xN werden folgendermaßen ausgedrückt, wobei Empfangssignale ohne Frequenzfehler (Δf = 0) x10 bis xN0 sind. xi = xi0exp(j2¶Δft), i = 1, ... , Nt; Zeit (7)
  • Die Korrelation zwischen einem Antennenelement i und einem Antennenelement k beträgt
  • Figure 00240001
  • Es sollte beachtet werden, daß rik von Δf unabhängig ist. Es versteht sich also, daß die Korrelationsmatrix Rxx zwischen Antennenelementen nicht durch Trägersynchronisation beeinflußt wird.
  • Als nächstes wird die Änderung der Korrelationsmatrix Rxx analysiert, wenn die Zeitsteuerungssynchronisation phasenverschoben ist.
  • 5 zeigt das Ergebnis einer Computersimulation durch das Verfahren der geometrischen Optik, wenn in einer Basisstation eine adaptive Gruppenantenne verwendet wird. In der Figur zeigt die horizontale Achse die Symbollänge Ts. Die Simulationsbedingungen lauten wie folgt.
  • Die Größe einer Kammer beträgt 20 m (vertikal) × 20 m (horizontal) × 3 m (Höhe). Ein Teilnehmerendgerät befindet sich bei 8 m (vertikal)(, 12 m (horizontal) und 0,9 m (Höhe) und eine Basisstation befindet sich bei 0,1 m (vertikal), 0,1 m (horizontal) und 2,9 m (Höhe). Eine adaptive Gruppenantenne in einer Basisstation ist eine lineare Gruppenantenne mit vier Elementen mit Ausstrahlrichtung in der Diagonale der Kammer. Die Gerichtetheit in der vertikalen Ebene einer Basisstationsantenne und einer Teilnehmerendgeräte antenne beträgt 60° Halbpegelwinkel und die Gerichtetheit in der horizontalen Ebene beträgt 90° Halbpegelwinkel (Basisstation) bzw. 120° Halbpegelwinkel (Teilnehmerendgerät). Der Neigungswinkel beträgt bei beiden Stationen 0°. Es wird die Vertikalpolarisationswelle verwendet. Das Material der Wände der Kammer ist Metall und das Material des Bodens und der Decke ist Beton. Die maximale Anzahl der Reflektionen beträgt 30mal an Wänden und 3mal an der Decke und am Boden.
  • Wie in 5 gezeigt, sollte beachtet werden, daß die Korrelation zwischen jedem Antennenelement nicht von dem Zeitsteuerungsfehler Δ abhängt.
  • Aus den obigen Ergebnissen ändert der sich durch die Korrelationswerte zwischen Antennenelementen gebildete Eigenvektor fast nicht, selbst wenn Trägersynchronisation und Zeitsteuerungssynchronisation phasenverschoben sind.
  • In den Antennenelementen empfangene Signale werden folglich mit höherer Rate als zweimal die Übertragungsrate abgetastet. Dann erhält man den Eigenvektor der Korrelationsmatrix zwischen Antennenelementen durch Verwendung abgetasteter Signale, und der Eigenvektorstrahl wird als Gewichte des Eigenvektors gebildet. Da der Eigenvektorstrahl aus der Korrelationsmatrix erhalten wird, ist er von Trägersynchronisation und Zeitsteuerungssynchronisation unabhängig.
  • Dann wird ein Ausgangssignal des Eigenvektorstrahls an die automatische Frequenzsteuerung angelegt, von der ein Ausgangssignal an das adaptive Transversalfilter zur Zeitsteuerungssynchronisation mit Überabtastung angelegt wird (jedes Symbol wird mehrmals abgetastet).
  • Ferner wird eine Übertragungsfunktion des adaptiven Transversalfilters erhalten, wenn die Zeitsteuerungssynchronisation phasengleich ist. Die Gewichtssteuerung berechnet eine Faltung der Übertragungsfunktion des Transversalfilters und der empfangenen Signale der Antennenelemente, und dann wird an dem Faltungsergebnis eine Steuerung des minimalen mittleren quadratischen Fehlers (MMSE) ausgeführt, so daß sich das optimale Richtmuster ergibt.
  • 6 zeigt die akkumulative Wahrscheinlichkeit der Endausgabe der vorliegenden Erfindung (Kurve (C)), die Kennlinie des Eigenvektors (Kurve (B)) und einen Stand der Technik (Kurve (A)) bei Verwendung einer Strahlformung durch FFT. In 6 zeigt die vertikale Achse akkumulative Wahrscheinlichkeit (%), wodurch die akkumulative Wahrscheinlichkeit gezeigt wird, die kleiner als der Wert der horizontalen Achse ist.
  • Es sollte in der Figur beachtet werden, daß gemäß der Kurve (A), die nur FFT benutzt, die akkumulative Wahrscheinlichkeit für (SINR) < 4 dB höher als 20% ist, wobei SINR eine Abkürzung für das Verhältnis von Ausgangssignal zu Störungen plus Rauschen ist. Dieser Wert ist für die Synchronisation nicht ausreichend. Im Fall der Kurve (B), die den Eigenvektorstrahl benutzt, beträgt sie für ein Ausgangs – SINR < 4 dB weniger als 3%. Ferner ist sie im Fall der Kurve (C), bei der Steuerung des minimalen mittleren quadratischen Fehlers (MMSE) ausgeführt wird, nachdem die Synchronisation hergestellt ist, für ein Ausgangs – SINR > 10 dB höher als 90%.
  • Es werden nun die Ausführungsformen zur Herstellung der Synchronisation mit Bezug auf 7 bis 30 beschrieben.
  • In diesen Figuren wird die Strahlformung durch das Konzept von 1 und 2 ausgeführt, das heißt, es wird zuerst vor der Synchronisation der Eigenvektorstrahl gebildet und dann nach Synchronisation auf den MMSE-Strahl umgeschaltet.
  • Bei der Ausführungsform von 7 besitzt eine Gruppenantenne eine Anzahl N von Antennenelementen, eine Abtastung in einem ersten A/D-Umsetzer und einem zweiten A/D-Umsetzer wird asynchron mit einem Empfangssignal ausgeführt und das Gewicht eines ersten Transversalfilters ist eine reelle Zahl.
  • In 7 sind die Symbole 1011 bis 101N Antennenelemente, 102 ist ein analoger Strahlformer, 1031 bis 103N sind erste Gewichtsmittel, 104 ist ein erster Kombinierer, 105 ist ein erster A/D-(analog/digital-)Umsetzter, 106 ist ein erster Frequenzumsetzer, 107 ist ein erstes Transversalfilter, 1081 bis 108N sind Verzögerungselemente, 1090 bis 109M sind zweite Gewichtsmittel, 110 ist ein zweiter Kombinierer, 111 ist eine erste Gewichtssteuerung, 114 ist eine zweite Gewichtssteuerung, 115 ist ein erster Abtasttaktgenerator und 117 ist eine Frequenzumsetzersteuerung.
  • 8 ist ein Blockschaltbild der ersten Gewichtsmittel 1031 bis 103N, worin 119 ein variabler Verstärker und 120 ein variabler Phasenschieber ist.
  • 9 ist ein Blockschaltbild der ersten Gewichtssteuerung 111, worin 1121 bis 112N zweite A/D-Umsetzer sind, 113 ein erster digitaler Signalprozessor und 116 ein zweiter Abtasttaktgenerator ist.
  • 10 ist ein Blockschaltbild der zweiten Gewichtsmittel 1090 bis 109M, worin 1181 und 1182 reelle Multiplizierer sind.
  • In der obigen Struktur werden die durch die Antennenelemente 1011 bis 101N empfangenen Empfangssignale x1 bis xN an den analogen Strahlformer 102 und die erste Gewichtssteuerung 111 angelegt. Wenn der Pegel der Empfangssignale niedrig ist, werden Empfangssignale mit einem rauscharmen Verstärker verstärkt, bevor Empfangssignale an den analogen Strahlformer 102 und die erste Gewichtssteuerung 111 angelegt werden. Der analoge Strahlformer 102 liefert die Gewichte w1 bis wN für jedes Empfangssignal jeweils in den Gewichtsmitteln 1031 bis 103N dergestalt, daß Amplitude und Phase der Empfangssignale modifiziert werden, und es werden die Gewichtssignale w1x1, w2x2, ..., wNxN bereitgestellt. Die Modifikation von Amplitude und Phase wird durch die Reihenschaltung des variablen Verstärkers 119 und des variablen Phasenschiebers 120, die jeweils ordnungsgemäß gesteuert werden, ausgeführt. Die gewichteten Signale werden in dem ersten Kombinierer 104 kombiniert, der folgendermaßen ein Ausgangssignal y bereitstellt. y = w1x1 + w2x2 + ... + wNxN
  • Das kombinierte Signal y wird an den ersten A/D-Umsetzer 105 angelegt, der ein Eingangssignal in digitale Form umsetzt. Das Signal y in digitaler Form wird in dem ersten Frequenzumsetzer 106 in dem Basisbandsignal in einen Realteil und einen Imaginärteil aufgeteilt. Dies wird in "Digital I/Q Detection Technique" in Technical Report of IEICE Sane 94–59 (1994-11), Seiten 9–15 von Shinonaga et al. beschrieben.
  • Ein Ausgangssignal des ersten Frequenzumsetzers 106 wird an das erste Transversalfilter 107 und an die zweite Gewichtssteuerung 114 angelegt. Das erstere besitzt Verzögerungselemente 1081 bis 108M, die jeweils in Reihe geschaltet sind und eine Verzögerungszeit Ts/a bereitstellen (Ts ist die Symbollänge eines digitalen Signals, (a) ist eine ganze Zahl größer als 2), so daß eine Anzahl M + 1 verzögerter Signale erhalten wird, die jeweils um mxTs/a (m = 0, ... , M) verzögert sind.
  • Jedes verzögerte Signal wird in den zweiten Gewichtsmitteln 1090 bis 109M gewichtet, die die Gewichte c0 bis cM bereitstellen. Die gewichteten Signale werden in den zweiten Kombinierer 110 addiert und das kombinierte Signal ist ein Ausgangssignal des ersten Transversalfilters 107. Die Multiplikation mit einer reellen Zahl wird in den reellen Multiplizierern 1181 und 1182 ausgeführt. Die komplexe Gewichtung wird folgendermaßen durch reelle Multiplikatoren ausgeführt. Realteil des reellen gewichteten Ausgangssignals = (Gewicht) × (Realteil des Eingangssignals) Imaginärteil des reellen gewichteten Ausgangssignals = (Gewicht) × (Imaginärteil des Eingangssignals)
  • Ein Ausgangssignal (Realteil und Imaginärteil) des ersten Transversalfilter 107 ist ein Ausgangssignal des vorliegenden adaptiven Gruppenantennensystems.
  • Die Gewichtswerte in den ersten Gewichtsmitteln 1031 bis 103N in dem analogen Strahlformer 102 zur Bereitstellung eines Richtmusters werden in der ersten Gewichtssteuerung 111 erhalten, die nur die Empfangssignale x1 bis xN in den Antennenelementen 1011 bis 101N oder sowohl die Empfangssignale x1 bis xN als auch ein Ausgangssignal des ersten Transversalfilters 107 verwendet.
  • In der ersten Gewichtssteuerung 111 werden die Empfangssignale in den Antennenelementen 1011 bis 101N durch Verwendung der zweiten A/D-Umsetzer 1121 bis 112N, die den zweiten Abtasttaktgenerator 116 verwenden, in digitale Form umgesetzt. Der zweite Abtasttakt von dem zweiten Abtasttaktgenerator 116 kann entweder mit dem ersten Abtasttakt identisch sein oder nicht.
  • Wenn zum Beispiel nur x1 bis xN verwendet werden, werden y' = w1x1 + w2x2 + ... + wNxNberechnet, mit wn = exp(jnθ), und der Wert wn für die Bereitstellung des Maximalwerts von y' wird bestimmt.
  • Die erste Gewichtssteuerung kann die Gewichte in einem anderen Algorithmus bestimmen, wie zum Beispiel dem CMA-Algorithmus, dem MMSE-Algorithmus dem DCMP-Algorithmus und/oder dem Potenzinversionsalgorithmus. Diese werden in den folgenden Literaturstellen beschrieben:
    • (1) "Adaptive signal process in an array antenna" von Kikuma, japanisches Buch, veröffentlicht von Science Technology Publish Co., 20.9.1998.
    • (2) R. A. Monzingo und T. W. Miller, "Introduction to Adaptive Arrays", John Wiley & Sons, Inc. 1980.
  • Wenn ein Algorithmus, der das Empfangssignal x1 bis xN in das Basisbandsignal umsetzt, führt der erste digitale Signalprozessor 113 dieselbe Frequenzumsetzung aus wie der erste Frequenzumsetzer 106, so daß Realteil und Imaginärteil des Basisbandsignals bestimmt werden und der Algorithmus wird für diese Teile verwendet.
  • Die Gewichte in den zweiten Gewichtsmitteln 1090 bis 109M in dem ersten Transversalfilter 107 werden durch den in den folgenden Beschreibungen beschriebenen Algorithmus bestimmt.
    • (1) R. W. Luck, "Automatic equalization for digital communication", Bell Syst. Tech. J., 44, 4, Seite 547 (1965).
    • (2) R. W. Luck und H. R. Rudin, "An automatic equalizer for general purpose communication channels", Bell Syst. Tech. J., 46, 9, Seite 2179 (1967).
  • Eine vorbekannte adaptive Gruppenantenne, die ein Transversalfilter verwendet, nimmt einen komplexen Wert für die zweiten Gewichte c0 bis cM zum Zwecke der Signalformentzerrung. Sie funktioniert jedoch nicht, wenn keine Zeitsteuerungssynchronisation hergestellt ist.
  • Deshalb nimmt die vorliegende Erfindung einen reellen Wert für die zweiten Gewichte c0 bis cM in dem ersten Transversalfilter 107, und die Kompensation der Zeitsteuerungssynchronisation wird gleichzeitig ausgeführt.
  • Der Grund dafür, daß die Zeitsteuerungssynchronisation kompensiert wird, wenn die zweiten Gewichte c0 bis cM in dem ersten Transversalfilter 107 reelle Zahlen sind, wird folgendermaßen beschrieben.
  • In einem QAM-Modulationssystem nehme man an, daß Ik und Qk die gleichphasige Komponente bzw. die Quadraturkomponente des k-ten Signals sind und das Basisbandsignal s(t) wird folgendermaßen ausgedrückt.
    Figure 00310001
    dabei ist f die Trägerfrequenz, h(t) ist die Impulsantwort von einem Bandbeschränkungsfilter.
  • Ein Bandbeschränkungsfilter ist im allgemeinen so ausgelegt, daß die folgende Nyquist-Bedingung für eine Impulsantwort h(t) erfüllt wird, so daß keine Zwischensymbolstörungen auftreten. h(kTs) = 0 (k = ... 2, 21, 1, 2, ...)mit h(0) ≠ 0, und t = kTs wird als Diskriminationszeitsteuerung bezeichnet.
  • Bei einer Abtastung, die um Δτ von der Diskriminationszeitsteuerung versetzt ist, werden Zwischensymbolstörungen erzeugt und die Übertragungsqualität verschlechtert sich, da h(kTS + Δτ) ≠ 0 ist.
  • Zum Beispiel für t = 3Ts ist s(t) in Gleichung (9) außerhalb der Reihensumme und gleich I3 + jQ3, und es wird ein Signal für t = 3Ts genommen. Für t = 3Ts + Δτ wird jedoch keine Reihensumme genommen und die Signale mit anderer Zeitsteuerung, wie zum Beispiel I2 + jQ2, I4 + jQ4, stören sich, so daß also Zwischensymbolstörungen auftreten.
  • Ein Ausgangssignal y(t) des ersten Transversalfilters wird folgendermaßen ausgedrückt, wobei die Anzahl der Verzögerungselemente an einem Ausgang eines Strahlformers M beträgt und das zweite Gewichtsmittel die Gewichte c0 bis cM liefert.
  • Figure 00320001
  • Aus den Gleichungen (9) und (10) muß die folgende Gleichung erfüllt werden, um das Basisbandsignal an einem Ausgang des ersten Transversalfilters 107 wiederherzustellen.
  • Figure 00320002
  • Da die Frequenzumsetzersteuerung 117 so steuert, daß der Frequenzumsetzungsfehler in dem ersten Frequenzumsetzer 106 minimal ist, ist Δf = 0 im konvergierten Zustand und Gleichung (11) lautet wie folgt.
  • Figure 00330001
  • Aus Gleichung (12) ist ersichtlich, daß, wenn die Impulsantwort eines Bandbeschränkungsfilters eine reelle Zahl ist, c0 bis cm reelle Zahlen sind.
  • 30 zeigt ein Ergebnis der Simulation, das die Beziehungen zwischen Übertragungsrate und Ausgangs-SINR der vorliegenden Erfindung zeigt, sowie einen Stand der Technik, bei dem das zweite Gewicht in dem ersten Transversalfilter eine komplexe Zahl ist, wovon jeder Koeffizient durch das MMSE-Verfahren (minimaler mittlerer quadratischer Fehler) gesteuert wird.
  • Die Umgebung ist eine Raumübertragungsumgebung mit 20 m × 20 m. Ein Ausgangs-SINR ist ein Mittelwert für 10 000 Symbole. In der Simulation besitzt das erste Transversalfilter 107 drei Verzögerungselemente jeweils mit einer Verzögerungszeit von 0,5 Ts. Es wird angenommen, daß die Abtastfrequenz des ersten A/D-Umsetzers 105 um 1000 ppm Hz (1 ppm = 10–6 Hz) von zweimal der Baurate versetzt ist.
  • Im Fall von vier Antennenelementen (N = 4) sollte beachtet werden, daß das vorliegende adaptive Gruppenantennensystem ähnliche Eigenschaften des Ausgangs-SINR gegenüber der Übertragungsrate wie im Fall mit komplexen Koeffizienten besitzt, obwohl die vorliegende Erfindung für die zweiten Gewichte in dem ersten Transversalfilter 107 reelle Koeffizienten aufweist.
  • Gemäß der Ausführungsform von 7 führt das erste Transversalfilter 107 nur die Zeitsteuerungskompensation aus. Deshalb führt der analoge Strahlformer 102 nur die Verbesserung der Übertragungsqualität aus und das erste Transversalfilter führt nur die Zeitsteuerungskompensation aus. Deshalb arbeitet die vorliegende Erfindung auch in einer ungünstigen Übertragungsumgebung stabil.
  • Da die zweiten Gewichte reelle Zahlen sind, ist ferner eine Menge an Hardware des ersten Transversalfilters im Vergleich zum Stand der Technik um die Hälfte verringert.
  • Nun wird eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gemäß 11 und 12 beschrieben, bei der eine Anzahl N von Antennenelementen verwendet wird, ein erster A/D-Umsetzer und ein zweiter A/D-Umsetzer mit einem Empfangssignal asynchron sind, ein zweites Gewicht in einem ersten Transversalfilter eine reelle Zahl ist und eine erste Gewichtssteuerung ein Empfangssignal durch Verwendung eines zweiten Frequenzumsetzers vor der Ausführung der A/D-Umsetzung in eine Zwischenfrequenz (ZF) umsetzt.
  • 11 zeigt die derzeitige Ausführungsform mit denselben Bezugszahlen wie in 7. In 11 sind die Bezugszahlen 2011 bis 201N zweite Frequenzumsetzer und 202 ist ein Oszillator. 12 zeigt eine Struktur der zweiten Frequenzumsetzer 2011 bis 201N, worin 203 ein Mischer und 204 ein Tiefpaßfilter ist.
  • Bei der aktuellen Ausführungsform wird ein Empfangssignal an den Antennenelementen 1011 bis 101N an eine erste Gewichtssteuerung 111 angelegt, die ein Empfangssignal durch Verwendung zweiter Frequenzumsetzer 2011 bis 201N in ZF-Frequenz umsetzt und das Signal durch Verwendung der zweiten A/D- Umsetzer 1121 bis 112N in digitale Form umsetzt. In jedem der zweiten Frequenzumsetzer 2011 bis 201N werden ein Empfangssignal an den Antennenelementen 1011 bis 101N und ein Signal aus dem Oszillator 202 an den Mischer 203 angelegt. Ein Ausgangssignal des Mischers wird an das Tiefpaßfilter 204 angelegt, das nach Unterdrückung von harmonischen Komponenten ein Ausgangs-ZF-Signal liefert.
  • Da ein Empfangssignal an Antennenelementen in ZF-Frequenz umgesetzt wird und bei der aktuellen Ausführungsform eine Eingangsfrequenz eines A/D-Umsetzers niedrig ist, hat es den Vorteil, daß die HF-Frequenz im Funkteil hoch sein kann und ein A/D-Umsetzer weniger Strom verbraucht.
  • Nun wird eine weitere Ausführungsform gemäß 13 beschrieben, bei der ein Empfangssignal an Antennenelementen durch Verwendung eines zweiten Frequenzumsetzers in ein ZF-Signal umgesetzt wird und ein so umgesetztes ZF-Signal an einen analogen Strahlformer und eine erste Gewichtssteuerung angelegt wird. In 13 zeigen dieselben Bezugszahlen wie in 7 bis 12 dieselben Glieder.
  • Bei der aktuellen Ausführungsform wird ein Empfangssignal an den Antennenelementen 1011 bis 101N durch Verwendung zweiter Frequenzumsetzer 2011 bis 201N in ein ZF-Signal umgesetzt und ein so umgesetztes ZF-Signal wird an einen analogen Strahlformer 102 und eine erste Gewichtssteuerung 111 angelegt.
  • Bei der aktuellen Ausführungsform arbeitet, da ein Empfangssignal an Antennenelementen in ein ZF-Signal umgesetzt wird, ein analoger Strahlformer 102 bei ZF-Frequenz. Die ZF-Frequenz in dem Funkteil kann deshalb hoch sein, ein A/D-Umsetzer verbraucht weniger Strom und ein analoger Strahlformer 102 kann mit niedriger Frequenz arbeiten.
  • Nun wird gemäß 14 und 15 eine weitere Ausführungsform beschrieben. Es werden dieselben Bezugszahlen wie in 7 bis 13 verwendet. In 14 ist 401 ein dritter Frequenzumsetzer, der die in 15 gezeigte Struktur aufweist. In 15 sind 4021 und 4022 Mischer, 403 ist ein ¶/2-Phasenschieber, 4041 und 4042 sind ein Tiefpaßfilter und 405 ist ein Oszillator.
  • Ein Ausgangssignal eines analogen Strahlformers 102 wird an den dritten Frequenzumsetzer 401 angelegt, in dem ein Ausgangssignal des analogen Strahlformers 102 in zwei Signale aufgeteilt wird, die jeweils an die Mischer 4021 bzw. 4022 angelegt werden. Der Mischer 4021 empfängt ein Ausgangssignal des analogen Strahlformers 102 und eine Sinuswelle des Oszillators 405. Ein Ausgangssignal des Mischers 4021 wird an das Tiefpaßfilter 4041 angelegt, das harmonische Komponenten unterdrückt. Andererseits empfängt der Mischer 4022 ein Ausgangssignal des analogen Strahlformers 102 und eine Sinuswelle des Oszillators 405 durch einen ¶/2-Phasenschieber 403. Lokale an die Mischer 4021 und 4022 angelegte Frequenzen weisen also die Phasendifferenz ¶/2 auf. Deshalb liefern die Tiefpaßfilter 4041 und 4042 ein Basisbandsignal mit gleichphasiger Komponente (Realteil) und Quadraturkomponente (Imaginärteil). Dies wird in einem Buch "Modulation/Demodulation in Digital Radio Communication" von Saito, veröffentlicht von dem Institut of Electronics, Information and Communication in Japan, 20.8.1996, beschrieben.
  • Ein Ausgangssignal des dritten Frequenzumsetzers 401, das einen Realteil und einen Imaginärteil enthält, wird an den ersten A/D-Umsetzer 105 angelegt. Die Oszillationsfrequenz des Oszillators 405 wird durch die Frequenzumsetzersteuerung 117 so gesteuert, daß die Mittenfrequenz eines Ausgangssignals des ersten Transversalfilters 107 null ist.
  • Die aktuelle Ausführungsform hat den Vorteil, daß ein A/D-Umsetzer weniger Strom verbraucht, da eine A/D-Umsetzung für ein Basisbandsignal ausgeführt wird.
  • Nun wird gemäß 16 und 17 eine weitere Ausführungsform beschrieben, bei der ein Strahlformer für ein digitales Signal arbeitet. Dieselben Bezugszahlen in 16 und 17 sind dieselben wie die bei den vorherigen Ausführungsformen.
  • In 17 sind 5011 bis 501N erste A/D-Umsetzer, 502 ist ein Abtasttaktgenerator, der den ersten A/D-Umsetzern 5011 bis 501N Abtastzeitsteuerung zuführt, 503 ist eine digitaler Strahlformer. 16 zeigt ein erstes Gewichtsmittel 1031 bis 103N, in dem 5041 bis 504N Multiplizierer sind, 505 ein reeller Subtrahierer und 506 ein reeller Addierer ist.
  • Ein Empfangssignal an den Antennenelementen 1011 bis 101N wird durch die ersten A/D-Umsetzer 5011 bis 501N, die ein Empfangssignal in einen Realteil und einen Imaginärteil aufteilen, in digitale Form umgesetzt. Die Art und Weise des Aufteilens eines Signals in einen Realteil und einen Imaginärteil lautet wie folgt.
    • (1) Ein Empfangssignal an Antennenelementen wird zuerst mit einer Abtastfrequenz abgetastet, die höher als zweimal die Mittenfrequenz des Empfangssignals ist, und das abgetastete Signal wird dann in digitale Form umgesetzt und dann wird die Hilbert-Transformation an dem digitalen Signal ausgeführt. Dies wird in "Digital Signal Processing" von Oppenheim und Shafer beschrieben (JP-Übersetzung von Date, Corona Co., zweiter Band, Seiten 26–30, 1978).
    • (2) Ein Empfangssignal an den Antennenelementen 1011 bis 101N wird mit einer Abtastfrequenz abgetastet, die das Vierfache der Mittenfrequenz des Empfangssignals beträgt. Ein Realteil ist ein Signal, das durch einen geraden Abtastwert abgetastet wird, und ein Imaginärteil ist ein Signal, das durch einen ungeraden Abtastwert abgetastet wird.
    • (3) Ein Empfangssignal wird in zwei Signale mit einer Phasendifferenz von ¶/2 zueinander aufgeteilt. Jedes aufgeteilte Signal wird an separate A/D-Umsetzer 5011 bis 501N angelegt. Jeder A/D-Umsetzer tastet mit einer Abtastfrequenz ab, die höher als das Zweifache der Mittenfrequenz ist. Jedes Ausgangssignal der A/D-Umsetzer ist ein Realteil und ein Imaginärteil.
  • Ein A/D-umgesetztes Signal wird an den digitalen Strahlformer 503 angelegt, in dem erste Gewichtsmittel 1031 bis 103N komplexe Gewichte bereitstellen, und ein erster Kombinierer 104 komibiniert die gewichteten Signale und liefert ein Ausgangssignal. Das komplexe Gewicht in dem ersten Gewichtsmittel wird folgendermaßen implementiert.
  • Wie bereits beschrieben, liefert jeder der ersten A/D-Umsetzer 5011 bis 501N einen Realteil und einen Imaginärteil. Da ein Gewicht eine komplexe Zahl ist, kann es auch in einen Realteil und einen Imaginärteil aufgeteilt werden. Das komplexe Gewicht wird folgendermaßen ausgeführt. (Realteil des komplexgewichteten Ausgangssignals) = (Realteil des komplexen Gewichts)·(Realteil eines Eingangssignals) – (Imaginärteil des komplexen Gewichts) ·(Imaginärteil eines Eingangssignals) (Imaginärteil des komplexgewichteten Ausgangssignals) = (Imaginärteil des komplexen Gewichts)·(Imaginärteil eines Eingangssignals) + (Imaginärteil des komplexen Gewichts)·(Realteil eines Eingangssignals)
  • Die aktuelle Ausführungsform hat den Vorteil, daß sie keine Temperaturschwankung aufweist, einen stabilen Strahl formt und Strahlsteuerung mit hoher Präzision ermöglicht, da ein Strahl durch digitale Signalverarbeitung geformt wird.
  • Nun wird eine weitere Ausführungsform gemäß 18 beschrieben, bei der ein Empfangssignal an Antennenelementen in ein ZF-Signal umgesetzt wird, das an einen digitalen Strahlformer und eine erste Gewichtssteuerung angelegt wird.
  • In 18 zeigen dieselben Bezugszahlen wie in 7-17 dieselben Glieder.
  • In 18 wird ein Empfangssignal an den Antennenelementen 1011 bis 101N durch einen zweiten Frequenzumsetzer 2011 bis 201N, die ein Empfangssignal in ZF-Frequenz umsetzen, und A/D-Umsetzer 5011 bis 501N an einen digitalen Strahlformer 503 angelegt.
  • Die aktuelle Ausführungsform hat den Vorteil, daß ein Empfangssignal an Antennenelementen in ZF-Frequenz umgesetzt wird und deshalb die HF-Frequenz in dem Funkteil hoch sein kann und ein A/D-Umsetzer weniger Strom verbraucht.
  • 19 zeigt eine weitere Ausführungsform, bei der ein Empfangssignal detektiert und in ein Basisbandsignal umgesetzt wird. Das Basisbandsignal wird dann in digitale Form umgesetzt und an einen digitalen Strahlformer angelegt.
  • In 19 sind 7011 bis 701N dritte Frequenzumsetzer, die in 15 gezeigt sind, und 702 ist ein Oszillator.
  • Ein Empfangssignal an Antennenelementen wird durch zweite Frequenzumsetzer 2011 bis 201N in ZF-Frequenz umgesetzt und dann durch dritte Frequenzumsetzer 7011 bis 701N in ein Basisbandsignal umgesetzt. Ein Eingangssignal der dritten Frequenzumsetzer kann entweder ZF-Frequenz oder HF-Frequenz aufweisen. Im letzteren Fall wurden die zweiten Frequenzumsetzer weggelassen. Die dritten Frequenzumsetzer 7011 bis 701N liefern ein Ausgangssignal mit einem Realteil und einem Imaginärteil, wie zuvor gemäß 15 beschrieben.
  • Ein Realteil und ein Imaginärteil eines Ausgangssignals der dritten Frequenzumsetzer 7011 bis 701N werden zur A/D-Umsetzung an erste A/D-Umsetzer 5011 bis 501N angelegt. Die Oszillationsfrequenz eines Oszillators 702 für dritte Frequenzumsetzer wird so gesteuert, daß die Mittenfrequenz eines Ausgangssignal eines ersten Transversalfilters 107 durch die Frequenzumsetzersteuerung 117 null ist.
  • Die aktuelle Ausführungsform hat den Vorteil, daß ein A/D-Umsetzer weniger Strom verbraucht, da die A/D-Umsetzung für ein Basisbandsignal ausgeführt wird.
  • Nun wird gemäß 20 bis 23 eine weitere Ausführungsform beschrieben, bei der ein Umgebungsmaß bereitgestellt wird, um zu messen, ob sich der Übertragungsweg unter einer frequenzselektiven Fading-Umgebung befindet oder nicht, und ein Multiplizierer in einem zweiten Gewichtsmittel wird gemäß der Übertragungsumgebung modifiziert.
  • In 20 zeigen dieselben Bezugszahlen wie in 7 bis 19 dieselben Glieder. Die Bezugszahl 801 ist ein Umgebungsmaß. 21 zeigt einen komplexen Multiplizierer 802 und 22 zeigt einen reellen Multiplizierer 803.
  • Der komplexe Multiplizierer 802 und der reelle Multiplizierer 803 werden in den zweiten Gewichtsmitteln 1090 bis 109M vorgesehen, und das Umgebungsmaß 801 wählt einen dieser.
  • 23 zeigt einen Betriebsfluß eines Umgebungsmaßes 801, mit den Schritten der FFT (Schnelle Fourier Transformation), Schritt (S100), einem Kerbschritt (S101) und einem Schaltungsauswahlschritt (S102).
  • Das Umgebungsmaß 801 empfängt ein Ausgangssignal eines ersten Frequenzumsetzers 106 und liefert Frequenzeigenschaften eines Ausgangssignals des ersten Frequenzumsetzers durch Fouriertransformation. Wenn die Frequenzeigenschaften eine Kerbe in einem Übertragungsband aufweisen, werden sie als frequenzselektive Fading-Umgebung erkannt, bei der eine Signalformentzerrung in einem ersten Transversalfilter nicht gut ausgeführt wird. In diesem Fall führt das erste Transversalfilter 107 nur die Zeitsteuerungskompensation aus und die zweiten Gewichtsmittel 1090 bis 109M haben reelle Gewichte.
  • Andererseits wird, wenn keine Kerbe in dem Übertragungsband existiert, erkannt, daß kein frequenzselektives Fading existiert. In diesem Fall existiert kein Verzögerungssignal, das länger als eine Symbolperiode verzögert wird, und es ist eine Signalformentzerrung in einem ersten Transversalfilter möglich. Deshalb weist das erste Transversalfilter eine komplexe Zahl in den zweiten Gewichtsmitteln 1090 bis 109M auf, so daß das erste Transversalfilter sowohl Zeitsteuerungskompensation als auch Signalformentzerrung ausführt.
  • Wenn die Gewichte in den zweiten Gewichtsmitteln 1090 bis 109M in dem ersten Transversalfilter 107 komplexe Zahlen sind, führt das Umgebungsmaß 801 einem digitalen Signalprozessor zur Bereitstellung des komplexen Multiplizierers 802 eine Anweisung zu und die zweiten Gewichtsmittel 1090–109M in dem ersten Transversalfilter 107 liefern komplexe Gewichte.
  • Wenn die Gewichte in den zweiten Gewichtsmitteln 1090 bis 109M reelle Zahlen sind, führt das Umgebungsmaß 801 einem digitalen Signalprozessor zur Bereitstellung eines reellen Multiplizierers 803 eine Anweisung zu und die zweiten Gewichtsmittel 1090 bis 109M in dem ersten Transversalfilter 107 liefern reelle Gewichte.
  • Die aktuelle Ausführungsform hat den Vorteil, wenn es in einem System mit variabler Rate verwendet wird. Bei einer hohen Übertragungsrate weist das zweite Gewichtsmittel reelle Gewichte auf, so daß ein erstes Transversalfilter stabil arbeitet und weniger Strom verbraucht, und bei einer niedrigen Übertragungsrate erhält man eine qualitativ hochwertige Übertragung sowohl durch räumliche als auch zeitliche Signalformentzerrung.
  • Nun wird eine weitere Ausführungsform gemäß 24 und 25 beschrieben, bei der das zweite Gewicht so bestimmt wird, daß ein Amplitudenschwankungsfehler eines Ausgangssignals in den zweiten Gewichten, die einem Diskriminationszeitsteuerungsfehler entsprechen, auf dem Minimum liegt.
  • In 24 zeigen dieselben Bezugszahlen wie in 7 bis 23 dieselben Glieder. 25 zeigt eine zweite Gewichtssteuerung 114 in 24. In 25 ist die Bezugszahl 901 ein Übertragungsqualitätsschätzungsmittel, das einen Amplitudenfehler eines Ausgangssignals des ersten Transversalfilters 107 in Bezug auf einen gewünschten Wert bei der Bestimmung einer Menge zweiter Gewichte schätzt, und 902 ist ein Speicher zum Speichern einer Menge optimaler Gewichte der zweiten Gewichtsmittel 1090 bis 109M entsprechend einem Zeitsteuerungsfehler Δ zwischen der Abtastzeitsteuerung der ersten A/D Umsetzer 1031 bis 103N und der optimalen Diskriminationszeitsteuerung.
  • Das Übertragungsqualitätsschätzungsmittel 901 liest den Speicher 902 für jedes Eingangssignal des Transversalfilters 107 aus und nimmt die optimale Menge zweiter Gewichte entsprechend einem Zeitsteuerungsfehler Δτ zwischen der Abtastzeitsteuerung in den ersten A/D-Umsetzern 1031 bis 103N und der optimalen Diskriminationszeitsteuerung und schätzt einen Fehler eines Ausgangssignals der adaptiven Antenne, die jede Menge von Gewichten verwendet, in Bezug auf einen gewünschten diskreten Wert durch Verwendung der folgenden Gleichung. Q = E[|(y – d1)(Y – d2)(Y – d3) ... |] (13)wobei dn (n = 1, 2, ..., L) ein gewünschter diskreter Wert ist. Die Menge zweiter Gewichte wird so bestimmt, daß der Fehler Q minimal ist.
  • Die aktuelle Ausführungsform hat den Vorteil, daß die optimalen Gewichte auch dann stabil bestimmt werden, wenn ein Eingangssignal des ersten Transversalfilters 107 einen Frequenzfehler und/oder einen Phasenfehler aufweist.
  • Nun wird eine weitere Ausführungsform gemäß 26 bis 28 beschrieben, bei der 27 ein Blockschaltbild der aktuellen Ausführungsform und 28 eine erste Gewichtssteuerung 111 in 26 ist. Die Bezugszahlen 10011 bis 1001N sind vierte Frequenzumsetzer, die in 12 gezeigt sind. Die Bezugszahlen 10021 bis 1002N sind zweite Transversalfilter, die in 26 gezeigt sind. Die Bezugszahl 1003 ist ein Referenzsignalgenerator und 1004 ist eine Gewichtssteuerung.
  • Ein Empfangssignal x1 bis xN an den Antennenelementen 1011 bis 101N wird entweder direkt als HF-Signal oder durch Frequenzumsetzung in ein ZF-Signal an die erste Gewichtssteuerung 111 angelegt. In dem ersten Gewicht 111 wird das Empfangssignal x1 bis xN durch die vierten Frequenzumsetzer 10011 bis 1001N und das zweite Transversalfilter 10021 bis 1002N wie in der folgenden Gleichung umgesetzt, indem die Gewichte der zweiten Gewichtsmittel 1090 bis 109M verwendet werden, die das erste Transversalfilter 107 bestimmt hat, wobei xn' ein Ausgangssignal eines Berechnungsteils eines Transversalfilters, M eine Anzahl von Abgriffen, cm ein Abgriffskoeffizient und Ts/a eine Abgriffsperiode ist.
  • Figure 00440001
  • Die Gewichte zur Bereitstellung eines Richtmusters durch das MMSE-Verfahren des minimalen mittleren quadratischen Fehlers werden durch Gleichung (1) gegeben, mit den Gewichten w1 bis wN in den ersten Gewichtsmitteln 1031 bis 103N und einem Referenzsignal d aus einem Referenzsignalgenerator. Somit arbeitet eine adaptive Gruppenantenne durch das Verfahren des minimalen mittleren quadratischen Fehlers durch Verwendung asynchroner Daten.
  • Nun wird eine weitere Ausführungsform gemäß 28 und 29 beschrieben, bei der ein Empfangssignal vor der A/D-Umsetzung in ein Basisbandsignal umgesetzt wird, und durch Verwendung eines ersten Transversalfilters wird ein Strahlformer durch Verwendung eines demodulierten Signals für jedes Antennenelement gesteuert.
  • In 29 zeigen dieselben Bezugszahlen wie in 7 bis 28 dieselben Glieder.
  • Ein Empfangssignal x1 bis xN an den Antennenelementen 1011 bis 101N wird durch zweite Frequenzumsetzer 2011 bis 201N in ein ZF-Signal umgesetzt, durch dritte Frequenzumsetzer 7011 bis 701N in gleichphasige Komponente und Quadraturkomponente eines Basisbandsignals aufgeteilt. Jede wird an einen ersten A/D-Umsetzer 5011 bis 501N bzw. eine erste Gewichtssteuerung 111 angelegt.
  • In der ersten Gewichtssteuerung 111 (11) wird ein Empfangssignal x1 bis xN durch Verwendung der Gleichung (14) in den zweiten Frequenzumsetzern 2011 bis 201N und des Berechnungsteils des zweiten Transversalfilters durch Verwendung der durch das erste Transversalfilter 107 bestimmten zweiten Gewichte umgesetzt. Die Gewichte zur Bereitstellung eines Richtmusters durch das Verfahren des minimalen mittleren quadratischen Fehlers werden durch Gleichung (1) gegeben, wobei w1 bis wN erste Gewichte sind und d ein durch einen Referenzsignalgenerator gegebenes Referenzsignal ist. Somit wird eine adaptive Gruppenantenne durch das Verfahren des minimalen mittleren quadratischen Fehlers durch Verwendung asynchroner Daten gesteuert.
  • Nebenbei bemerkt würde es, wenn eine Abtastzeitsteuerung in einem A/D-Umsetzer zu einer Zeitsteuerung eines Empfangssignal asynchron ist, unerwünschterweise geschehen, daß eine Abtastung am Umschaltpunkt eines Empfangssignals ausgeführt wird. Man vermeidet dies durch Verwendung der Struktur von 31 bis 33.
  • 31 zeigt, daß durch Verwendung eines Abtasttakts, der zu einer Signalübertragungsrate asynchron ist, ein Eigenvektorstrahl gebildet wird.
  • In 31 sind die Symbole C1011 bis C101N Antennenelemente, C102 ist ein analoger Strahlformer, C1031 bis C103N sind erste Gewichtsmittel, C104 ist ein erster Kombinierer, C105 ist eine Gewichtssteuerung, C106 ist ein digitaler Signalprozessor, C1071 bis C107N ist ein erster A/D-Umsetzer, C108 ist ein Abtasttaktgenerator, C1091 bis C109N ist ein erster quasikohärenter Detektor, C110 ist ein analoger variabler Phasenschieber, C111 ist ein analoger variabler Verstärker, C112 ist ein Oszillator für den quasikohärenten Detektor, C1131 bis C1132 ist ein Mischer, C1141 bis C1142 ist ein Tiefpaßfilter und C115 ist ein 90°-Phasenschieber.
  • Die Empfangssignale x1 bis xN an den Antennenelementen C1011 bis C101N werden an den analogen Strahlformer C102 und an die erste Gewichtssteuerung C105 angelegt. Wenn ein Empfangspegel niedrig ist, wird ein Empfangssignal nach Verstärkung durch einen (nicht gezeigten) rauscharmen Verstärker an den analogen Strahlformer C102 und die erste Gewichtssteuerung 105 angelegt. Der analoge Strahlformer C102 führt die Gewichtung w1 bis wN in den ersten Gewichtsmitteln C1031 bis C103N aus, so daß die Gewichtssignale w1x2, w2x2, ..., wNxN erhalten werden. Die Modifikation von Amplitude und Phase wird durch Reihenschaltung eines variablen Verstärkers C111 und eines variablen Phasenschiebers C110 ausgeführt, und beide werden ordnungsgemäß gesteuert. Die gewichteten Signale werden in dem ersten Kombinierer C104 kombiniert, der folgendermaßen ein Ausgangssignal y bereitstellt. y = w1x1 + w2x2 + ... + wNxN
  • Die Werte w1 bis wN werden durch die Gewichtssteuerung C105 bestimmt, in der ein Empfangs-HF-Signal durch erste quasikohärente Detektoren C1091 bis C109N quasikohärent detektiert und in eine gleichphasige Komponente und eine Quadraturkomponente aufgeteilt wird. Dies wird zum Beispiel in "Digital I/Q Detection Technique" von Shinonaga et al., Technical Report of IEICE Sane 94–59 (1994-11), Seiten 9–15, beschrieben.
  • Zur quasikohärenten Detektion für ein Empfangssignal aus Antennenelementen wird ein gemeinsamer Oszillator C112 verwendet. Jedes Signal wird durch erste A/D-Umsetzer C1071 bis C107N in digitale Form umgesetzt und an den digitalen Signalprozessor C106 angelegt. Der digitale Signalprozessor liefert die Korrelationsmatrix Rxx zwischen Antennenelementen.
  • Da ein Empfangssignal aus Antennenelementen quasikohärent detektiert wird, ist durch Verwendung des gemeinsamen Oszillators C112 ein Trägerphasenfehler allen Signalen der Antennenelemente gemeinsam und somit wird durch die Berechnung der Korrelationsmatrix Rxx von Gleichung (2) ein Trägerphasenfehler völlig beseitigt. Folglich wird auch in einer asynchronen Situation die Korrelationsmatrix Rxx zwischen Antennenelementen präzise erhalten.
  • Der digitale Signalprozessor liefert einen Eigenvektor durch Verwendung der so erhaltenen Korrelationsmatrix. Der Eigenvektor wird durch die folgende Berechnung erhalten. Als erstes wird ein Vektor V0, der beliebig ist, bestimmt. Dann konvergiert ein Vektor Vk gemäß den folgenden Schritten. VK+1 = RxxVk/|Vk| (15)
  • Wenn Vk auf Vconv konvergiert, wird der Gewichtsvektor W folgendermaßen bestimmt, so daß eine Gerichtetheit bestimmt wird. W = Vconv (16)
  • Diese Ausführungsform hat den Vorteil, daß die Gerichtetheit nur durch die Korrelationsmatrix zwischen Antennenelementen gebildet wird, aber von der Trägersynchronisation unabhängig ist.
  • Die Strahlbildung vor der Synchronisation wird hergestellt und erfordert nicht nur Trägersynchronisation, sondern auch Zeitsteuerungssynchronisation.
  • Deshalb wird der Abtasttakt im wesentlichen zweimal so hoch wie die Übertragungsrate bestimmt und die Korrelationsmatrix wird durch den Mittelwert von Rxx(Δt) und Rxx(Δt + Ts/2) wie in der folgenden Gleichung gezeigt erhalten.
    Figure 00480001
    dabei ist Δt ein Fehler einer Abtastzeitsteuerung von einer Anfangsbedingung.
  • Gemäß der aktuellen Ausführungsform ist die Korrelationsmatrix völlig von der Δt unabhängig.
  • 33 zeigt das berechnete Ergebnis zwischen der Variation des Ausgangs-SINR und der Verzögerungsspreizung aufgrund eines Abtastzeitsteuerungsfehlers unter der Annahme, daß ein Empfangs-Mehrfachweg ein exponentielles Modell ist, wobei eine Anzahl von Antennenelementen 8 beträgt, die Phase und Richtung eines Empfangssignals gleichförmig ist und ein Ausgangs-SINR durch Verwendung eines 10%-Werts der akkumulativen Wahrscheinlichkeit ausgewertet wird. Der Parameter (β) ist ein Abklingfaktor. Wie in der Figur gezeigt, hat, da die Verzögerungsspreizung groß ist, die Abtastzeitsteuerung einen großen Effekt (Kurven (A) und (B)). Gemäß der vorliegenden Erfindung (Kurve (C)) tritt durch Abtastzeitsteuerung dagegen keine Änderung auf und man erhält deshalb eine stabile Übertragungsqualität.
  • 32 zeigt eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, bei der ein Strahlformer ein digitaler Strahlformer (C205) ist, und durch Verwendung eines zu einer Übertragungsrate asynchronen Abtasttakts ein Eigenvektorstrahl gebildet wird.
  • In der Figur sind die Symbole C2011 bis C201N zweite quasikohärente Detektoren, C202 ist ein Abtasttaktgenerator, C2031 bis C203N sind digitale Gewichtsmittel, C204 ist ein digitaler Addierer, C205 ist ein digitaler Strahlformer. Jeder der zweiten quasikohärenten Detektoren teilt ein Empfangssignal an jedem Antennenelement in eine gleichphasige Komponente und eine Quadraturkomponente auf, indem ein gemeinsamer Oszillator C206 verwendet wird. Die aufgeteilte gleichphasige Komponente und Quadraturkomponente werden durch erste A/D-Umsetzer C1071 bis C107N in digitale Form umgesetzt und dann an den digitalen Strahlformer C205 und die erste Gewichtssteuerung C105 angelegt. Der Abtasttakt ist zu diesem Zeitpunkt ungefähr zweimal so hoch wie der der Übertragungsrate.
  • Da die in der Gewichtssteuerung gebildete Korrelationsmatrix Rxx frei von Trägersynchronisation ist, da durch Verwendung des gemeinsamen Oszillators C206 eine quasikohärente Detektion ausgeführt wird. Ferner ist es möglich, eine Korrelationsmatrix zu erhalten, die von der Zeitsteuerungssynchronisation unabhängig ist, indem man wie zuvor beschrieben den durch Gleichung (16) definierten Mittelwert von Rxx verwendet.
  • Das an den digitalen Strahlformer C205 angelegte Signal wird durch digitale Gewichtsmittel gewichtet, die durch einen digitalen Multiplizierer implementiert werden, und ein Ausgangssignal y selbiger lautet y = w1x1 + w2x2 + ... + wNxN
  • Die aktuelle Struktur verwendet einen digitalen Strahlformer und bildet einen Eigenvektor durch Verwendung eines Abtasttakts, der zu der Übertragungsrate asynchron ist.
  • (Effekt der Erfindung)
  • Das vorliegende adaptive Gruppenantennensystem nimmt einen Eigenvektorstrahl als Anfangswert zur Bereitstellung einer relativ guten Übertragungs qualität, bevor die Synchronisation hergestellt ist, und wenn die Synchronisation hergestellt ist, wird die Gerichtetheitssteuerung nach dem Verfahren des minimalen mittleren quadratischen Fehlers (MMSE) ausgeführt. Deshalb arbeitet ein adaptives Gruppenantennensystem auch unter sehr schlechter Übertragungsqualität stabil.
  • Ferner ist gemäß den bevorzugten Aspekten der vorliegenden Erfindung der Abtasttakt zum Umsetzen eines Empfangssignals in digitale Form zu einem Empfangssignal asynchron und ein Transversalfilter mit reellen Gewichten führt eine Zeitsteuerungskompensation aus. Deshalb wird die Menge an Hardware vermindert und eine Rückkopplung zu dem Abtasttakt vermieden. Auch unter sehr schlechter Übertragungsqualität arbeitet somit eine adaptive Gruppenantenne stabil.

Claims (15)

  1. Adaptives Gruppenantennensystem, umfassend: mehrere Antennenelemente (A1011–A101n), einen mit den Antennenelementen (A1011–A101n) gekoppelten Gewichtskombinierer (A103) zur Bereitstellung eines Gewichts für Signale der Antennenelemente (A1011–A101n) und zum Kombinieren gewichteter Signale, eine mit den Antennenelementen (A1011–A101n) gekoppelte Gewichtssteuerung (A104) zum Berechnen von Gewichten für den Gewichtskombinierer (A103), eine automatische Frequenzsteuerung (A106), die ein Ausgangssignal des Gewichtskombinierers (A103) annimmt, ein fraktional beabstandetes adaptives Transversalfilter (A107) zum Annehmen eines Ausgangssignals der automatischen Frequenzsteuerung (A106) und eine Synchronisationsüberwachungsvorrichtung (A105), die ein Ausgangssignal der automatischen Frequenzsteuerung (A106) und Gewichte des Transversalfilters (A107) annimmt, dadurch gekennzeichnet, daß die Gewichtssteuerung folgendes umfaßt: ein Eigenvektor-Strahlformungsmittel (A201) zum Erhalten einer Korrelationsmatrix zwischen den Antennenelementen (A1011–A101n) und zum Bereitstellen von Eigenvektorgewichten in Bezug auf die maximalen Eigenwerte der Korrelationsmatrix, ein Minimum-Mean-Square-Error-Mittel (A202) zur Bereitstellung von Gewichten dergestalt, daß ein quadrierter Fehler zwischen dem Ausgangssignal der Gewichtssteuerung (A104) und einem gewünschten Signal das Minimum ist, und einen Schalter (A203) zum Auswählen entweder des Eigenvektor-Strahlformungsmittels (A201) oder des Minimum-Mean-Square-Error-Mittels (A202), wobei Gewichte in dem Gewichtskombinierer (A103) für die Antennenelemente (A1011–A101n) anfänglich durch das Eigenvektor-Strahlformungsmittel (A201) so bestimmt werden, daß ein Eigenvektorstrahl gebildet wird, und dann durch das Minimum-Mean-Square-Error-Mittel (A202) bestimmt werden, nachdem die Synchronisationsüberwachungsvorrichtung (A105) erkannt hat, daß die automatische Frequenzsteuerung (A106) und das adaptive Transversalfilter (A107) konvergiert sind.
  2. Adaptives Gruppenantennensystem nach Anspruch 1, wobei ein mit einem jeweiligen Antennenelement (A1011–A101n) gekoppelter Teiler (A1021–A102n) vorgesehen ist, um ein Signal des Antennenelements (A1011–A101n) auf den Gewichtskombinierer (A103) und die Gewichtssteuerung (A104) aufzuteilen.
  3. Adaptives Gruppenantennensystem nach Anspruch 1, umfassend: mehrere Antennenelemente (1011–101N), einen mit den Antennenelementen (1011–101N) gekoppelten analogen Strahlformer (102) zum Gewichten von Signalen der Antennenelemente (1011–101N) mit ersten Gewichtsmitteln (1031–103N), einen mit einem Ausgang des analogen Strahlformers (102) gekoppelten A/D-Umsetzer (105) zum Umsetzen des Ausgangssignals in digitale Form, einen ersten Frequenzumsetzer (106) zum Umsetzen eines Ausgangssignals des A/D-Umsetzers (105) in ein Basisbandsignal, ein erstes fraktional beabstandetes Transversalfilter (107), das mit einem Ausgang des ersten Frequenzumsetzers (106) gekoppelt ist und mehrere in Reihe geschaltete Verzögerungselemente (1081–108M) aufweist, die jeweils eine fraktionale Symbolverzögerung aufweisen, zweiten Gewichtsmitteln (1090–109M) zum Gewichten eines Ausgangssignals jedes Verzögerungselements (1081–108M) und einem Kombinierer (110) zum Kombinieren von Ausgangssignalen der Gewichtsmittel (1090–109M), eine erste Gewichtssteuerung (111) zum Bereitstellen von Gewichten für die ersten Gewichtsmittel (1031–103N), wobei die erste Gewichtssteuerung (111) ein Empfangssignal der Antennenelemente (1011–101N) und/oder ein Ausgangssignal des ersten Transversalfilters (107) empfängt, mit einem zweiten A/D-Umsetzer (1121–112N) zum Umsetzen eines Empfangssignals in digitale Form und einem ersten digitalen Signalprozessor (113) der mit einem Ausgang des zweiten A/D-Umsetzers (1121–112N) gekoppelt ist und Gewichte für die ersten Gewichtsmittel (1031–103N) bereitstellt, eine zweite Gewichtssteuerung (114), die ein Ausgangssignal des ersten Frequenzumsetzers (106) empfängt und Gewichte für die zweiten Gewichtsmittel (1090–109M) bereitstellt, eine Frequenzumsetzersteuerung (117), die ein Ausgangssignal des ersten Transversalfilters (107) empfängt und den ersten Frequenzumsetzer (106) so steuert, daß der Frequenzumsetzungsfehler in dem ersten Frequenzumsetzer (106) abnimmt, einen ersten Abtasttaktgenerator (115) zum Erzeugen eines Abtasttakts des ersten A/D-Umsetzers (105), einen zweiten Abtasttaktgenerator (116) zum Erzeugen eines Abtasttakts des ersten A/D-Umsetzers (1121–112N), wobei der erste Abtasttakt höher als zweimal die Frequenz der Übertragungsrate des Empfangssignals ist, mit dem Empfangssignal asynchron ist und im wesentlichen dieselbe Periode wie die Verzögerungszeit jedes Verzögerungselements (1080– 108M) des ersten Transversalfilters (107) aufweist und wobei der zweite Abtasttakt asynchron zu dem ersten Abtasttakt ist.
  4. Adaptives Gruppenantennensystem nach Anspruch 3, wobei die erste Gewichtssteuerung (111) einen zweiten Frequenzumsetzer (2011–201N) umfaßt, der ein Empfangssignal der Antennenelemente (1011–101N) in ZF-Fequenz umsetzt.
  5. Adaptives Gruppenantennensystem nach Anspruch 3, mit einem zweiten Frequenzumsetzer (2011–201N) zum Umsetzen eines Empfangssignals in ZF-Frequenz oder einem dritten Frequenzumsetzer (401) zum Umsetzen eines Empfangssignals in ein Basisbandsignal, und wobei das so umgesetzte ZF-Frequenz- oder Basisbandsignal an die erste Gewichtssteuerung (111) angelegt werden.
  6. Adaptives Gruppenantennensystem nach Anspruch 1, umfassend: mehrere Antennenelemente (1011–101N), einen mit den Antennenelementen (1011–101N) gekoppelten analogen Strahlformer (102) zum Gewichten von Signalen der Antennenelemente (1011–101N) mit ersten Gewichtsmitteln (1031–103N), einen mit einem Ausgang des analogen Strahlformers (102) gekoppelten ersten Frequenzumsetzer (401) zum Umsetzen des Ausgangssignals in ein Basisbandsignal, einen ersten A/D-Umsetzer (105) zum Umsetzen eines Ausgangssignals des Frequenzumsetzers (401) in digitale Form, ein mit einem Ausgang des ersten Frequenzumsetzers (401) gekoppeltes erstes fraktional beabstandetes Transversalfilter (107) mit mehreren in Reihe geschalteten Verzögerungselementen (1081–108M) jeweils mit fraktionaler Symbolverzögerung, zweiten Gewichtsmitteln (1090–109M) zum Gewichten eines Ausgangssignals jedes Verzögerungselements (1081–108M) und einem Kombinierer (107) zum Kombinieren von Ausgangssignalen der Gewichtsmittel (1090–109M), eine erste Gewichtssteuerung (111) zum Bereitstellen von Gewichten für die ersten Gewichtsmittel (1031–103N), wobei die erste Gewichtssteuerung (111) ein Empfangssignal der Antennenelemente (1011–101N) und/oder ein Ausgangssignal des ersten Transversalfilters (107) empfängt, mit einem zweiten A/D-Umsetzer (1121–112N) zum Umsetzen eines Empfangssignals in digitale Form und einem ersten digitalen Signalprozessor (113), der mit einem Ausgang des zweiten A/D-Umsetzers (1121–112N) gekoppelt ist und Gewichte für die ersten Gewichtsmittel (1031–103N) bereitstellt, eine zweite Gewichtssteuerung (114), die ein Ausgangssignal des ersten Frequenzumsetzers (401) empfängt und Gewichte für die zweiten Gewichtsmittel (1090–109M) bereitstellt, eine Frequenzumsetzersteuerung (117), die ein Ausgangssignal des ersten Transversalfilters (107) empfängt und den ersten Frequenzumsetzer (401) so steuert, daß der Frequenzumsetzungsfehler in dem ersten Frequenzumsetzer (401) abnimmt, einen ersten Abtasttaktgenerator (115) zum Erzeugen eines Abtasttakts des ersten A/D-Umsetzers (105), einen zweiten Abtasttaktgenerator (116) zum Erzeugen eines Abtasttakts des zweiten A/D-Umsetzers (1121–112N), wobei der erste Abtasttakt höher als zweimal die Frequenz der Übertragungsrate des Empfangssignals ist, zu dem Empfangssignal asynchron ist und im wesentlichen dieselbe Periode wie die Verzögerungszeit jedes Verzögerungselements (1080– 108M) des ersten Transversalfilters (107) aufweist und der zweite Abtasttakt asynchron zu dem ersten Abtasttakt ist.
  7. Adaptives Gruppenantennensystem nach Anspruch 1, umfassend: mehrere Antennenelemente (1011–101N), einen mit den Antennenelementen (1011–101N) gekoppelten ersten A/D-Umsetzer (5011–501N) zum Umsetzen eines Empfangssignals der Antennenelemente (1011–101N) in digitale Form, einen mit dem Ausgang des ersten A/D-Umsetzers (5011–501N) gekoppelten digitalen Strahlformer (503) zum Gewichten von Signalen mit ersten Gewichtsmitteln (1031–103N), einen mit einem Ausgang des digitalen Strahlformers (503) gekoppelten ersten Frequenzumsetzer (106) zum Umsetzen des Ausgangssignals in ein Basisbandsignal, ein mit einem Ausgang des ersten Frequenzumsetzers (106) gekoppeltes erstes fraktional beabstandetes Transversalfilter (107) mit mehreren in Reihe geschalteten Verzögerungselementen (1081–108M) jeweils mit fraktionaler Symbolverzögerung, zweiten Gewichtsmitteln (1090–109M) zum Gewichten eines Ausgangssignals jedes Verzögerungselements und einem Kombinierer (110) zum Kombinieren von Ausgangssignalen der Gewichtsmittel (1090–109M), eine erste Gewichtssteuerung (111) zum Bereitstellen von Gewichten für die ersten Gewichtsmittel (1031–103N), wobei die erste Gewichtssteuerung (111) ein Ausgangssignal des ersten A/D-Umsetzers (5011–501N) und/oder ein Ausgangssignal des ersten Transversalfilters (107) empfängt, mit einem ersten digitalen Signalprozessor (113), der Gewichte für die ersten Gewichtsmittel (1031–103N) bereitstellt, eine zweite Gewichtssteuerung (114), die ein Ausgangssignal des ersten Frequenzumsetzers (106) empfängt und Gewichte für die zweiten Gewichtsmittel (1090–109M) bereitstellt, eine Frequenzumsetzersteuerung (117), die ein Ausgangssignal des ersten Transversalfilters (107) empfängt und den ersten Frequenzumsetzer (106) so steuert, daß der Frequenzumsetzungsfehler in dem ersten Frequenzumsetzer (106) abnimmt, einen ersten Abtasttaktgenerator (502) zum Erzeugen eines Abtasttakts des ersten A/D-Umsetzers (5011–501N), wobei der erste Abtasttakt höher als zweimal die Frequenz der Übertragungsrate des Empfangssignals ist, asynchron zu dem Empfangssignal ist und im wesentlichen dieselbe Periode wie die Verzögerungszeit jedes Verzögerungselements (1081–108M) des ersten Transversalfilters (107) aufweist.
  8. Adaptives Gruppenantennensystem nach Anspruch 7 mit einem mit den Antennenelementen (1011–101N) gekoppelten zweiten Frequenzumsetzer (2011–201N) zum Umsetzen eines Empfangssignals in ein ZF-Signal oder einem dritten Freuquenzumsetzer (7011–701N) zum Umsetzen des Empfangssignals in ein Basisbandsignal, dergestalt, daß das ZF-Signal oder das Basisbandsignal an den ersten A/D-Umsetzer (5011–501N) angelegt werden.
  9. Adaptives Gruppenantennensystem nach Anspruch 1, umfassend: mehrere Antennenelemente (1011–101N), einen mit den Antennenelementen (1011–101N) gekoppelten ersten Frequenzumsetzer (7011–701N) zum Umsetzen eines Empfangssignals der Antennenelemente (1011–101N) in ein Basisbandsignal, einen mit einem Ausgang des ersten Frequenzumsetzers (7011–701N) gekoppelten ersten A/D-Umsetzer (5011–501N) zum Umsetzen des Ausgangssignal in digitale Form, einen mit einem Ausgang des ersten A/D-Umsetzers (5011–501N) gekoppelten digitalen Strahlformer (503) zum Gewichten von Signalen mit ersten Gewichtsmitteln (1031–103N) und zum Kombinieren gewichteter Signale, ein mit einem Ausgang des digitalen Strahlformers (503) gekoppeltes erstes fraktional beabstandetes Transversalfilter (107) mit mehreren in Reihe geschalteten Verzögerungselementen (1081–108M) jeweils mit fraktionaler Symbolverzögerung, zweiten Gewichtsmitteln (1090–109M) zum Gewichten eines Ausgangssignals jedes Verzögerungselements (1081–108M) und einem Kombinierer (110) zum Kombinieren von Ausgangssignalen der Gewichtsmittel (1090–109M), eine erste Gewichtssteuerung (111) zum Bereitstellen von Gewichten für die ersten Gewichtsmittel (1031–103N), wobei die erste Gewichtssteuerung (111) ein Ausgangssignal des ersten A/D-Umsetzers (5011–501N) und/oder ein Ausgangssignal des ersten Transversalfilters (107) empfängt, mit einem ersten digitalen Signalprozessor (113), der Gewichte für die ersten Gewichtsmittel (1031–103N) bereitstellt, eine zweite Gewichtssteuerung (114), die ein Ausgangssignal des digitalen Strahlformers (503) empfängt und Gewichte für die zweiten Gewichtsmittel (1090–109M) bereitstellt, eine Frequenzumsetzersteuerung (117), die ein Ausgangssignal des ersten Transversalfilters (107) empfängt und den ersten Frequenzumsetzer (7011–701N) so steuert, daß der Frequenzumsetzungsfehler in dem ersten Frequenzumsetzer (7011–701N) abnimmt, einen ersten Abtasttaktgenerator (502) zum Erzeugen eines Abtasttakts des ersten A/D-Umsetzers (5011–501N), wobei der erste Abtasttakt höher als zweimal die Frequenz der Übertragungsrate des Empfangssignals ist, asynchron zu dem Empfangssignal ist und im wesentlichen dieselbe Periode wie die Verzögerungszeit jedes Verzögerungselements (1080–108M) des ersten Transversalfilters (107) aufweist.
  10. Adaptives Gruppenantennensystem nach Anspruch 9, wobei die zweite Gewichtssteuerung (114) ein Umgebungsmaß (801) umfaßt, um zu bestimmen, ob sich der Übertragungsweg unter einer frequenzselektiven Fading-Umgebung befindet oder nicht, und wobei das zweite Gewicht in den ersten Transversalfilter (107) abhängig davon, ob sich der Übertragungsweg unter einer frequenzselektiven Fading-Umgebung befindet oder nicht, als eine reelle Zahl oder eine komplexe Zahl gewählt wird.
  11. Adaptives Gruppenantennensystem nach Anspruch 3 bis 10, wobei das Empfangssignal mit einem Modulationssystem, das an dem Entscheidungspunkt jedes Symbols eine diskrete Amplitude bereitstellt, moduliert wird, wobei die zweite Gewichtssteuerung (114) folgendes umfaßt einen Speicher (902), der eine Menge optimaler zweiter Gewichte speichert, die mit dem Fehler zwischen der Abtastzeitsteuerung in dem ersten A/D-Umsetzer (5011–501N) und der optimalen Zeitsteuerung für die Decodierung zusammenhängen, eine Übertragungsqualitätsschätzung (901) zum Schätzen eines Fehlers eines Ausgangssignals des ersten Transversalfilters (107) aus der diskreten Amplitude bei Abtastung mit den in dem Speicher (902) gespeicherten zweiten Gewichten und wobei zweite Gewichte aus dem Inhalt des Speichers (902) so gewählt werden, daß ein geschätzter Fehler durch die Übertragungsqualitätsschätzung (901) minimal ist.
  12. Adaptives Gruppenantennensystem nach einem der Ansprüche 3, 4, 7, 8, 10 und 11, wobei der erste digitale Signalprozessor folgendes umfaßt: einen Referenzsignalgenerator, der ein Referenzsignal (d) bereitstellt, einen vierten Frequenzumsetzer zum Umsetzen eines Empfangssignals der Antennenelemente mit denselben Kenngrößen wie denen des ersten Frequenzumsetzers, ein zweites Transversalfilter zum Umsetzen eines Ausgangssignals des vierten Frequenzumsetzers mit denselben Kenngrößen wie denen des ersten Transversalfilters und wobei das erste Gewicht wopt(i) (i = 1, ..., N) mit folgenden Gleichungen für das Signal x'(i) (i = 1, ..., N, N ist eine Anzahl von Elementen), das durch den vierten Frequenzumsetzer und das zweite Transversalfilter umgesetzt wird, bestimmt wird: wopt = R'xx –1rxd (A)mit R'xx = [x'*xT] (B)
    Figure 00600001
    Figure 00610001
  13. Adaptives Gruppenantennensystem nach einem der Ansprüche 5, 6, 9 und 11, wobei der erste digitale Signalprozessor folgendes umfaßt: Einen Referenzsignalgenerator zum Erzeugen eines Referenzsignals d, einen vierten Frequenzumsetzer zur Frequenzumsetzung eines Empfangssignals von Antennenelementen mit denselben Kenngrößen wie denen des dritten Frequenzumsetzers, ein zweites Transversalfilter zur Umsetzung eines Ausgangssignals des vierten Frequenzumsetzers mit denselben Kenngrößen wie denen des ersten Transversalfilters, wobei das erste Gewicht wopt (i) (i = 1, ..., N) durch die folgenden Gleichungen für ein Signal x'(i) bestimmt wird, das durch den vierten Frequenzumsetzer und das zweite Transversalfilter umgesetzt wird: wopt = R'xx –1rxd (A)mit R'xx = E(x'*x'T) (B)
    Figure 00610002
    Figure 00620001
  14. Adaptives Gruppenantennensystem nach Anspruch 1, umfassend: mehrere Antennenelemente (C1011–C101N), einen mit den Antennenelementen (C1011–C101N) gekoppelten analogen Strahlformer (C102) zum Gewichten aller Signale der Antennenelemente (C1011–C101N) durch Verwendung von Gewichtsmitteln (C1031–C103N) und Kombinieren gewichteter Signale, mehrere erste quasikohärente Detektoren (C1091–C109N), die Signale der Antennenelemente (C1011–C101N) und ein Ausgangssignal des analogen Strahlformers (C102) empfangen und die zwei Ausgangssignale bereitstellen, wobei eine Anzahl der ersten quasikohärenten Detektoren (C1091–C109N) mit der Anzahl der Antennenelemente (C1011–C101N) übereinstimmt, einen ersten A/D-Umsetzer (C1071–C107N) zum Umsetzen von Ausgangssignalen der quasikohärenten Detektoren (C1091–C109N) in digitale Form, einen digitalen Signalprozessor (C106), der ein Ausgangssignal des ersten A/D-Umsetzers (C1071–C107N) empfängt und Gewichte in dem analogen Strahlformer (C102) bereitstellt, wobei die Abtasttaktfrequenz fs des ersten A/D-Umsetzers (C1071–C107N) folgendermaßen bestimmt wird: fs = 1/((T/2) + m)wobei die Symbolrate des Übertragungssignals 1/T (HZ) beträgt und m eine ganze Zahl größer als 0 ist, wobei der digitale Signalprozessor (C106) folgendes bereitstellt: eine erste Korrelationsmatrix zwischen Antennenelementen (C1011–C101N) aus dem 2n-ten Signal (n ist eine ganze Zahl) der Ausgangssignale des ersten A/D-Umsetzers (C1071–C107N), eine zweite Korrelationsmatrix zwischen Antennenelementen (C1011–C101N) aus dem (2n + 1)-ten Signal, eine dritte Korrelationsmatrix, die die Summe der ersten Korrelationsmatrix und der zweiten Korrelationsmatrix ist, und wobei ein Element eines Eigenvektors für den maximalen Eigenwert der dritten Korrelationsmatrix zwischen Antennenelementen (C1011–C101N) als ein Gewicht der Gewichtsmittel bestimmt wird.
  15. Adaptives Gruppenantennensystem nach Anspruch 1, umfassend: mehrere Antennenelemente (C1011–C101N), mehrere zweite quasikohärente Detektoren (C2011–C201N) zur quasikohärenten Detektion von Empfangssignalen der Antennenelemente (C1011–C101N) und zum Bereitstellen zweier Ausgangssignale, wobei eine Anzahl der zweiten quasikohärenten Detektoren (C2011–C201N) mit der Anzahl der Antennenelemente (C1011–C101N) übereinstimmt, einen mit den zweiten quasikohärenten Detektoren (C2011–C201N) gekoppelten ersten A/D-Umsetzer (C1071–C107N) zum Umsetzen eines Empfangssignals der Antennenelemente (C1011–C101N) in digitale Form, einen digitalen Strahlformer (C205) zum Gewichten digitaler Signale eines Ausgangssignals des ersten A/D-Umsetzers (C1071–C107N) durch Verwendung von Gewichtsmitteln (C2031–C203N) und zum Kombinieren gewichteter Signale, einen digitalen Signalprozessor (C106), der ein Ausgangssignal des ersten A/D-Umsetzers (C1071–C107N) empfängt und ein Gewicht der Gewichtsmittel (C2031–C203N) bereitstellt, wobei die Abtasttaktfrequenz fs des ersten A/D-Umsetzers (C1071–C107N) fs = 1/(T/2)beträgt, wobei die Symbolrate des Übertragungssignals 1/T (Hz) beträgt, wobei der digitale Signalprozessor (C106) folgendes bereitstellt: eine erste Korrelationsmatrix zwischen Antennenelementen (C1011–C101N) aus dem 2n-ten Signal (n ist eine ganze Zahl) eines Ausgangssignals des ersten A/D-Umsetzers (C1071–C107N), eine zweite Korrelationsmatrix zwischen Antennenelementen (C1011–C101N) aus dem (2n + 1)-ten Signal, eine dritte Korrelationsmatrix, die die Summe der ersten Korrelationsmatrix und der zweiten Korrelationsmatrix ist, wobei ein Element eines Eigenvektors für den maximalen Eigenwert der dritten Korrelationsmatrix als Gewicht der Gewichtsmittel (C2031–C203N) bestimmt wird.
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