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Die
vorliegende Erfindung betrifft allgemein die Verarbeitung von digital
modulierten Signalen, die in einem Kommunikationssystem wie etwa
einem WLAN-System (WLAN: Wireless Local Area Network = Drahtloses
lokales Netz) empfangen werden, und insbesondere einen Empfänger, einen
IC-Chip und ein
Betriebsverfahren, die zur Schätzung
der Leistung eines empfangene Signals verwendet werden können.
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Ein
WLAN ist ein flexibles Datenkommunikationssystem, das als Erweiterung
zu oder als Alternative für
ein drahtgebundenes LAN implementiert ist. Unter Verwendung einer
Hochfrequenz- oder Infrarottechnologie senden und empfangen WLAN-Systeme
Daten drahtlos, wodurch die Drahtverbindungen minimiert werden können. WLAN-Systeme
kombinieren also Datenaustauschsmöglichkeiten mit Benutzermobilität.
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Die
meisten WLAN-Systeme verwenden eine Spreizspektrum-Technik, d.h. eine
Breitband-Hochfrequenztechnik, die für die Verwendung in zuverlässigen und
sicheren Kommunikationssystemen entwickelt wurde. Die Spreizspektrum-Technik sieht einen
Kompromiss zwischen der Bandbreiteneffizienz und den Ansprüchen an
Zuverlässigkeit, Integrität und Sicherheit
vor. Zwei Typen von Spreizspektrum-Hochfrequenzsystemen werden häufig eingesetzt:
das Frequenzsprung- und das Direktsequenzsystem.
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Der
geltende Standard für
WLANs, die im 2,4 GHz-Spektrum betrieben werden, ist der IEEE 802.11-Standard.
Um Übertragungen
mit höheren Datenraten
zu unterstützen,
wurde der Standard zu dem 802.11b-Standard erweitert, der Datenraten
von 5,5 und 11 MBit/s im 2,4 GHz-Spektrum erlaubt. Diese Erweiterung
ist abwärtskompatibel,
zumindest was die Direktsequenz-Spreizspektrumtechnik betrifft.
Beide Standards nutzen verschiedene digitale Modulationstechniken.
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Ein
digital moduliertes Signal in einem WLAN muss verarbeitet werden,
um den Einfluss von Störungen
zu kompensieren und die Ausgangsleistung konstant zu halten. Um
Leistungsänderungen
in dem digital modulierten Eingangssignal zu kompensieren, ist gewöhnlich eine
automatische Verstärkungssteuerschaltung
in dem Empfänger
vorgesehen. Ein typisches Blockdiagramm einer derartigen automatischem
Verstärkungssteuerschaltung
ist in 1 gezeigt. Die Einheit von 1 umfasst
einen Verstärker 100 und
eine Rückkopplungsschleife
mit einer Leistungsberechnungseinheit 110 und einer Verstärkungssteuereinheit 120.
Die Leistungsberechnungseinheit 110 berechnet die aktuelle
Leistung des Ausgangssignals des Verstärkers 100, und die
Verstärkungssteuereinheit 120 gibt
ein Verstärkungssteuersignal
an den Verstärker 100 aus.
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Die
Amplitude oder Leistung eines digital modulierten Signals kann durch
I (Inphase)- und Q (Quadraturphase)-Werte wiedergegeben werden, wobei
die I- und Q-Werte in einem komplexen Diagramm angezeigt werden
können.
Die I-Werte geben den tatsächlichen
Teil und die Q-Werte den virtuellen Teil des Signals wieder. Wenn
die Leistungsberechnungseinheit 110 die Ausgangsleistung
berechnet, muss sie die Quadratwurzel der Summe des quadrierten
I-Werts und des quadrierten Q-Wertes für jedes empfangene Paar von
I- und Q-Werten berechnen.
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Die
herkömmlichen
Techniken zum Berechnen der Ausgangsleistung umfassen unnötige und komplizierte
Berechnungsschritte. Insbesondere ist die Berechnung der quadrierten
I- und Q-Komponenten sowie die Berechnung der Quadratwurzel unvorteilhaft.
Es hat sich herausgestellt, dass die für die Berechnung der Leistung
verwendeten Schaltungen eine beträchtliche Komplexität aufweisen
müssen und
deshalb für
die hohen Entwicklungs- und Herstellungskosten verantwortlich sind.
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WO
94/18772 bezieht sich auf das Empfangen von digitalen Daten, die
als Modulation eines ausgewählten
Funkfrequenzsignals übertragen
werden und betrifft im speziellen Schaltungen zum Reduzieren von
Fehlern in den empfangenen digitalen Daten. Eine Fehlernachführungsschleife
für einen
Empfänger
empfängt
ein komplexes Datensignal, welches eine Inphasen-Datenkomponente
und eine entsprechende Quadraturphase-Komponente aufweist. Der Empfänger enthält einen
Detektor zum Auffinden der Inphasen-Datenkomponente von dem empfangenen
Signal. Die Fehlernachführungsschleife
enthält weiterhin
einen Filter zum Abschätzen
einer Quadratur-Komponente entsprechend der aufgefundenen Inphasen-Komponente,
und einen Fehlerkorrigierer, der als Reaktion auf ein Signal, welches
die Inphase-Datenkomponente und die abgeschätzte Quadratur-Komponente aufweist,
um eine Fehlerkorrektur entsprechend einer ausgewählten Charakteristik
des empfangenen Signals durchzuführen.
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Es
ist die Aufgabe der vorliegenden Patentanmeldung, einen verbesserten
Empfänger,
einen IC-Chip und ein Betriebsverfahren anzugeben, welche die Durchführung einer
Leistungsschätzung
in einer einfachen und weniger komplexen Implementierung erlauben.
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Diese
Aufgabe ist durch die Gegenstände der
unabhängigen
Patentansprüche
gelöst.
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Bevorzugte
Ausführungsformen
sind in den abhängigen
Patentansprüchen
definiert.
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In
einer Ausführungsform
ist ein Verfahren zum Schätzen
der Leistung eines digital modulierten Signals vorgesehen, das durch
einen Empfänger
in einem Kommunikationssystem empfangen wird. Das Verfahren umfasst
das Bestimmen der Inphase- und Quadraturphase-Werte eines Phasenkonstellationssystems
in Bezug auf das empfange Signal, das Berechnen von wenigstens einem
modifizierten Inphase-Wert und wenigstens einem modifizierten Quadraturphase-Wert
in Bezug auf das um einen vorbestimmten Winkel gedrehte Phasenkonstellationssystem
und das Bestimmen von absoluten Werten der Inphase- und Quadraturphase-Werte
sowie der modifizierten Inphase- und Quadraturphase-Werte. Das Verfahren
umfasst weiterhin das Identifizieren des Maximums der absoluten
Werte und das Bestimmen einer Leistungsschätzung des empfangenen Signals auf
der Basis des identifizierten Maximalwertes.
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In
einer anderen Ausführungsform
ist ein Empfänger
zum Empfangen eines digital modulierten Signals in einem Kommunikationssystem
vorgesehen. Der Empfänger
umfasst eine Signalverarbeitungseinheit, die dafür ausgebildet ist, Inphase-
und Quadraturphase-Werte eines Phasenkonstellationssystems in Bezug
auf das empfange Signal zu bestimmen, sowie eine Berechnungseinheit,
die dafür ausgebildet
ist, wenigstens einen modifizierten Inphase-Wert und wenigstens
einen modifizierten Quadraturphase-Wert in Bezug auf das um einen
vorbestimmten Winkel gedrehte Phasenkonstellationssystem zu berechnen.
Die oben genannte Signalverarbeitungseinheit ist weiterhin dafür ausgebildet,
die absoluten Werte der Inphase- und Quadraturphase-Werte sowie
der modifizierten Inphase- und Quadraturphase-Werte zu bestimmen
und das Maximum der absoluten Werte zu identifizieren. Der Empfänger umfasst
weiterhin eine Leistungsschätzeinheit,
die dafür
ausgebildet ist, eine Leistungsschätzung des empfangenen Signals
auf der Basis des identifizierten Maximalwertes zu bestimmen.
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In
einer weiteren Ausführungsform
kann ein IC-Chip zum Verarbeiten eines digital modulierten Signals,
das in einem Kommunikationssystem empfangen wird, vorgesehen werden.
Der IC-Chip umfasst eine Signalverarbeitungsschaltung, die dafür ausgebildet
ist, Inphase- und Qudraturphase-Werte eines Phasenkonstellationssystems
in Bezug auf das empfangene Signal zu bestimmen, sowie eine Berechnungsschaltung,
die dafür
ausgebildet ist, wenigstens einen modifizierten Inphase-Wert und
wenigstens einen modifizierten Quadraturphase-Wert in Bezug auf
das um einen vorbestimmten Winkel gedrehte Phasenkonstellationssystem
zu berechnen. Die oben genannte Signalverarbeitungsschaltung ist
weiterhin dafür
ausgebildet, absolute Werte der Inphase- und Quadraturphase-Werte
sowie der modifizierten Inphase- und Quadraturphase-Werte zu bestimmen und
das Maximum der absoluten Werte zu identifizieren. Der IC-Chip umfasst weiterhin
eine Leistungsschätzschaltung
zum Bestimmen einer Leistungsschätzung
des empfangenen Signal auf der Basis des identifizierten Maximalwertes.
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Die
beigefügten
Zeichnungen sind Bestandteil der Beschreibung und dienen dazu, die
Prinzipien der vorliegenden Erfindung zu verdeutlichen. Die Zeichnungen
schränken
die Erfindung nicht auf die gezeigten und beschriebenen Beispiele
von Ausführungsformen
ein. Weitere Merkmale und Vorteile werden durch die folgende ausführlichere
Beschreibung der Erfindung mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen
verdeutlicht.
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1 ist
ein typisches Blockdiagramm einer herkömmlichen automatischen Verstärkungssteuerschleife
zum Steuern der Verstärkung
eines Verstärkers,
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2 ist
ein Blockdiagramm einer Leistungsschätzeinheit gemäß einer
Ausführungsform und
zeigt den Signalfluss zwischen den verschiedenen Einheiten,
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3 ist
ein Flussdiagramm, das den Prozess zum Durchführen der Leistungsschätzung gemäß einer
Ausführungsform
zeigt,
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4 zeigt
ein Phasenkonstellationssystem, wobei die I- und Q-Werte einen Phasenkonstellationspunkt
des empfangenen Signals wiedergeben, während die IX- und QX-Werte
den um 45° gedrehten
Phasenkonstellationspunkt wiedergeben,
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5 ist
ein Blockdiagramm einer Leistungsschätzeinheit gemäß einer
anderen Ausführungsform,
die ein Widerstandsnetz implementiert,
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6 ist
ein Flussdiagramm, das den Prozess zum Durchführen der Leistungsschätzung unter Verwendung
des Widerstandsnetzes von 5 darstellt,
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7 zeigt
ein anderes Phasenkonstellationssystem,
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8 stellt
die Realisierung der Leistungsschätzeinheit durch elektronische
Bauelemente in elektronischen Schaltungen gemäß einer Ausführungsform
dar,
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9 zeigt
das Widerstandsnetz von 5 mit seinen Ein- und Ausgangsanschlüssen,
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10 zeigt
die Konstellation des gedrehten Phasenkonstellationssystems in Bezug
auf das ursprüngliche
Phasenkonstellationssystem,
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11 zeigt
die Funktion der Abweichung des Maximalwertes von dem tatsächlichen
Wert in Abhängigkeit
vom Signalphasenwinkel,
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12 zeigt
ein BPSK-moduliertes I-Signal, das in der Zeitdomäne für einen
Teilsatz von Phasenverschiebungen zwischen 0° und 36° wiedergegeben ist,
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13 zeigt
ein BPSK-moduliertes Q-Signal, das in der Zeitdomäne für einen
Teilsatz von Phasenverschiebungen zwischen 0° und 36° wiedergegeben ist,
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14 zeigt
das IX-Signal, das in der Zeitdomäne für einen Teilsatz von Phasenverschiebungen zwischen
0° und 36° wiedergegeben
ist,
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15 zeigt
das QX-Signal, das in der Zeitdomäne für einen Teilsatz von Phasenverschiebungen
zwischen 0° und
36° wiedergegeben
ist,
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16 zeigt
eine Überlappung
der absoluten Werte des Q-Signals,
I-Signals, QX-Signals und IX-Signals, die in der Zeitdomäne für einen
Teilsatz von Phasenverschiebungen zwischen 0° und 36° wiedergegeben sind,
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17 zeigt
die Hülle
des Maximums aller absoluten Werte des Q-Signals, des I-Signals,
des QX-Signals und des IX-Signals,
die in der Phasendomäne
wiedergegeben sind,
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18 zeigt
ein BPSK-moduoliertes I-Signal, das in der Zeitdomäne für Phasenverschiebungen
zwischen 0° und
360° wiedergegeben
ist,
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19 zeigt
ein BPSK-moduliertes Q-Signal, das in der Zeitdomäne für Phasenverschiebungen
zwischen 0° und
360° wiedergegeben
ist,
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20 zeigt
das IX-Signal, das in der Zeitdomäne für Phasenverschiebungen zwischen
0° und 360° wiedergegeben
ist,
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21 zeigt
das QX-Signal, das in der Zeitdomäne für Phasenverschiebungen zwischen
0° und 360° wiedergegeben
ist,
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22 zeigt
eine Überlappung
der absoluten Werte des Q-Signals,
des I-Signals, des QX-Signals und des IX-Signals, die in der Zeitdomäne für Phasenverschiebungen
zwischen 0° und
360° wiedergegeben
sind,
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23 zeigt
die Hülle
des Maximums aller absoluten Werte des Q-Signals, I-Signals, QX-Signals
und IX-Signals, die in der Phasendomäne für die Phase wiedergeben sind,
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24 zeigt
ein QPSK-moduliertes I-Signal, das in der Zeitdomäne für einen
Teilsatz von Phasenverschiebungen zwischen 0° und 36° wiedergeben ist,
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25 zeigt
ein QPSK-moduliertes Q-Signal, das in der Zeitdomäne für einen
Teilsatz von Phasenverschiebungen zwischen 0° und 36° wiedergeben ist,
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26 zeigt
ein QPSK-moduliertes IX-Signal, das in der Zeitdomäne für einen
Teilsatz von Phasenverschiebungen zwischen 0° und 36° wiedergeben ist, und
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27 zeigt
ein QPSK-moduliertes QX-Signal, das in der Zeitdomäne für einen
Teilsatz von Phasenverschiebungen zwischen 0° und 36° wiedergeben ist.
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Im
Folgenden werden beispielhafte Ausführungsformen der vorliegenden
Erfindung mit Bezug auf die Zeichnungen beschrieben, wobei identische Elemente
und Aufbauten durch gleiche Bezugszeichen angegeben werden.
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Im
Folgenden wird auf die Zeichnungen und insbesondere auf 2 Bezug
genommen, die eine Leistungsschätzeinheit
gemäß einer
Ausführungsform
zeigt. Eine Antenne empfängt
ein digital moduliertes Signal, und das empfangene Signal wird jeweils
durch eine I-Wert-Bestimmungseinheit 200 und eine Q-Wert-Bestimmungseinheit 210 in
seine I- und Q-Komponenten zerlegt. Die I- und Q-Werte geben jeweils
den tatsächlichen
und den virtuellen Teil der Leistung des empfangenen digital modulierten
Signals wieder.
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Eine
Berechnungseinheit
220 bestimmt einen IX-Wert, indem sie
die Differenz des I-Wertes und des Q-Wertes berechnet und das Ergebnis
durch einen Faktor von 2 teilt:
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Die
Berechnungseinheit
220 bestimmt weiterhin einen QX-Wert, indem sie die
Summe des I-Wertes und des Q-Wertes berechnet und das Ergebnis durch
einen Faktor von 2 teilt:
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Die
IX- und QX-Werte werden dann in eine Gewichtungseinheit 230 eingegeben.
Die Gewichtungseinheit 230 multipliziert den IX-Wert und
den QX-Wert mit einem Faktor gleich der Quadratwurzel von zwei,
d.h. √2. Die gewichteten IX- und
QX-Werte geben einen Punkt eines Phasenkonstellationssystems wieder,
das um 45° gedreht
ist.
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Die
gewichteten IX- und QX-Werte und die ursprünglich empfangenen I- und Q-Werte
werden in eine Absolutwert-Bestimmungseinheit 240 eingegeben,
um die absoluten Werte für
jeden der I-, Q-, IX- und QX-Werte zu bestimmen. Die Absolutwert-Bestimmungseinheit 240 wird
mit einem Spitzendetektor 250 verbunden, der das Maximum
aller absoluten Werte identifiziert, die in den Spitzendetektor 250 eingegeben
werden. Der jetzt verfügbare
Spitzenwert wird in eine Leistungsberechnungseinheit 260 eingegeben,
um eine Leistungsschätzung
des empfangenen Signals zu berechnen. Die Leistungsschätzung kann
zur Steuerung der Verstärkung
eines nachfolgenden Verstärkers
verwendet werden, um Eingangsleistungsänderungen zu kompensieren und
die Ausgangsleistung konstant zu halten.
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Das
in 3 gezeigte Flussdiagramm stellt ein Verfahren
zur Leistungsschätzung
gemäß einer Erfindung
dar. In dem ersten Schritt 310 werden dei I- und Q-Werte
gleichzeitig gemessen. Der nächste Schritt 320 sieht
die Berechnung der IX- und QX-Werte,
d.h. die Erstellung eines neuen komplexen Signals innerhalb eines
um 45° gedrehten
Konstellationssystems vor.
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Der
Leistungsschätzprozess
umfasst in dem folgenden Schritt die Gewichtung 330 der
IX- und QX-Werte durch das Multiplizieren der Werte mit einem Faktor
gleich der Quadratwurzel von zwei (√2).
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Die
I- und Q-Werte und die gewichteten IX- und QX-Werte sind jetzt verfügbar, um
in Schritt 340 gleichgerichtet zu werden. Die gleichgerichteten Werte
I, Q, IX und QX werden dann in einem Maximumbestimmungsschritt 350 verarbeitet,
um einen Maximalwert der gleichgerichteten Werte zu bestimmen und
den Maximalwert für
den Leistungsberechnungsschritt 360 bereitzustellen. Dieser
Schritt 360 berechnet eine Leistungsschätzung, die verwendet werden
kann, um die Verstärkung
eines nachfolgenden Verstärkers
zu steuern.
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Am
Ende des Leistungsschätzprozesses kann
der gesamte Prozess zurückkehren,
um die Leistungsschätzung
mit den neu gemessenen I- und Q-Werten zu wiederholen.
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4 stellt
ein Phasenkonstellationssystem dar, in dem die I- und Q-Werte die
Position des empfangenen Signalpunktes definieren. Wie aus 2 deutlich
wird, werden die gewichteten IX- und QX-Werte durch die Berechnungseinheit 220 und
die Gewichtungseinheit 230 bestimmt. Die gewichteten IX- und QX-Werte definieren
die Position des empfangenen Signalspunkts, die um 45° gedreht
ist.
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Wie
weiter oben genannt, kann eine Leistungsberechnung in einer automatischen
Verstärkungssteuerschleife
durchgeführt
werden. Dazu kann der Empfänger
ein passives Impedanznetz verwenden.
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5 zeigt
ein Blockdiagramm der Leistungsschätzeinheit gemäß einer
anderen Ausführungsform.
Wiederum empfängt
eine Antenne ein digital moduliertes Signal, und das empfangene
Signal wird jeweils durch eine I-Wert-Bestimmungseinheit 200 und
eine Q-Wert-Bestimmungseinheit 210 in seine I- und Q-Komponenten aufgeteilt.
Die I- und Q-Werte in dem komplexen Diagramm werden weiter unten
ausführlicher
erläutert.
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Die
I- und Q-Werte sind Eingangssignale für einen Signalerzeuger 500.
Der Signalerzeuger 500 erzeugt einen IN- und einen IP-Wert sowie einen QN- und
einen QP-Wert. Der IN-Wert wird um 180° relativ zu der Phase des IP-Wertes
phasenverschoben. Der QN-Wert wird um 180° relativ zu der Phase des QP-Wertes
phasenverschoben. Die erzeugten IN- und IP-Werte geben den negativen
oder positiven ursprünglich
empfangenen I-Wert wieder, und die erzeugten QN- und QP-Werte geben
den negativen oder positiven ursprünglich empfangenen Q-Wert wieder.
Der Signalerzeuger ist mit einem Widerstandsnetz 510 verbunden,
und die erzeugten Werte IN, IP, QN und QP werden in das Widerstandsnetz eingegeben.
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Das
Widerstandsnetz 510 umfasst eine Vielzahl von Widerständen, die
verbunden sind, um die Eingangssignale um einen vorbestimmten Dämpfungsfaktor
abwärtszuskalieren
und die abwärtsskalierten
Signale QN71, QP71, IN71 und Ip71 auszugeben. Die Widerstände sind
weiterhin verbunden, um die Ausgangssignale IXN, IXP, QXN und QXP
vorzusehen. Das Widerstandsnetz wird weiter unten ausführlicher
erläutert.
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Alle
Ausgangssignale des Widerstandsnetzes 510 werden in eine
Absolutwert-Bestimmungseinheit 520 eingegeben. Die Absolutwert-Bestimmungseinheit 520 bestimmt
die absoluten Werte für jeden
Eingangswert. Die Absolutwert-Bestimmungseinheit 520 ist
mit einem Spitzendetektor 530 verbunden, der das Maximum
der absoluten Werte bestimmt, die aus der Absolutwert-Bestimmungseinheit 520 ausgegeben
werden. Der identifizierte Maximalwert wird nun in die Leistungsberechnungseinheit 260 eingegeben.
Die Leistungsberechnungseinheit 260 berechnet eine Leistungsschätzung, die
verwendet werden kann, um eine Verstärkung eines nachfolgenden Verstärkers zu
steuern.
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Der
durch die Vorrichtung von 5 durchgeführte Leistungsschätzprozess
wird im Folgenden mit Bezug auf 6 erläutert. In
dem Flussdiagramm werden die I- und Q-Werte gleichzeitig in Schritt 300 gemessen.
In Schritt 600 werden die Werte IN, IP, QN und QP unter
Verwendung der gemessenen I- und Q-Werte
erzeugt. Wie oben genannt, wird der IN-Wert um 180° relativ
zu der Phase des IP-Wertes phasenverschoben und wird der QN-Wert
um 180° relativ
zu der Phase des QP-Wertes phasenverschoben.
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Wie
in 6 gezeigt, unterteilt sich der Leistungsschätzprozess
dann in Schritt 610 zum Abwärtsskalieren der Werte sowie
in Schritt 620 zum Berechnen der gedrehten Werte. Beide
Schritte des Leistungsschätzprozesses
können
gleichzeitig unter Verwendung der zuvor erzeugten Werte IN, IP,
QN und QP durchgeführt
werden.
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Der
Schritt 610 skaliert die Eingangswerte um einen Faktor
gleich dem Kehrwert der Quadratwurzel von 2 nach unten und gibt
die nach unten skalierten Werte IN71, IP71, QN71 und QP71 an die Gleichrichtungseinheit 520 aus.
In Schritt 620 werden die Werte IXN, IXP, QXN und QXP berechnet,
die ebenfalls zu der Gleichrichtungseinheit 620 ausgegeben
werden.
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Der
Gleichrichtschritt 630 bestimmt den absoluten Wert für jeden
zuvor bestimmten Wert, wobei dann in Schritt 640 das Maximum
aller gleichgerichteten Werte identifiziert wird. Der identifizierte
Maximalwert wird nun in dem Leistungsberechnungsschritt 360 verwendet,
um eine Leistungsschätzung zu
berechnen, die dann verwendet werden kann, um die Verstärkung eines
nachfolgenden Verstärkers
zu steuern.
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Wiederum
kann der Leistungsschätzprozess zurückschreiten,
um den gesamten Prozess unter Verwendung eines Widerstandsnetzes
mit neu gemessenen I- und Q-Werten zu wiederholen.
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Wie
zuvor genannt, können
die I- und Q-Werte in einem Phasenkonstellationssystem angezeigt
werden. 7 zeigt ein Phasenkonstellationssystem,
in dem die I- und Q-Werte einen Phasenkonstellationspunkt eines
empfangenen Signals definieren. Die Abwärtsskalierung des Phasenkonstellationspunktes
des empfangenen Signals um einen Faktor gleich dem Kehrwert der
Quadratwurzel von zwei (1/√2) sieht einen abwärtsskalierten
Signalpunkt vor, der auf der gestrichelten Kreislinie positioniert
ist. Die gestrichelte Kreislinie gibt eine Stufe eines Phasenkonstellationssystems
an, das um den Faktor gleich dem Kehrwert der Quadratwurzel von zwei
geschrumpft ist.
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Der
abwärtsskalierte
Signalpunkt gibt das aufeinander bezogene Paar der Ausgangssignale IN71,
IP71, QN71 und QP71 des Widerstandsnetzes 510 von 5 wieder.
Wenn außerdem
das Widerstandsnetz 510 betrieben wird, wird ein Signalpunkt in
dem geschrumpften Phasenkonstellationssystem erzeugt, der um 45° gedreht
ist. Die Position des gedrehten Signals in dem Phasenkonstellationssystem wird
durch die IX- und QX-Werte definiert. Der gedrehte Signalpunkt gibt
das aufeinander bezogene Paar der Widerstandsnetz-Ausgangssignale
IXN, IXP, QXN und QXP wieder.
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8 zeigt
die elektronischen Bauelemente, die verwendet werden können, um
den Leistungsschätzprozess
auszuführen.
Die dargestellten Widerstände 840 sind
verbunden, um die Modifiziertwert-Berechnungseinheit 220 zu
bilden, wobei die Widerstände
der vorliegenden Ausführungsform
alle die gleichen Widerstandswerte aufweisen.
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Vier
Spitzendetektoren 800 bis 830 sind in der Schaltung
von 8 implementiert, um das Maximum des entsprechenden
Signals zu identifizieren. Jeder Spitzendetektor ist verbunden,
um ein rückzusetzendes
Löschsignal
zu empfangen. Weiterhin sind vier elektronische Schalter 850 bis 880 vorgesehen, um
die Ausgangssignale zu den Ausgangsanschlüssen zu schalten, sodass sie
als Dioden fungieren.
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Die
Funktion des Widerstandsnetzes wird im Folgenden ausführlicher
mit Bezug auf 9 erläutert. Der Signalerzeuger 500 ist
mit dem Widerstandsnetz 510 verbunden und gibt die Werte
IN, IP, QN und QP an entsprechende Eingangsanschlüsse des
Widerstandsnetzes 510 aus. Zwischen den Eingangsanschlüssen IN
und IP und zwischen den Ausgangsanschlüssen QN und QP ist ein Widerstandsteiler
vorgesehen, um die abwärtsskalierten
Werte zu erzeugen.
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Weiterhin
umfasst das Widerstandsnetz eine Vielzahl von Widerständen, die
jeweils den gleichen Widerstandswert aufweisen, um die gedrehten
Signalpunktwerte zu erzeugen.
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Die
Ausgangsanschlüsse
IN71 und IP71 geben die I-Eingangssignale aus, die durch einen ersten
Widerstandsteiler abwärtsskaliert
werden, der zwischen den IN- und
IP-Eingangsanschlüssen
verbunden ist. Die Ausgangsanschlüsse QN71 und QP71 geben die
Q-Eingangssignale aus, die durch einen zweiten Widerstandsteiler
abwärtsskaliert
werden, der zwischen den QN- und QP-Eingangsanschlüssen verbunden
ist. Der Abwärtsskalierfaktor für IN71,
IP71, QN71 und QP71 ist der Kehrwert der Quadratwurzel von zwei.
Auf diese Weise sieht die Abwärtsskalierung
eine Verschiebung des empfangenen Signalpunktes in dem Phasenkonstellationssystem
nach unten zu der gestrichelten Kreislinie von 7 vor.
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Wie
weiterhin in 9 gezeigt, sind die Widerstände verbunden,
um sowohl die Werte IN71, IP71, QN71 und QP71 als auch die Werte
IXN, IXP, QXN und QXP auszugeben. Wie aus den vorstehenden Formeln
deutlich wird, geben IXN und IXP eine Differenz der aufeinander
bezogenen Widerstandsnetz-Eingangssignale
wieder und geben QXN und QXP die Summe der Widerstandsnetz-Eingangssigale
wieder.
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Durch
das Bestimmen der Summe und der Differenz mittels eines Widerstandsnetzes 510 wird sowohl
eine Reduktion der Amplitude um einen Faktor gleich dem Kehrwert
der Quadratwurzel von zwei als auch eine Drehung um 45° in dem Phasenkonstellationssystem
bewirkt. Der resultierende Signalpunkt ist also auf der gestrichelten
Kreislinie von 7 zusätzlich zu dem Signalpunkt positioniert,
der durch das Abwärtsskalieren
der Eingangssignale mithilfe der Widerstandsteiler erzeugt wird.
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Zusammenfassend
gesagt, gibt das Widerstandsnetz 510 die Ausgangssignale
IN71, IP71, QN71 und QP71 sowie die Ausgangssignale IXN, IXP, QXN
und QXP aus. In dem Leistungsschätzprozess
werden dann die Ausgangssignale des Widerstandsnetzes 510 gleichgerichtet
und wird das Maximum der gleichgerichteten Signale in die Leistungsberechnungseinheit 260 eingegeben,
um eine Leistungsschätzung
zu berechnen.
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10 zeigt
auf schematische Weise die Konstellation der Eingangs- und Ausgangsanschlüsse, die über Widerstände miteinander
verbunden sind.
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11 zeigt
die Abweichung des Maximalwertes in Abhängigkeit von dem Signalphasenwinkel. Die
Funktion der Abweichung hat eine periodische Form und hat weist
ein lokales Maximum bei dem Signalphasenwinkel von 22,5° auf. Die
Abweichungsfunktion weist Maxima auf, die in Schritten von 45° wiederkehren.
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Im
Folgenden werden Beispiele von Signalwellenformen erläutert, um
den Betrieb der Leistungsschätzeinheit
gemäß einer
der Ausführungsformen
im Detail darzulegen. Dazu wird auf 12 bis 27 Bezug
genommen.
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12 bis 15 zeigen
die BPSK-modulierten Signale I, Q, IX und QX in der Zeitdomäne für einen
Teilsatz der Phasenverschiebungswinkel zwischen 0° und 36°. Die Phasenverschiebungen
beeinflussen die Amplitude des Signals, wobei die Richtung der Amplitudenvariation
des Signals durch einen Pfeil angegeben wird.
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Das
Diagramm in 16 zeigt eine Überlappung
der gleichgerichteten Signale I, Q, IX und QX für einen Teilsatz der Phasenverschiebungswinkel zwischen
0° und 36°.
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17 zeigt
die Hülle
des Spitzenwertes in Abhängigkeit
von der Phase, die einen maximalen Spitzenwert bei der 0°-Phase und eine maximale
Abweichung bei 22.5° aufweist.
Die Kurve von 17 kann als Entsprechung zu
dem am weitesten links vorgesehenen Teil der Kurve von 11 aufgefasst werden.
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18 bis 21 stellen
die Signale I, Q, IX und QX in der Zeitdomäne für einen Phasenverschiebungswinkel
zwischen 0° und
360° dar.
Die Phasenverschiebungen beeinflussen die Amplitude des Signals,
und jede aufgetragene Funktion gibt einen entsprechenden Phasenverschiebungswinkel
wieder.
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22 zeigt
eine Überlappung
der gleichgerichteten Signals I, Q, IX und QX, die für einen
Phasenverschiebungswinkel zwischen 0° und 360° gezeigt sind.
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23 zeigt
die Hülle
des Maximums der gleichgerichteten Signale I, Q, IX und QX in Abhängigkeit
von der Phase zwischen 0° und
360°. Der
aufgetragene Maximalwert weist eine periodische Form auf, wobei
das Maximum bei 0° liegt
und in Schritten von 45° wiederkehrt.
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24 bis 27 entsprechen
den 12 bis 15, zeigen
jedoch QPSK-modulierte Signale I, Q IX und QX in der Zeitdomäne für einen
Teilsatz der Phasenverschiebungswinkel zwischen 0° und 36°.
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Aus
der vorstehenden Beschreibung wird deutlich, dass alle beschriebenen
Ausführungsformen
eine Technik mit hoher Präzision,
hoher Genauigkeit und hoher Dichte angeben, die insbesondere in einer
automatischen Verstärkungssteuerschleife
verwendet werden kann und die Gesamteffizienz verbessert.
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Die
Anordnungen können
den Vorteil bieten, dass sie einen Prozess wie den Leistungsschätzprozess
erlauben, wobei keine Auflösung
von komplizierten Formeln mehr erforderlich ist.
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Weiterhin
können
die Anordnungen Vorteile bieten, weil ein Widerstandsnetz für die Spannungsskalierung
der Signale verwendet wird. Dies erlaubt eine Bewertung der Leistung
eines digital modulierten Signals, ohne dass ein aktiver Verstärker mit
einer Verstärkung
gleich der Quadratwurzel von zwei verwendet wird. Die Beseitigung
von aktiven Elementen in den Schaltungen reduziert den Stromverbrauch.
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Weiterhin
wird die Herstellung vereinfacht, wodurch die oben beschriebenen
Ausführungsformen
die Herstellungskosten herabsetzen.
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Die
vorliegende Erfindung wurde mit Bezug auf bestimmte physikalische
Ausführungsformen
erläutert,
wobei dem Fachmann jedoch deutlich sein sollte, dass verschiedene
Modifikationen, Variationen und Verbesserungen der vorliegenden
Erfindung gemäß der oben
gelehrten Techniken und anhand der beigefügten Ansprüche vorgenommen werden können, ohne
dass dadurch der Erfindungsumfang der vorliegenden Erfindung verlassen
wird. Außerdem wurden
diejenigen Aspekte, die dem Fachmann vertraut sein sollten, hier
nicht eigens beschrieben, um die Erfindung nicht durch unnötige Details
zu verundeutlichen. Es ist weiterhin zu beachten, dass die Erfindung
nicht auf die dargestellten Ausführungsformen
beschränkt
ist, sondern lediglich durch den Umfang der beigefügten Ansprüche eingeschränkt wird.