CN101288241A - 用于干扰消除的方法和装置 - Google Patents

Abstract

公开了一种在无线通信系统中减轻干扰的方法。更具体地说，所述方法包括以下步骤：接收来自多个发送端的至少两个信号；基于预定数量的接收到的信号和当前信号估计干扰值；利用估计出的干扰值从所述接收到的信号中去除干扰；以及从去除了干扰的所述接收到的信号获取期望的信息。

Description

用于干扰消除的方法和装置

技术领域

本发明涉及减少传送中的干扰，更具体地说，涉及用于干扰消除的方法和装置。尽管本发明适于宽范围的应用，但特别适于减少各种干扰，解决远近问题，以及增强通信系统容量。

背景技术

在蜂窝电信领域中，本领域技术人员通常使用术语1G、2G以及3G。这些术语表示所使用的蜂窝技术的时代。1G表示第一代，2G表示第二代，而3G表示第三代。

1G指的是称为AMPS(高级移动电话业务)电话系统的模拟电话系统。2G通常被用于指世界上主流的数字蜂窝系统，并且包括CDMAOne、全球移动通信系统(GSM)、以及时分多址(TDMA)。与1G系统相比，2G系统可以支持密集区域中的更多用户。

3G通常指的是当前正在部署的数字蜂窝系统。这些3G通信系统概念上彼此类似，同时又具有一些显著差别。

无线蜂窝通信的主要目的之一是以最高可能数据速率可靠地传送信息。为此，通信信道中的两种主要障碍和干扰包括码元间干扰(ISI)和同信道干扰(CCI)。ISI指的是相邻码元对当前码元的影响。而CCI指的是在同一信道中由其它用户发送的码元对当前用户发送的码元的影响。

如果不恰当地处理ISI和CCI(如果存在)，则它们可能导致在接收器处所进行的对所发送序列的恢复中的高误比特率(BER)。因此，已经开发并且仍然在开发各种方法，以降低ISI和CCI的影响，由此提高无线通信系统的性能。

在这个方向上尝试线性均衡(LE)和判定反馈均衡(DFE)。通过探究信道、信号以及噪声的构成(包括相位、振幅、以及可能的统计量)，当在信道中仅存在一个主要接收信号或一个主要发送器时，LE和DFE可以很好地发挥作用。当存在从不同资源接收到的其它信号时，已知LE和DFE无效或执行得较差。

因宽带码分多址(WCDMA)所使用的嵌入扰码而获得了对时变正交扩频序列的改进，然而这些时变扩频序列在应用多用户检测(例如，码元级最小均方误差(MMSE)多用户均衡)时会产生问题，因为接收收器滤波器必须按每个码元间隔重新计算并且明确地或隐含地追踪其它用户或信号资源的信道或信号标记。

为了防止这种需求，可以实现在CDMA下行链路上，按码片级利用有限脉冲响应(FIR)滤波器的线性MMSE信道均衡，以及而后与期望用户的扩频序列的简单相关。由此，因为执行线性信道均衡的接收器滤波器仅在信道显著改变时才被重新进行计算，所以可以显著降低复杂性。

另选的是，可以使用最大似然序列估计(MLSE)。MLSE使用维特比算法(VA)，用于对生成ISI的频率选择信道进行均衡。然而，对于长信道脉冲响应(CIR)来说，VA的复杂性变得非常高，从而必须应用次优方案(例如，DFE)。

这意味着，除了MMSE线性信道均衡以外，当考虑复杂性时对接收器算法的合理选择也是MMSE-DFE。为了克服扩频序列的时变特性造成的问题，这种算法还必须按码片级实施。但由于扩频具有因子N，所以新反馈码片仅在完全接收到CDMA码元时(即，每N个码片)才间断地可用。这种问题可以通过检测块来解决。

发明内容

因此，本发明致力于提供一种基本上消除了因现有技术的局限性和缺点而造成的一个或更多个问题的用于干扰消除的方法和装置。

本发明的一个目的是，提供一种在无线通信系统中减轻干扰的方法。

本发明的另一目的是，提供一种用于减少干扰的接收器系统。

本发明的其它优点、目的以及特征将部分地在下面的说明书中进行阐述，并且将部分地通过对以下内容的考察而对本领域的普通技术人员变得明了，或者可以从本发明的具体实践中领会。本发明的目的和其它优点可以通过在撰写的说明书及其权利要求以及附图中具体指出的结构而实现并获得。

为了实现这些目的和其它优点，并且根据本发明的目的，如在此具体实施和广泛描述的，提供一种减少无线通信系统中的干扰的方法，所述方法包括以下步骤：接收来自多个发送端的至少两个信号；基于预定数量的接收信号和当前信号来估计干扰值；利用估计的干扰值从所述接收到的信号中去除干扰；以及从去除了干扰后的接收到的信号中获取期望的信息。

在本发明的另一方面中，提供一种用于减少干扰的无线通信系统，所述系统包括：噪声白化单元，该噪声白化单元用于将至少一个接收到的信号的噪声转换成白噪声；反馈滤波单元，该反馈滤波单元用于基于预定数量的接收到的信号和当前信号来估计干扰值；去除单元，该去除单元用于利用估计出的干扰值来去除接收到的信号的干扰；以及获取单元，该获取单元用于从去除了干扰后的接收到的信号中获取期望的信息。

应当明白，本发明的前述一般描述和下面的详细描述都是示范性和解释性的，并且旨在提供对要求保护的本发明的进一步阐释。

附图说明

包含在本文中以提供本发明的进一步理解，并且并入本申请且构成本申请的一部分的附图，示出了本发明的实施方式并与说明书一起用于解释本发明的原理。在图中：

图1例示了无线通信网络架构；

图2A例示了CDMA扩频和解扩处理；

图2B例示了利用多个扩频序列的CDMA扩频和解扩处理；

图3例示了用于CDMA2000无线网络的数据链路协议架构层；

图4例示了CDMA2000呼叫处理；

图5例示了CDMA2000初始化状态；

图6例示了CDMA2000系统接入状态；

图7例示了常规CDMA2000接入尝试；

图8例示了常规CDMA2000接入子尝试；

图9例示了利用时隙偏移的常规CDMA2000系统接入状态；

图10例示了针对1x和1xEV-DO的CDMA的比较；

图11例示了用于1xEV-DO无线网络的网络架构层；

图12例示了1xEV-DO默认协议架构；

图13例示了1xEV-DO非默认协议架构；

图14例示了1xEV-DO会话建立；

图15例示了1xEV-DO连接层协议；

图16例示了判定反馈干扰消除处理的流程图；以及

图17是例示了判定反馈干扰消除的示例图。

具体实施方式

下面，对本发明的优选实施方式进行详细说明，其示例在附图中例示出。贯穿所有附图尽可能使用相同的参考标记来指示相同或者类似的部分。

参照图1，例示了无线通信网络架构1。用户使用移动站(MS)2接入网络业务。MS 2可以是便携式通信单元，如手持蜂窝电话、安装在交通工具中的通信单元，或固定位置通信单元。

通过也称为节点B的基站收发器系统(BTS)3来发送用于MS 2的电磁波。BTS 3由诸如用于发送和接收无线电波的天线和设备的无线电设备组成。BS 6控制器(BSC)4接收来自一个或更多个BTS的发送。BSC4通过与BTS和移动交换中心(MSC)5或内部IP网络交换消息来提供对来自每个BTS 3的无线电发送的控制和管理。BTS 3和BSC 4是BS 6(BS)的部分。

BS 6与电路交换核心网络(CSCN)7和分组交换核心网络(PSCN)8交换消息并且向它们发送数据。CSCN 7提供传统话音通信，而PSCN 8提供因特网应用和多媒体业务。

CSCN 7的移动交换中心(MSC)5部分对与MS 2的传统话音通信提供交换，并且可以存储信息以支持这些能力。MSC 2可以连接至多个BS 6之一以及其它公共网络，例如，公共交换电话网(PSCN)(未示出)或综合业务数字网(ISDN)(未示出)。访问者位置登记器(VLR)9用于检索用于处理与访问用户的话音通信的信息。VLR 9可以在MSC 5内，并且可以为一个以上的MSC提供服务。

用户标识被指配给CSCN 7的归属地位置登记器(HLR)10，该归属地位置登记器用于诸如用户信息(例如，电子序列号(ESN)、移动用户电话号码簿(MDR)、配置信息、当前位置，以及认证周期)的记录目的。认证中心(AC)11管理与MS 2有关的认证信息。AC 11可以处于HLR10之内，并且可以为一个以上的HLR提供服务。MSC 5与HLR/AC 10、11之间的接口是IS-41标准接口18。

PSCN 8的分组数据服务节点(PDSN)12部分为去往和来自MS 2的分组数据业务提供路由。PDSN 12建立、维持以及终止与MS 2的链路层会话2，并且可以与多个BS 6之一和多个PSCN 8之一相连接。

认证、授权以及计费(AAA)13服务器提供与分组数据业务有关的因特网协议认证、授权以及计费功能。归属地代理(HA)14提供对MS2IP登记的认证，对去往和来自PDSN 8的访问地代理(FA)15组件的分组数据进行重定向，以及接收来自AAA 13的用户的条款信息。HA 14还可以建立、维持以及终止针对PDSN 12的安全通信并且指配动态IP地址。PDSN 12经由内部IP网络与AAA 13、HA 14以及因特网16通信。

存在几种类型的多址方案，具体为频分多址(FDMA)、时分多址(TDMA)以及码分多址(CDMA)。在FDMA中，按频率(例如，利用30KHz信道)来分离用户通信。在TDMA中，按频率和时间(例如，利用30KHz信道和6个时隙)来分离用户通信。在CDMA中，按数字码来分离用户通信。

在CDMA中，所有用户都在同一频谱上，例如1.25MHz。每个用户都具有唯一数字码标识符，并且该数字码分离用户，以防止干扰。

CDMA信号使用许多码片来载运单个比特的信息。每个用户都具有唯一码片型，其实质上是一码信道。为了恢复一比特，根据用户已知的码片型集成大量的码片。其它用户的码片型呈现为随机，并且按自抵消方式集成，因此不干扰根据用户的固有码片型形成的比特解码判定。

将输入数据与快速扩频序列组合并且作为扩频数据流发送。接收器使用同一扩频序列来提取初始数据。图2A例示了扩频和解扩处理。如图2B所示，可以组合多个扩频序列，以生成唯一、鲁棒的信道。

沃尔什码是一种类型的扩频序列。每个沃尔什码都为64个码片长，并且精确地正交于所有其它沃尔什码。该码生成得足够简单并且足够小，可以被存储在只读存储器(ROM)中。

短PN码是另一类型的扩频序列。短PN码由两个PN序列(I和Q)组成，其中每个PN序列都为32768个码片长，并且在类似的不同分接式15位移位寄存器中生成。这两个序列在I和Q相位信道中对信息进行扰频。

长PN码是另一类型的扩频序列。长PN码在42位寄存器中生成，并且长于40天，或大约4×10¹³个码片长。由于其长度，因而不能将长PN码存储在终端的ROM中，而是按逐码片方式生成。

每个MS 2都以利用通过系统设置的32位和10位长的PN码ESN计算出的PN长码和唯一偏移，或公共长码掩码来对其信号进行编码。公共长码掩码生成唯一移位。专用长码掩码可以用于增强私密性。如果在64个码片那样短的周期上集成，则具有不同长PN码偏移的MS 2实际上将呈现正交状态。

CDMA通信使用正向信道和反向信道。正向信道用于从BTS 3到MS 2的信号，而反向信道用于从MS到BTS的信号。

正向信道使用其特定指配沃尔什码和针对一个区段的特定PN偏移，并且一个用户同时能够具有多个信道类型。正向信道由其CDMA RF载频、区段的唯一短码PN偏移以及用户的唯一沃尔什码来标识。CDMA正向信道包括导频信道、同步信道、寻呼信道以及业务信道。

导频信道是“结构信标”，其不包含字符流，而是用于系统获取的定时序列并且作为交换期间的测量装置。导频信道使用沃尔什码0。

同步信道载送在系统获取期间由MS 2使用的系统标识和参数信息的数据流。同步信道使用沃尔什码32。

根据容量需求可以存在一个到七个寻呼信道。寻呼信道载送寻呼信息、系统参数信息以及呼叫设置命令。寻呼信道使用沃尔什码1-7。

业务信道被指配给各个用户以载送呼叫业务。业务信道根据受限于噪声的整体容量，可使用任何剩余沃尔什码。

在一个用户能够同时发送多个类型的信道的情况下，反向信道被用于从MS 2到BTS 3的信号并且使用专用于MS的沃尔什码和长PN序列的偏移。反向信道由其CDMARF载频和该单个MS 2的唯一长码PN偏移来标识。反向信道包括业务信道和接入信道。

各个用户在实际呼叫期间使用业务信道来向BTS 3发送通信量。反向业务信道基本上是用户特定公共或专用长码掩码，并且存在与CDMA终端一样多的反向业务信道。

呼叫中尚未涉及的MS 2使用接入信道来发送登记请求、呼叫设置请求、寻呼响应、命令响应以及其它信令信息。接入信道基本上是BTS 3区段独有的公共长码偏移。接入信道和寻呼信道配对，并且每一个寻呼信道都具有多达32个接入信道。

CDMA通信提供许多优点。一些优点是可变速率话音编码和多路复用、功率控制、RAKE接收器的使用以及软切换。

CDMA允许使用可变速率语音编码器以压缩语音，缩减比特速率并且极大地增加了容量。可变速率语音编码提供了会话期间的全比特速率、会话暂停期间的低速据速率、增加的容量以及自然的声音。多路复用允许在CDMA帧中混合语音、信令以及用户二次数据。

通过利用正向功率控制，BTS 3可连续缩减每个用户的正向基带码片流的强度。如果一特定MS 2在正向链路上发生差错，则请求更多能量，并且快速提高能量，而后再次减少能量。

利用RAKE接收器允许MS 2使用每帧三个业务相关器、或“RAKE指部”的组合输出。每一个RAKE指部都可以独立恢复特定PN偏移和沃尔什码。该指部以不同BTS 3的延迟多径反射为目标，同时搜索器连续检查导频信号。

MS 2驱动软切换。MS 2连续检查可获得的导频信号并且向BTS 3报告有关它当前察看的导频信号。BTS 3指配多达最大6个区段，而MS2据此指配其指部。A1消息被按序发送，而不需要噪声抑制。在切换对于用户透明的情况下，通信链路的各端逐帧地选择最佳配置。

CDMA2000系统是第三代(3G)宽带；即扩频无线电接口系统，该系统使用CDMA技术的增强业务潜能以促进数据能力，如因特网和内联网接入、多媒体应用、高速商业交易以及遥测技术。CDMA2000的焦点(如同其它第三代系统的焦点)在于网络经济性和无线电发送设计，以克服有限量的无线电频谱可用性的局限性。

图3例示了用于CDMA2000无线网络的数据链路协议架构层20。数据链路协议架构层20包括上层60、链路层30以及物理层21。

上层60包括三个子层：数据业务子层61、话音业务子层62以及信令业务子层63。数据业务61是递送代表移动终端用户的任何形式的数据的业务并且包括诸如IP业务的分组数据应用、诸如异步传真和BISDN仿真业务的电路数据应用，以及SMS。话音业务62包括PSTN接入、移动到移动话音业务，以及因特网电话。信令63控制移动操作的所有方面。

信令业务子层63处理在MS 2与BS 6之间交换的所有消息。这些消息控制诸如呼叫设置和终止(teardown)、切换、特征激活、系统配置、登记以及认证的功能。

链路层30被细分成链路接入控制(LAC)子层32和介质接入控制(MAC)子层31。链路层30提供针对数据传输业务的协议支持和控制机制，并且执行将上层60的数据传输需要映射到物理层21的特定能力和特征所需的功能。链路层30可以被视为上层60与物理层20之间的接口。

根据需要激发MAC 31和LAC 32子层的分离，以支持宽范围的上层60业务和在宽性能范围上(特别是从1.2Kbps到大于2Mbps)提供高效且低等待时间数据业务的需求。其它激发因素是对支持电路和分组数据业务的高业务质量(QoS)传递(如可接受延迟和/或数据BER(误比特率)的限制)的需要，和对各业务具有不同QoS需求的高级多媒体业务的增长需求。

需要LAC子层32以在点对点无线电传送链路42上提供可靠、按序传递发送控制功能。LAC子层32管理上层60实体之间的点对点通信信道，并且提供支持宽范围的不同端到端可靠链路层30协议的框架。

链路接入控制(LAC)子层32提供信令消息的正确传递。功能包括需要确认的确定递送、不需要确认的不确定递送、复制消息检测、用于向个体MS 2递送消息的地址控制、将消息分段成通过物理介质传递的合适大小片段，重组和确认接收到的消息以及全球挑战握手认证。

MAC子层31具有针对每一个活动业务的QoS管理能力，有利于3G无线系统的综合多媒体、多业务能力。MAC子层31提供用于控制针对物理层21的分组数据和电路数据业务接入的过程，包括来自单个用户的多业务之间以及在无线系统中的竞争用户之间的争用控制。MAC子层31还在逻辑信道与物理信道之间执行映射，将来自多个源的数据复用到单个物理信道上，并且针对可靠性的尽力而为级别利用无线电链路协议(RLP)33提供无线电链路层上的合理可靠发送。信令无线电脉冲协议(SRBP)35是提供用于信令消息的无连接协议的实体。复用和QoS控制34通过中转来自竞争业务的冲突请求和接入请求的恰当优先化来负责协商QoS级的实施。

物理层20负责无线发送的数据的编码和调制。物理层20为来自高层的数字数据设置条件，使得可以在移动无线电信道上可靠地发送所述数据。

物理层20将MAC子层31通过多个传输信道传递来的用户数据和信令映射到物理信道中并且通过无线电接口发送所述信息。在发送方向上，由物理层20执行的功能包括信道编码、交织、扰频、扩频以及调制。在接收方向上，将该功能反转，以便在接收器处恢复发送来的数据。

图4例示了呼叫处理的概况。对呼叫进行处理包括导频和同步信道处理、寻呼信道处理、接入信道处理以及业务信道处理。

导频和同步信道处理指的是MS 2处理导频和同步信道，以使在MS2初始化状态下获取CDMA系统并与CDMA系统同步。寻呼信道处理指的是MS 2监测寻呼信道或正向公共控制信道(F-CCCH)，以在空闲状态下接收来自BS 6的开销和移动定向消息。接入信道处理指的是在BS 6始终监听这些信道并在寻呼信道或在F-CCCH上对MS进行响应的情况下，MS 2在系统接入状态下在接入信道或增强接入信道上向BS 6发送消息。业务信道处理指的是在专用正向和反向通信信道载送诸如话音和数据的用户信息的情况下，BS 6和MS 2在MS 2控制业务信道状态的情况下利用该专用正向和反向业务信道来进行通信。

图5例示了MS 2的初始化状态。初始化状态包括系统确定子状态、导频信道获取、同步信道获取、定时改变子状态以及移动站空闲状态。

系统确定是MS 2据以判断从哪个系统获取业务的处理。该处理可以包括诸如模拟对数字、蜂窝对PCS以及A载波对B载波的判定。定制选择处理可以控制系统确定。利用重定向处理的业务提供方也可以控制系统确定。在MS 2选择系统之后，它必须确定在该系统内的哪一个信道上搜索业务。一般来说，MS 2使用优先化的信道列表来选择信道。

导频信道处理是MS 2借以通过搜索可用导频信号来首先获得有关系统定时的信息的处理。导频信道不包含信息，但MS 2可以通过与该导频信道相互关联来对准它本身的定时。一旦完成这种关联，MS 2就和同步信道同步并且可以读取同步信道消息以进一步精确化其定时。MS 2被准许在宣布失败并且返回系统确定以选择另一信道或选择另一系统之前，在单个导频信道上搜索多达15秒钟。搜索过程没有被标准化，而用于获取系统的时间取决于执行过程。

在CDMA 2000中，在单个信道上可能存在许多导频信道，如OTD导频、STS导频以及辅助导频。在系统获取期间，因为这些导频信道使用不同沃尔什码并且MS仅搜索沃尔什0，所以MS 2不能找到这些导频信道中的任何导频信道。

在同步信道上连续发送同步信道消息，并且所述同步信道消息向MS2提供信息，以使精确化定时并读取寻呼信道。移动站按允许它确定是否能够与BS 6通信的同步信道消息接收来自该BS 6的信息。

在空闲状态下，MS 2接收寻呼信道中的一个并且处理该信道上的消息。将开销或配置消息与存储的序列号进行比较以确保MS 2具有最当前的参数。检查到MS 2的消息以确定预定用户。

BS 6可以支持多个寻呼信道和/或多个CDMA信道(频率)。MS 2使用基于其IMSI的散列函数，以确定在空闲状态下监测哪个信道和频率。BS 6使用相同散列函数，以确定在寻呼MS 2时使用哪个信道和频率。

利用寻呼信道上和F-CCCH上的时隙周期索引(SCI)支持时隙寻呼。时隙寻呼的主要目的是节约MS 2中的电池电力。MS 2和BS 6对在哪个时隙中寻呼MS达成一致。MS 2可以在未指配时隙期间将其处理电路中的一些下电(power down)。可以使用一般寻呼消息或通用寻呼消息来在F-CCCH上寻呼移动站。还支持快速寻呼信道，该快速寻呼信道允许MS2上电(power up)的时间段比在F-PCH或F-CCCH上仅进行时隙寻呼所用的时间短。

图6例示了系统接入状态。系统接入处理中的第一步骤是更新开销信息，以确保MS 2正使用正确接入信道参数，如初始功率电平和功率步进增量。MS 2随机选择接入信道并发送，而不需要与BS 6或其它MS协调。这种随机接入过程可能导致冲突。可以采取几个步骤来减少冲突的可能性，如使用时隙结构、使用多接入信道、按随机开始时间发送以及采用拥塞控制(例如过载等级)。

MS 2可以在接入信道上发送请求或响应消息。请求是自主发送的消息，如发起消息。响应是响应于从BS 6接收到的消息而发送的消息。例如，寻呼响应消息是对一般寻呼消息或通用消息的响应。

接入尝试指的是发送一个层2封装的PDU并接收针对该PDU的确认的整个处理，该接入尝试由一个或更多个接入子尝试组成，如图7所示。如图8所示，接入子尝试包括收集接入探测序列。接入子尝试内的序列由随机退避(backoff)间隔(RS)和持续延迟(PD)分离。PD仅适用于接入信道请求，而不适用于响应。图9例示了利用0-511个时隙的时隙偏移来避免冲突的系统接入状态。

复用和QoS控制子层34具有发送功能和接收功能。发送功能组合来自各种源(如数据业务61、信令业务63或话音业务62)的信息，并且形成用于发送的物理层SDU和PDCHCF SDU。接收功能分离物理层21和PDCHCF SDU中包含的信息，并将该信息导向正确的实体，如数据业务61、上层信令63或话音业务62。

复用和QoS控制子层34与物理层21时间上同步地进行操作。如果物理层21利用非零帧偏移发送，则复用和QoS控制子层34按相对于系统时间的恰当帧偏移通过物理层来传递用于发送的物理层SDU。

复用和QoS控制子层34利用原始物理信道专用业务接口集来向物理层传递物理层21 SDU。物理层21利用物理信道专用接收指示业务接口操作来向复用和QoS控制子层34传递物理层SDU。

SRBP子层35包括同步信道、正向公共控制信道、广播控制信道、寻呼信道以及接入信道过程。

LAC子层32向层360提供业务。SDU被在层360与LAC子层32之间传递。LAC子层32把SDU恰当封装成LAC PDU，所述恰当封装是经过分段和重组，而后将其作为封装的PDU片段传递到MAC子层31。

顺序地在LAC子层32内执行处理，而处理实体按良好建立的顺序彼此传递部分形成的LAC PDU。沿功能路径处理并传送SDU和PDU，而不需要上层获知物理信道的无线电特征。然而，上层可以获知物理信道的特征，并且可以将层230指向使用用于发送特定PDU的特定物理信道。

针对分组数据业务最优化1xEV-DO系统，并且所述1xEV-DO系统通过仅用于数据的单个1.25MHz载波(“1x”)或最优化的数据(“DO”)来表征。而且，在正向链路上存在2.4Mbps或3.072Mbps的峰值数据速率，而在反向链路上存在153Kbps或1.8432Mbps的峰值数据速率。而且，1xEV-DO系统提供分离的频带并且提供与1x系统的网际互连。图10例示了针对1x系统和1xEV-DO系统的CDMA 2000的比较。

在CDMA 2000中，存在并发业务，由此实际上按614.4kbps和307.2kbps的最大数据速率一起发送话音和数据。MS 2与MSC 5通信以进行话音呼叫，而与PDSN 12通信以进行数据呼叫。CDMA 2000系统通过沃尔什码分离的正向业务信道的固定速率和可变功率来表征。

在1xEV-DO系统中，最大数据速率为2.4Mbps或3.072Mbps，并且不存在与电路交换核心网络7的通信。1xEV-DO系统通过时分复用的单个正向信道的固定功率和可变速率来表征。

图11例示了1xEV-DO系统架构。在1xEV-DO系统中，一帧由16个时隙组成(600时隙/秒)，并且具有26.67ms的持续时间，或32768个码片。单个时隙是1.6667ms长并且具有2048个码片。控制/业务信道在1个时隙中具有1600个码片，导频信道在1个时隙中具有192个码片，而MAC信道在1个时隙中具有256个码片。1xEV-DO系统便于更简单且更快速的信道估计和时间同步。

图12例示了1xEV-DO默认协议架构。图13例示了1xEV-DO非默认协议架构。

在1xEV-DO系统中与会话有关的信息包括由MS 2或接入终端(AT)和BS 6或接入网络(AN)通过无线链路使用的一组协议、单播接入终端标识符(UATI)、由AT和AN通过无线链路使用的协议的配置以及当前AT位置的估计。

应用层提供尽力而为传输机制(best effort)，由此发送一次消息，并且是可靠传递，由此可以再发送消息一次或更多次。流层向一个AT 2提供复用多达4(默认)或255(非默认)个应用流的能力。

会话层确保会话仍然有效并且管理会话的关闭，指定用于初始UATI指配的过程，维持AT地址以及协商/提供在会话期间使用的协议和针对这些协议的配置参数。

图14例示了1xEV-DO会话的建立。如图14所示，建立会话包括地址配置、连接建立、会话配置以及交换密钥。

地址配置指的是地址管理协议指配UATI和子网掩码。连接建立指的是连接层协议设置无线电链路。会话配置指的是会话配置协议配置所有协议。交换密钥指的是在安全层中的密钥交换协议设置用于认证的密钥。

“会话”指的是AT 2与RNC之间的保持数小时开放(默认为54小时)的逻辑通信链路。会话持续直到PPP会话也被激活为止。会话信息由AN6中的RNC控制和维持。

当开放连接时，可为AT 2指配正向业务信道并且指配反向业务信道和反向功率控制信道。多个连接可以在单个会话期间内出现。

连接层管理网络和通信的初始获取。而且，连接层维持近似AT 2位置，并且管理AT 2与AN 6之间的无线电链路。而且，连接层对从会话层接收到的发送数据执行监督、优先化以及封装，将经优先化的数据转发给安全层，并且对从所述安全层接收到的数据进行解封，而后将其转发到所述会话层。

图15例示了连接层协议。如图16所示，该协议包括：初始化状态、空闲状态以及连接状态。

在初始化状态下，AT 2获取AN 6并激活初始化状态协议。在空闲状态下，对闭合连接进行初始化并激活空闲状态协议。在连接状态下，对开放连接进行初始化并激活连接状态协议。

闭合连接指的是未对AT 2指配任何专用无线链路资源，并且通过接入信道和控制信道实施AT与AN 6之间的通信的状态。开放连接指的是能够被指配正向业务信道的AT 2被指配反向功率控制信道和反向业务信道，并且通过这些指配的信道并且通过控制信道实施AT 2与AN 6之间的通信的状态。

初始化状态协议执行与获取AN 6相关联的动作。空闲状态协议执行与已经获取AN 6(但不具有开放连接)的AT 2相关联的动作，如利用路由更新协议获知AT位置。连接状态协议执行与具有开放连接的AT 2相关联的动作，如管理AT与AN 6之间的无线电链路和管理导致闭合连接的过程。路由更新协议执行与获知AT 2位置和维持AT与AN 6之间的无线电链路相关联的动作。开销消息协议通过控制信道广播基本参数，如快速配置、区段参数以及接入参数消息。分组整合协议整合并优先化用于发送的分组，作为它们的指配优先级和目标信道的函数，并且提供接收器上的分组去复用。

安全层包括密钥交换功能、认证功能以及加密功能。密钥交换功能提供AN 2和AT 6进行认证业务之前的过程。认证功能提供AN 2和AT 6交换用于认证和加密的安全密钥之前的过程。加密功能提供AN 2和AT 6进行加密业务之前的过程。

1xEV-DO正向链路的特征在于不支持功率控制和软切换。AN 6按恒定功率发送，而AT 2在正向链路上请求可变速率。因为在TDM中不同用户可以在不同时间发送，所以难以实现从不同BS 6针对单个用户的分集发送。

在MAC层中，将从高层发起的两种类型的消息(具体来说是用户数据消息和信令消息)传输穿过物理层。将两个协议用于处理这两种类型的消息，具体来说对于用户数据消息使用正向业务信道MAC协议，对于于信令消息使用控制信道MAC协议。

物理层通过1.2288Mcps的扩频率、由16个时隙和26.67ms(一个时隙为1.67ms和2048个码片)组成的帧来表征。正向链路信道包括导频信道、正向业务信道或控制信道以及MAC信道。

导频信道与CDMA 2000导频信道的类似之处在于，它包括所有“0”信息比特和具有针对一个时隙为192个码片的沃尔什扩频W0。

正向业务信道通过从38.4kbps到2.4576Mbps或从4.8kbps到3.072Mbps变化的数据速率来表征。物理层分组可以按1到16个时隙发送，并且当分配一个以上的时隙时发送时隙使用4时隙交织。如果在已经发送所有分配时隙之前在反向链路ACK信道上接收到ACK，则不发送剩余时隙。

控制信道类似于CDMA 2000中的同步信道和寻呼信道。控制信道通过256个时隙或427.52ms的时段、1024比特或128、256、512以及1024比特的物理层分组长度以及38.4kbps或76.8kbps或19.2kbps、38.4kbps或76.8kbps的数据速率来表征。

1xEV-DO反向链路的特征在于AN 6可以利用反向功率控制来对该反向链路进行功率控制，并且一个以上的AN可以经由软切换接收AT 2的发送。而且，在通过利用长PN码的沃尔什码信道化的反向链路上不存在TDM这。

AT 2使用接入信道来初始化与AN 6的通信，或者响应于AT定向消息。接入信道包括导频信道和数据信道。

AT 2在接入信道上发送一系列接入探测，直到从AN 6接收到响应或定时器期满为止。接入探测包括前导码和一个或更多个接入信道物理层分组。接入信道的基本数据速率为9.6kbps，而19.2kbps和38.4kbps的更高数据速率也是可行的。

当利用同一控制信道分组寻呼一个以上的AT 2时，可以同时发送接入探测，从而可能发生分组冲突。当AT 2共处一地、处于组呼叫中或具有类似传播延迟时问题可能更严重。

潜在冲突的一个原因是当前持续性测试在常规方法中的无效。因为AT2可能需要短连接设置时间，所以当利用持续性测试时被寻呼的AT可能与另一被寻呼的AT同时发送接入探测。

因为需要短连接设置时间和/或作为组呼叫的部分的每个AT 2都可以具有相同持续值(典型地设置成0)，所以使用持续性测试的常规方法尚不充分。如果AT 2共处一地，如处于组呼叫中，则接入探测同时抵达AN 6处，由此导致接入冲突并且增加了连接设置时间。

因此，需要用于从需要短连接时间的共处一地的移动终端发送接入探测的更有效方法。本发明致力于满足这种和其它需要(如干扰消除)。

干扰消除(IC)是用于形成对诸如码元间干扰(ISI)、同信道干扰(CCI)、相邻信道干扰(ACI)以及其它可能多接入干扰(MAI)的各种干扰的估计并且在检测之前从接收到的信号中减去所述干扰的策略。与其它检测策略相比，干扰消除更多聚焦于干扰估计，不同干扰估计方法可能导致不同干扰消除方案(例如，连续消除、多级检测，以及判定反馈干扰消除(DFIC)。包括最小均方误差(MMSE)判定反馈检测和解相关判定反馈检测的DFIC是组合连续干扰消除和多级检测的若干特征的判定驱动检测方案。

在单一用户判定反馈均衡(DFE)中，先前判定输出是用于估计ISI并检测下一码元的反馈。在此已知DFE具有接近线性均衡的复杂性，同时其性能接近于最大似然均衡。

在多用户DFIC中，利用当前和先前接收到的信号和判定输出来检测期望的用户信息。多用户DFIC还可以根据常规DFIC和盲DFIC来定义。

在常规DFIC中，如果已知所有用户的信号标记，则其它用户的当前判定输出被用于检测期望的信息。在盲DFIC中，仅所期望的用户的接收到的信号和检测输出被用于分离信号子空间和/或用于调节接收器以便获得更好的干扰估计。在此，信号子空间还可以被视为特定预期信号的集合。

伴随现有DFIC方法的问题在于，对于快速衰落信道来说，子空间分离和接收器调节过程既不简单也不够快速。

为了解决这种问题，可以实现另选的盲DFIC框架。在此，另选的盲DFIC需要少量先前接收到的信号用于估计干扰并检测期望的信号。与常规DFIC和盲DFIC的不同之处在于除了期望的用户的标记和定时以外，还利用最小数量的先前接收到的码元。代替利用上述来进行信号标记估计或信号子空间分离，也可直接采用先前接收到的信号作为用于干扰估计的信号空间基础。另外，提出的框架可以利用自适应和迭代设计来实现，使得可以进一步减小其复杂性和检测延迟。另选的盲DFIC框架可以应用于异步CDMA。

详细的说，使用常规单一小区正向链路(FL)DS/CDMA来讨论可能的问题。在一小区中存在K个活动用户，并且利用不同扩频序列单独地对数据(即，b_k，其中，k＝1、2、...、K)进行扩频，并且通过受具有方差σ²的加性白高斯噪声(AWGN)污染的多径信道向这些用户同步地发送所述数据。按 $f_s=\frac{1}{T_s}$ 对用户k的RAKE输出r(t)进行采样，并且可以将其写为如等式1所示。

[等式1]

$r={[r(\mathrm{nT}+T_s+{\mathrm{\τ}}_1)...r(\mathrm{nT}+{\mathrm{LT}}_s+{\mathrm{\τ}}_1)]}^T=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{A}_k{B}_k{s}_k+n=\mathrm{SAb}+n$

在等式1中，S＝[s₁s₂...s_k]是包括可能的ISI和MAI信息的接收信号标记矩阵。而且，A＝diag([A₁A₂...A_k])是振幅{A_k：k＝1、2、...、K}的振幅对角矩阵。另外，b＝[b₁b₂...b_k]^T和L＝T/T_s是每码元样本数，其通常不小于扩频增益L_c。因为在接收到的信号r(t)中存在MAI，所以常规匹配的滤波器接收器的性能遭受所谓的近-远问题。干扰消除是用于解决这种问题的接收器技术之一。

盲判定反馈干扰消除

在没有通用性的损耗的情况下，可以利用预先已知的S₁＝[s₁s₂...s_G]来检测或估计针对第一G个期望用户的信号。在这之前，先前接收到的M和检测到的信号矢量可以被组合成等式2。

[等式2]

$S\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}\left[r\right[n-1\left]r\right[n-2]...r[n-M]=\mathrm{SAB}+N=S_1{A}_1{B}_1+S_2{A}_2{B}_2+N$

在等式2中，{r[n-m]：1≤m≤M}表示先前接收到并检测到的M信号， $B=\left[B_1^H{B}_2^H\right]$ 是针对S的数据矩阵，S₂是原始干扰信号的标记，A₁、A₂、B₁以及B₂分别是针对期望用户和干扰用户的振幅矩阵和数据矩阵，而N是AWGN矩阵。接收器清楚地识别K-G个干扰用户所需的最小数量的接收信号是具有秩B₂r(B₂)＝K-G的M＝K-G。利用等式2，干扰子空间可以近似为： ${\stackrel{\‾}{S}}_1\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}\mathrm{span}\left\{s_m\right|m=G+1,...K\}\≈\mathrm{span}\{S-S_1{A}_1{B}_1\}.$ 而且，MAI m可以根据等式3重写。

[等式3]

$m\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}{S}_2{A}_2{B}_2=(S-S_1{A}_1{B}_1-N)B_2^{+}{b}_2=\mathrm{Sf}-S_1{D}_{1}f+\tilde{n}$

在等式3中， $f\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}{B}_2^{+}b2$ 表示m到S₂A₂B₂的干扰子空间上的射影，D₁＝A₁B₁，而 $\tilde{n}=-{\mathrm{NB}}_2^{+}b2.$ 而且这个等式示出，假如f已知，则可以估计出m。为了估计f，可以执行针对S₁的QR分解，其结果通过等式4示出。

[等式4]

S₁＝Q₁R₁＝Q₁₁R₁₁

这里，Q₁＝[Q₁₁Q₁₂]∈R^L×L是正交的，并且R₁＝[R₁₁O^H]^H∈R^L×L。针对等式4，可以应用Q₁₂ ^H，以导出等式5。

[等式5]

$Q_{12}^{H}m=Q_{12}^H\mathrm{Sf}+Q_{12}^H\tilde{n}$

利用等式5，可以估计出f。更具体地说，因为 $Q_{12}^{H}r=Q_{12}^{H}m+Q_{12}^{H}n,$ 所以，可以根据 $Q_{12}^{H}r=Q_{12}^H\mathrm{Sf}+Q_{12}^H\tilde{n},$ 估计出f。这里， $\tilde{n}\stackrel{\mathrm{\Δ}}{=}\tilde{n}+n.$

在估计出f之后，可以利用等式3估计出m，并且从r提取出m，使得可以检测到并且根据等式6估计出期望的信息矢量b₁以及A。

[等式6]

$S_1{d}_1\≈r-(S-S_1{\hat{D}}_1)\hat{f}$

在等式6中，d₁＝A₁b₁，

表示从S输出的先前检测，而

表示对f的估计。这可以利用维特比算法或其它次优检测方案来进行。图16中示出了这种情况。

图16例示了判定反馈干扰消除处理的流程图。在图16中，从一个或更多个发送端接收到多个信号(S160)。将接收到的信号进行噪声白化。此后，连同基于先前和当前信号估计出的干扰信号一起对经噪声白化的信号进出处理(S161)。在此，可根据接收到的信号和先前确定的干扰值利用预定数量的码元或者信号来估计干扰值。在此，预定数量的接收到信号和当前信号可以是固定或通过估计来更新的。而且，预定数量是变量，或者被不同地设置，可以基于接收信号的数量来调节。此后，可使用估计出的干扰值来从接收信号中去除干扰(S162)。最后，在去除干扰之后可以获取期望的信息(S163)。

如上所述接收到的信号涉及基带信号，该基带信号是从中频带或高频带下变频获得的，并且通过至少一个RAKE接收器或至少一个均衡器来处理，所述均衡器例如有最小平方(LS)均衡器、最小均方差(MMSE)均衡器、以及递归最小平方(RLS)均衡器。而且，接收到的信号包括至少一个期望的信号和至少一个不期望的信号，若如此，则将所述至少一个不期望的信号处理为干扰信号。该期望的信号是预定或先前估计出的已知信号标记的函数。最后，信号标记是用户码或例如由于信道不完整性而导致的失真用户码。

图17是例示判定反馈干扰消除的示例图。如图17所示，可使用噪声白化单元170将来自至少一个发送端的接收信号中的噪声转换成白噪声。接着，可使用反馈滤波单元171基于接收信号中的预定数量的码元和先前确定的干扰值来估计干扰值。可使用去除单元，通过使用估计出的干扰值从接收信号中去除干扰。最后，可使用获取单元从去除干扰的接收信号中获取期望的信息。

由于使用先前判定输出

来估计m和A₁并检测b₁，所以将这种框架命名为盲判定反馈干扰消除。而且，这种框架不限于如上所示的两级方法，还可以按具有同时估计d₁和f的联合检测方式来实施。

A、最小平方干扰消除

在传统最小平方估计中，假定观察矩阵无误差，并且假设所有估计误差都来自r。这可以用通过如等式7所示的等式来表达。

[等式7]

$\left[\begin{array}{c}{d}_{\mathrm{ILS}}\\ f_{\mathrm{LS}}\end{array}\right]=\arg \underset{x}{\min }{\left|\right|r-\mathrm{Gx}\left|\right|}_2$

在等式7中，G＝[S₁(S-S₁D₁)]，并且基于这个等式，可以利用下面的等式估计d₁和f。

[等式8]

$\left[\begin{array}{c}{d}_{\mathrm{ILS}}\\ f_{\mathrm{LS}}\end{array}\right]=G+r$

除了传统LS假定以外，另一种是假定G和r都被噪声污染，使得等式7变为下面的总最小平方(TLS)问题，如等式9所示。

[等式9]

$\left[\begin{array}{c}{G}_{\mathrm{TLS}}\\ \left[\begin{array}{c}{d}_{1\mathrm{TLS}}\\ f_{\mathrm{TLS}}\end{array}\right]\end{array}\right]=\arg \underset{Y,x}{\min }{\left|\right|\left[\begin{array}{c}G\\ r\end{array}\right]-\left[\begin{array}{c}Y\\ Y_x\end{array}\right]\left|\right|}_2$

使G＝U□∑^T和[G r]＝U∑V^T分别为G和[G r]的SVD。如果σ’_K＞σ_K+1，则可以根据下面的等式表达d₁和f的TLS估计。

[等式10]

$\left[\begin{array}{c}{d}_{1\mathrm{Tls}}\\ f_{\mathrm{TLS}}\end{array}\right]={(G^{T}G-{\mathrm{\σ}}_{K+1}^{2}I)}^{-1}{G}^{T}r$

在此，因为S₁已知为无噪声并且S被噪声污染，所以等式7和等式9都不准确。这样，可更加合理地要求S₁未受扰，同时保持估计的S。因此，混合最小平方(MLS)干扰消除问题可以通过等式11表达。

[等式11]

$\left[\begin{array}{c}{S}_{\mathrm{MLS}}\\ {\left[\begin{array}{c}{d}_1+D_{1}f\\ f\end{array}\right]}_{\mathrm{MLS}}\end{array}\right]=\arg \underset{Z,y}{\min }{\left|\right|\left[\begin{array}{c}S\\ r\end{array}\right]-\left[\begin{array}{c}Z\\ \left[\begin{array}{cc}{S}_1& Z\end{array}\right]\end{array}\right]\left|\right|}_2$

如果σ’_K-G＞σ_K-G+1，则f的MLS估计为 $f_{\mathrm{MLS}}={(S^H{Q}_{12}{Q}_{12}^{H}S-{\mathrm{\σ}}_{K-G+1}I)}^{-1}{S}^H{Q}_{12}{Q}_{12}^H\mathrm{Sr}.$ 在此，σ’_K-G和σ_K-G+1是Q₁₂ ^HS和Q₁₂ ^H[r-S]的第[K-G]个和第[K-G+1]个最大奇异值。而且，MLS-IC d_1MLS可以通过下面的等式来表达。

[等式12]

$d_{1\mathrm{MLS}}=S_1^{+}r-S_1^{+}(S-S_1{D}_1)f_{\mathrm{MLS}}$

B、最大似然干扰消除

在最大似然干扰消除(ML-IC)中，利用最大化概率密度函数(PDF)p(r；d₁，f)估计出d₁。ML估计器虽然一般不是最优的，但渐近为最小方差无偏(MVU)估计器。对于等式6中的线性高斯信号模型来说，ML-IC可以通过下面的等式写出。

[等式13]

$\left[\begin{array}{c}{d}_{1\mathrm{ML}}\\ f_{\mathrm{ML}}\end{array}\right]=\arg \underset{x}{\min }\{{\mathrm{\δ}}^H-R_{\stackrel{\‾}{n}}\mathrm{\δ}\}$

在等式13中，估计器误差矢量δ＝r-Gx。因此，d₁的ML估计可以根据等式14给出。

[等式14]

$\left[\begin{array}{c}{d}_{1\mathrm{ML}}\\ f_{\mathrm{ML}}\end{array}\right]={\left(G^H{R}_{\stackrel{\‾}{n}}G\right)}^{-1}{G}^H{R}_{\stackrel{\‾}{n}}^{1}r$

C、最小均方误差干扰消除

根据MMSE标准，通过最小化贝叶斯均方误差(BMSE)来估计d₁，该BMSE可以根据下面的等式表示。

[等式15]

$e_{\mathrm{BMSE}}=E{\left|\right|\left[\begin{array}{c}{\hat{d}}_1\\ \hat{f}\end{array}\right]-\left[\begin{array}{c}{d}_1\\ f\end{array}\right]\left|\right|}_2^2$

接着，MMSE估计可以通过下面的等式16写出。

[等式16]

$\left[\begin{array}{c}{d}_{1\mathrm{MMSE}}\\ f_{\mathrm{MMSE}}\end{array}\right]=\arg \underset{\text{x}}{\min }E{\left|\right|r-\mathrm{Gx}\left|\right|}_2$

而且，如果r、d₁以及f为联合高斯的，则可以通过下面的等式解出。

[等式17]

$\left[\begin{array}{c}{d}_{1\mathrm{MMSE}}\\ f_{\mathrm{MMSE}}\end{array}\right]={(R_x+G^H{R}_{\stackrel{\‾}{n}}G)}^{-1}{G}^H{R}_{\stackrel{\‾}{n}}^{-1}r,$ 其中， $R_x=E\{\left[\begin{array}{cc}{d}_1{d}_1^H& d_1{f}^H\\ {\mathrm{fd}}_1^H& {\mathrm{ff}}^H\end{array}\right]$

实施问题

A、自适应检测

当发送的信号经历信道条件改变时，接收器最好足够快地响应，以按最小自适应滞后跟随这种改变。利用等式2和6，所提出的DFIC框架M在先接收到针对下一检测的码元，使得能够快速跟踪信道。因为其实施典型地涉及等式8中的逆G^HG，等式14中的

所以例如一种可能的方法是遵循谢尔曼-莫里森-伍德伯里矩阵求逆引理。

例如，下面的等式可以根据等式18来定义。

[等式18]

Φ[n]＝G^H[n]G[n]

在等式18中，G[n]指示在t＝n时G的距离，其中，Φ[n+1]可以通过Φ[n+1]＝Φ[n]+u[n]u^H[n]写出。另选的是，Φ[n+1]的逆可以通过下面的等式递归地计算出。

[等式19]

${\mathrm{\Φ}}^{-1}[n+1]={\mathrm{\Φ}}^{-1}\left[n\right]-\frac{{\mathrm{\Φ}}^{-1}\left[n\right]u\left[n\right]u^H\left[n\right]{\mathrm{\Φ}}^{-1}\left[n\right]}{1+u^H\left[n\right]{\mathrm{\Φ}}^{-1}\left[n\right]u\left[n\right]}$

B、迭代检测

提出的检测框架可以通过对下面如等式20所示的优化问题进行求解来概括。

[等式20]

${\hat{d}}_1=\min f(r;S,{\hat{D}}_1)$

在此，可以使等式20经受其中f(·)是目标函数的可能约束。迭代检测是用于求解这种优化问题的方法之一。为此，等式20可如等式21所示表示。

[等式21]

${\hat{d}}_1=\min f(\left[\begin{array}{cc}S& r\end{array}\right],\left[\begin{array}{cc}{\hat{D}}_1& {\hat{d}}_1\end{array}\right])$

另选的是，用于求解等式21的另一迭代框架可以通过等式22表示。

[等式22]

${\hat{d}}_1[n+1]=\min f(r;\left[\begin{array}{cc}S& r\end{array}\right],\left[\begin{array}{c}{\hat{D}}_1\end{array}\widehat{d_1\left[n\right]}\right])$

在实践中，IC检测器可以在判定正确并且已知信道信息的情况下消除干扰信号。否则，可能增大干扰的作用。换句话说，D₁的先前检测结果在此是临界值，因此，可以通过在下一次检测之前检测D₁来应用一些编码/解码方案。

在表1中组织概括所提出的框架与其它主要方案之间的比较。所提出的框架仅需要M个信号先前接收到的信号用于信号检测，其中，L≥M≥(K-G)其复杂性接近于常规检测器，而其它盲方法典型地需要多于L个信号。

[表1]

参数	常规DF-IC	盲MMSE	子空间方法	盲DF-IC
					期望用户的标记	□	□	□	□
其它用户的标记	□
					期望用户的定时	□	□	□	□
其它用户的定时	□
					接收的振幅	□
ECC解码完整性
					初始化*		≥L	≥L	M
等待时间	K	1	1	1

复杂性级别

K

1

1

1

在表1中，“*”指的是盲MMSE或子空间方法。更具体地说，盲MMSE或子空间方法在它们的第一次检测之前典型地需要多于L个信号。

针对在基于LS的解相关检测中的噪声增强问题，对于常规解相关检测来说，针对用户k的输出信噪比(SNR)减小了[R_s ⁺]_kk由于S中的噪声项N，在所提出的LS-DFIC中存在加性噪声增强。

遵循Girko定律，假如 $\mathrm{\α}=\frac{K-G}{M}$ 固定，

的对角元素可以随着K，M→α而趋近于1-α。因此，

的协方差矩阵可以通过等式23表示。

[等式23]

$R_{\stackrel{\‾}{n}}=\frac{1M+K-G}{M}{\mathrm{\σ}}^{2}I$

因为 $\frac{1M+K-G}{M}{\mathrm{\σ}}^2>{\mathrm{\σ}}^2,$ 所以增强了接收器输出噪声。

针对多用户检测器的通常使用的性能测量是渐近多用户有效性(AME)和远-近电阻(NFR)。所提出的方案的AME采用等式24表示。

[等式24]

${\stackrel{-}{\mathrm{\η}}}_k=\frac{M}{2M+G-K}{\left[R_S^{+}\right]}_{\mathrm{kk}}^{-1}$

Cramer-Rao下界(CRLB)通过费希尔信息矩阵(FIM)的逆给出。假如S和D₁已知，定义参数矢量 $\mathrm{\φ}={\left[{\stackrel{-}{\mathrm{\σ}}}^2{d}_1^T{f}^T\right]}^T$ (其中， ${\stackrel{\‾}{\mathrm{\σ}}}^2=(1+\frac{M}{M+G-k}){\mathrm{\σ}}^2$ )以计算FIM。FIM可以通过等式25表示。

[等式25]

$I\left(\mathrm{\φ}\right)=E\left\{\left(\frac{\∂\ln L}{\∂\mathrm{\φ}}\right){\left(\frac{\∂\ln L}{\∂\mathrm{\φ}}\right)}^T\right\}$

在等式25中，ln L是通过 $\ln L=C-L\ln {\stackrel{\‾}{\mathrm{\σ}}}^2-\frac{1}{2{\stackrel{\‾}{\mathrm{\σ}}}^2}{\left|\right|e\left|\right|}_2^2$ 给出的对数似然函数，其中C是常量，e＝r-S₁d₁+(S-S₁D₁)f。假如S和D₁已知，则d₁的闭合形式CRLB表达通过下面的等式给出。

[等式26]

$\mathrm{CRIB}\left(x\right|S,D_1)=(1+\frac{M}{M+G-K}){\mathrm{\σ}}^2{\left(G^{H}G\right)}^{+}$

在等式26中， $x={\left[\begin{array}{cc}{d}_1^T& f^T\end{array}\right]}^T.$

如上所述，盲干扰消除框架是简单且直接的，同时需要最小量的先前检测到的码元。

本领域技术人员应当清楚，在不脱离本发明的精神或范围的情况下，可以对本发明进行各种修改和变型。因而，本发明旨在覆盖落入所附权利要求及其等同物的范围内的对本发明的各种修改和变型。

Claims (20)

1、一种在无线通信系统中减轻干扰的方法，所述方法包括以下步骤：

接收来自多个发送端的至少两个信号；

基于预定数量的接收到的信号和当前信号来估计干扰值；

利用估计出的干扰值从所述接收到的信号中去除干扰；以及

从去除了干扰的所述接收到的信号中获取期望的信息。

2、根据权利要求1所述的方法，其中，所述预定数量的接收到的信号和所述当前信号是固定的或者是通过估计而更新的。

3、根据权利要求1所述的方法，其中，所述预定数量是可变数量。

4、根据权利要求1所述的方法，其中，所述接收到的信号涉及从中频带或高频带下变频并且经过至少一个RAKE接收器或至少一个均衡器处理过的基带信号。

5、根据权利要求4所述的方法，其中，所述至少一个均衡器包括最小平方(LS)均衡器、最小均方差(MMSE)均衡器、以及递归最小平方(RLS)均衡器。

6、根据权利要求1所述的方法，其中，所述接收到的信号包括至少一个期望的信号和至少一个不期望的信号，若如此，则将所述至少一个不期望的信号处理为干扰信号。

7、根据权利要求6所述的方法，其中，所述期望的信号是已知信号标记的函数，该已知信号标记是预定的或者先前估计出的。

8、根据权利要求7所述的方法，其中，所述信号标记是用户码或失真用户码。

9、根据权利要求1所述的方法，其中，所述接收到的信号是同步、异步或混合接收的。

10、根据权利要求1所述的方法，其中，所述接收到的信号通过特定信号标记矩阵S来表示。

11、根据权利要求10所述的方法，其中，所述特定信号标记矩阵S进一步包括已知标记S_g和先前接收到的信号r_m，其中1≤g≤G，并且1≤m≤(M-G)。

12、根据权利要求11所述的方法，其中，g表示用户索引，G表示所述当前信号中的用户数量，m表示先前接收到的信号索引，而M表示先前确定的信号数量的最大数量。

13、根据权利要求12所述的方法，其中，数量G和M中的任何一个都是可变数量。

14、一种用于减轻干扰的接收器系统，所述接收器系统包括：

噪声白化单元，该噪声白化单元用于将至少一个接收到的信号的噪声转换成白噪声；

反馈滤波单元，该反馈滤波单元用于基于预定数量的所述接收到的信号和当前信号来估计干扰值；

去除单元，该去除单元用于利用估计出的干扰值来去除接收到的信号的干扰；以及

获取单元，该获取单元用于从去除了干扰的所述接收到的信号中获取期望的信息。

15、根据权利要求14所述的接收器系统，其中，输入到所述噪声白化单元中的所述至少一个接收到的信号源自至少一个源。

16、根据权利要求14所述的接收器系统，其中，所述接收到的信号包括至少一个期望的信号和至少一个不期望的信号，若如此，则将所述至少一个不期望的信号处理为干扰信号。

17、根据权利要求16所述的接收器系统，其中，所述期望的信号是已知信号标记的函数，该已知信号标记是预定的或者先前估计出的。

18、根据权利要求17所述的接收器系统，其中，所述信号标记是用户码或失真用户码。

19、根据权利要求14所述的方法，其中，所述接收到的信号通过特定信号标记矩阵S来表示，该特定信号标记矩阵S由已知标记S_g和先前接收到的信号r_m限定，其中1≤g≤G，并且1≤m≤(M-G)。

20、根据权利要求19所述的方法，其中，g表示用户索引，G表示所述当前信号中的用户数量，m表示先前接收到的信号索引，而M指示先前确定的信号数量的最大数量，并且其中，数量G和M中的任何一个都是可变数量。

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