DE60215450T2

DE60215450T2 - Verfahren und Einrichtung zum Steuern des Dynamikbereichs eines Empfängers

Info

Publication number: DE60215450T2
Application number: DE60215450T
Authority: DE
Inventors: Aarno Pärssinen; Pauli Seppinen; Jussi Vepsäläinen; Mikael Gustafsson; Miikka Hämäläinen
Original assignee: Nokia Oyj
Current assignee: Nokia Oyj
Priority date: 2001-12-28
Filing date: 2002-12-23
Publication date: 2007-02-01
Anticipated expiration: 2022-12-24
Also published as: US7299021B2; EP1326347A3; EP1326347A2; DE60215450D1; CN1437322A; US20030124999A1; EP1326347B1

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zum Betreiben eines Funkfrequenz-HF-Empfängers, wobei das Verfahren während des Betreibens des HF-Empfängers das periodische Bestimmen der existierenden Betriebsbedingungen des HF-Empfängers, das Bestimmen der HF-Empfängerleistungsanforderungen, basierend zumindest teilweise auf dem Bestimmen der existierenden Betriebsbedingungen des HF-Empfängers und das Zuweisen eines Leistungsverbrauchs zwischen den funktionalen Blöcken des HF-Empfängers gemäß den bestimmten Leistungsanforderungen des HF-Empfängers umfasst, und auf eine Kommunikationsvorrichtung, die umfasst: einen Funkfrequenz-HF-Empfänger, eine Überwachungsschaltung, die während des Betriebs des HF-Empfängers betriebsfähig ist, zum periodischen Ermitteln existierender Betriebsbedingungen des HF-Empfängers und zum Ermitteln der Leistungsanforderungen des HF-Empfängers auf der Basis von zumindest teilweise den bestimmten Betriebsbedingungen des HF-Empfängers, und eine Leistungssteuerschaltung für das Zuweisen eines Leistungsverbrauchs zwischen den funktionalen Blöcken des HF-Empfängers gemäß den bestimmten Leistungsanforderungen des HF-Empfängers.
Die folgenden Abkürzungen werden hiermit definiert:

ADC: Analog-Digital-Wandler
AM: Amplitudenmodulation
ASIC: Anwendungsspezifische integrierte Schaltung
BB: Basisband
BER: Bitfehlerrate
BLER: Blockfehlerrate
CDMA: Vielfachzugriff durch Kodetrennung
CPU: Zentralverarbeitungseinheit
CRC: zyklische Redundanzprüfung
DPCH: zugeordneter physikalischer Kanal
DS-CDMA: Direktsequenz-CDMA
DSP: digitale Signalverarbeitung
Ec/Io: Kodeleistung-zu-Inband-Interferenz
EVM: Fehlervektorgröße
FDD: Frequenzduplex
FPGA: vom Anwender selbst programmierbare Gatteranordnung
IC: Integrierte Schaltung
ICP: Eingangskompressionspunkt
IF: Zwischenfrequenz
IIP2: Eingangs-Intercept-Punkt 2. Ordnung
IIP3: Eingangs-Intercept-Punkt 3. Ordnung
IMD2: Intermodulationsprodukt zweiter Ordnung
IMD3: Intermodulationsprodukt dritter Ordnung
ISI: Intersymbolinterferenz
LNA: rauscharmer Verstärker
LO: lokaler Oszillator
MDS: minimal detektierbares Signal
MS: Mobilstation
NF: Rauschzahl
QoS: Dienstgüte
RX: Empfänger
RF: Funkfrequenz
RSS: Empfangssignalstärke
SIR: Signal-zu-Interferenz-Verhältnis
SNS: Signal-zu-Rausch-Verhältnis
TX: Sender
VCO: spannungsgesteuerter Oszillator
WCDMA: Breitband-CDMA
6G: dritte Generation (zellulares Kommunikationssystem)

Die Anforderungen an den Dynamikbereich eines Funkempfängers werden normalerweise durch die Systemspezifikationen definiert, die den schlimmstmöglichen Betriebszustand annehmen. Während des typischen Betriebs des Empfängers werden die Zustände des schlimmsten Falls nur selten erreicht. Im allgemeinen hängt die Stärke des empfangenen Signals und aller störenden Signale von der Entfernung vom Sender und vom speziellen Funkkanal, der Schwund und andere Effekte einschließt, ab.
Im wesentlichen verwenden alle Funkempfänger in mobilen Endgeräten, wie Mobiltelefonen und anderen Typen mobiler Empfänger, einen Typ eines automatischen Verstärkungssteuermechanismus im Empfänger, um die sich dynamisch ändernden Empfangsbedingungen zu kompensieren. Die Gesamtverstärkung des Empfängers wird auf den gewünschten Pegel für den Empfangssignaldetektor oder den Analog-Digital-Wandler (ADC) unter Verwendung entweder analoger oder digitaler Verstärkungssteuersignale eingestellt. Diese Steuersignale steuern die Verstärkung der HF-, Basisband- und möglicherweise IF-Blöcke. Die Verstärkung wird typischerweise durch den Wert der Empfangssignalstärke (RSS) auf dem empfangenen Funkkanal oder durch die Gesamtsignalstärke am Eingang des ADC unter Verwendung eines spezifischen Algorithmus eingestellt. Die Verstärkungsregelung kann auch auf dem Pegel am ADC-Eingang basieren, wenn ein Teil der Kanalfilterung oder Entspreizung in einem CDMA-System im digitalen Bereich ausgeführt wird. Alle diese Techniken sind wohl bekannt und werden in vielen zellularen Empfängern verwendet.
Zusätzlich zur Verstärkungsregelung wurden auch ausgefeiltere Verfahren für den Funkempfang unter sich dynamisch ändernden Zuständen präsentiert.
Im allgemeinen kann der Kompromiss zwischen dem Leistungsverbrauch und dem Dynamikbereich verwendet werden, um den Leistungsverbrauch zu jedem Zeitpunkt zu minimieren. Auch kann die Modularität der Basisstationsanwendungen von der Verwendung einer modularen Gestaltung profitieren. Oft steuern diese Techniken den Bias-Strom oder die Versorgungsspannung eines oder mehrerer Empfängerblöcke. Wenn man auch auf 1 Bezug nimmt, so sind dort verschiedene Techniken des Stands der Technik für das Implementieren eines adaptiven Empfangs in einem Empfänger gezeigt. Diese umfassen das Einstellen des Bias-Stroms in eine Vorrichtung 1 (1a), das Einstellen der Versorgungsspannung der Vorrichtung (1B), das Umgehen einer Stufe (1C), das Schalten zwischen Stufen (1D) und eine schaltbare Rückkopplung (1E). Der Leistungsverbrauch kann somit auf verschiedenen Wegen skaliert werden, wie beispielsweise durch das Einstellen des Bias-Stroms, wie in 1A oder durch das Schalten zwischen parallelen Stufen, wie in 1D, oder durch das Umgehen gewisser Vorrichtungen, die auch abgeschaltet werden können (1B und 1C). Die gesteuerte Vorrichtung 1 kann ein einzelner Transistor, ein Verstärker, eine Mischvorrichtung, ein Filter oder irgend eine andere aktive Einzelkomponente oder ein Schaltungsblock mit mehreren Komponenten in einem Funkempfänger sein.
Es wird in dieser Hinsicht Bezug genommen auf beispielsweise die US-A-5179724, US-A-6026288 und die US-A-5697081, als auch auf die WO-A-97/41643, WO-A-00/18023 und die EP-A-0999649.
Die Gesamtsteuerung basiert normalerweise auf einem oder mehreren gemessenen Parametern. Diese umfassen die Empfangssignalstärke (RSS), das Signal-zu-Interferenz-Verhältnis (SIR) (oder seine Schätzung am Detektor), die Ec/Io in CDMA-Systemen (siehe US-A-5940749, WO-A-00/18023) und die Gesamtleistung bei der HF, IF oder dem Basisband (siehe WO-A-97/41643). Es können auch störende Signale durch das Messen benachbarter Kanäle zu getrennten Zeitpunkten unter Verwendung derselben Schaltung wie beim Empfangssignal geschätzt werden (siehe EP-A-0999649). Eine Intermodulation kann getrennt durch das Schalten einer steuerbaren Dämpfungsvorrichtung in den Signalpfad geschätzt werden (siehe beispielsweise US-A-5907798, US-A-5909645, US-A-6052566 und US-A-5697081). Die bekannte Sendeleistung kann auch für eine Leistungsskalierung in einem Empfänger in solchen Fällen verwendet werden, bei denen das Senden und das Empfangen gleichzeitig auftritt (siehe beispielsweise US-A-5815821, WO-A-99/45653 und WO-A-00/18023).
Nahezu alle diese Techniken zeigen jedoch als eine Schwäche das Erfordernis, genaue Schätzungen des empfangenen Signals und auch des Pegels der gesamten Interferenz auszuführen. Typischerweise basiert die Steuerung auf einigen festen Schwellwerten, die sowohl das empfangene Signal als auch die Interferenz als "schwach" oder "stark" einstufen.
Eine Standardanforderung in zellularen Kommunikationssystemen besteht darin, die RSS zu messen. Die RSS beschreibt jedoch nur den Pegel des empfangenen Funksignals (beispielsweise über der Kanalbandbreite) mit einer gewissen Genauigkeit. Es ist auch möglich, das SIR im interessierenden Band unter Verwendung wohl bekannter digitaler Techniken zu schätzen, und die Schätzung des SIR ist zur Zeit eine erforderliche Messung in einigen Funksystemen, wie beispielsweise dem 3G CDMA-System. Unglücklicherweise rührt die gesamte Interferenz aus mehreren Quellen her, bei denen es sehr schwierig oder unmöglich ist, sie auf der Basis konventioneller digitaler Algorithmen, insbesondere solcher Algorithmen, deren Komplexität eine Ausführung in einer Mobilstation, die ihre lokale Rechenfähigkeiten verwendet, nicht vernünftig sein würde, voneinander zu unterscheiden. Beispielsweise umfassen die Quellen der Interferenz in einem CDMA-System zumindest: eine Interferenz von anderen Kodekanälen derselben Basisstation, eine Interferenz von anderen Kodekanälen in demselben Frequenzband von sich in der Nähe befindlichen Basisstationen, eine Interferenz von Störsignalen, thermisches Rauschen im interessierenden Band als auch zusätzliches Rauschen und Interferenz, die durch die HF-Schaltung des Empfängers selber verursacht werden.
Der letzte Faktor, das heißt das zusätzliche Rauschen, das durch die HF-Empfängerschaltung verursacht wird, umfasst mindestens eine Rauschzahl (NF) des Empfängers, eine zusätzliche Interferenz durch Intermodulations- und Phasenrauschen des Oszillators im Empfänger, ein zusätzliches Rauschen durch eine Intersymbol-Interferenz (ISI) und in digitalen Funksystemen Quantisierungsrauschen. All dies sind wohlbekannte Phänomene beim Funkempfang.
In Voll-Duplex-Systemen, bei denen der Empfang und das Senden gleichzeitig auftreten (wie in CDMA-Systemen), kann auch das unerwünschte Austreten des gesendeten Signals in den Empfänger ein Problem verursachen. Auch haben die Empfängerarchitekturen ihre eigenen spezifischen Probleme, die eine zusätzliche Interferenz ergeben können, wie die AM-Störung bei Direktumsetzungsempfängern (direct conversion receivers).
In jedem Fall sollte erkennbar sein, dass es ohne eine intelligente Logik nahezu unmöglich ist, diese verschiedenen Quellen der Interferenz zu trennen und ihre Beziehung zum SIRAs zu bestimmen, weswegen konventionelle Funkempfänger konstruiert sind, um unter Bedingungen des schlechtesten Falls zu arbeiten, indem sie immer mit der maximal möglichen Leistung (und dem maximalen Energieverbrauch) arbeiten.
Wie oben angegeben wurde, ist es in konventionellen Funkempfängern bekannt, die Verstärkung gemäß der RSS oder dem Signalpegel am ADC-Eingang einzustellen. Da die Empfangsparameter sich typischerweise während des Betriebs ändern, wird, wenn die Verstärkungssteuerung angewandt wird, der Energieverbrauch typischerweise in Bezug auf gewisse Parameter, wie der Rauschzahl (NF), gemäß dem Szenarium des schlimmsten Falls optimiert. Da die gesamte Interferenz nicht zu jedem Zeitpunkt vorhergesagt werden kann, muss zusätzlicher Spielraum unter typischen Betriebsbedingungen verfügbar gemacht werden. Praktisch gesprochen, es ist bei der Verstärkungssteuerung in allen zellularen Systemen notwendig, den Signalbereich des gewünschten Kanals am Eingang des Empfängers zu erweitern. Eine Variation in der Verstärkungssteuerung impliziert aber nicht typischerweise, dass der Leistungsverbrauch des Empfängers entsprechend skaliert wird.
Die Verstärkung und andere Parameter des Empfängers werden typischerweise unter Verwendung von Logik auf der Basis der RSS und der Gesamtinterferenz nach dem Vorfilter oder nach irgend einer anderen Filterstufe gesteuert. Somit basiert die Entscheidung auf einer Logik, die nicht anzeigt, ob ein Störer außerhalb des Bandes ein Signal im interessierenden Band durch eine Intermodulation verfälscht. Der oder die Störer außerhalb des Bandes können somit aus der Empfangskette herausgefiltert werden, so dass sie die Leistung nur durch eine Intermodulation, eine Verstärkungskompression oder eine Empfindlichkeitsverminderung verschlechtern können, wie beispielsweise durch das Anheben des Rauschpegels oder der Rauschebene (noise floor) der Empfängerschaltung. Somit basiert die Schätzung auf Information, die keinen direkten Bezug zur Interferenz im interessierenden HF-Band hat. Dadurch dass die Entscheidungslogik typischerweise einfach auf Schwellwerten basiert und somit im besten Fall nur eine grobe Annäherung der Empfangsumgebung gibt, ist das Ergebnis das, dass gewisse Parameter des Empfängers auf Pegel gesetzt werden können, die das übersteigen, was in der speziellen Empfangsumgebung erforderlich ist.
Nur in gewissen beschränkten Fällen kann ein Störer mit vernünftiger Genauigkeit im Vorhinein definiert werden. Beispielsweise kann die Linearität des Empfängers unter Verwendung eines zusätzlichen Stroms erhöht werden, wenn eine bekannte Interferenz (normalerweise durch ein TX-Leck) im System existiert. In diesem Fall kann die Logik nur auf eine sehr begrenzte Anzahl von Zuständen reagieren, und typischerweise wird die Empfängerleistung signifikant besser ausgelegt, als das, was tatsächlich erforderlich ist.
In konventionellen Lösungen ist es auch bekannt, dass störende Signale mit demselben Empfängersignalpfad wie dem tatsächlichen Empfangssignalpfad gemessen werden können, aber zu verschiedenen Zeitpunkten. Beispielsweise gibt es im GSM obligatorische Messungen anderen Funkkanäle, die gemessen werden können, und ihre Werte können in der Steuerlogik verwendet werden. Eine schaltbarer Dämpfungsvorrichtung im Signalpfad kann auch verwendet werden, um das Verhältnis zwischen der Intermodulation und anderen Interferenzquellen im interessierenden Band zu schätzen, beispielsweise wie sich die Flanken der verschiedenen nicht idealen Signale als eine Funktion der Signalleistung unterscheiden.
Eine Kombination von zwei oder mehr der vorangehenden Techniken sind im Stand der Technik für das Steuern des Empfängers auch verwendet worden.
Zusätzlich beschreibt die US-A-6175279 eine Technik, in der der Bias-Strom der verschiedenen funktionalen Blöcke sequentiell eingestellt wird, um einen Empfänger an die vorherrschende elektromagnetische Umgebung anzupassen.
Es sollte angemerkt werden, dass statt der absoluten Signalpegel (beispielsweise die RSS oder die Gesamtleistung an einem Knoten), das SIR oder das SNR oder in einem CDMA-System Ec/Io ebenfalls von der Empfängersteuerlogik verwendet werden kann.
Ein Verfahren der vorliegenden Erfindung ist gekennzeichnet durch eine Leistungssteuerschaltung, die logische Mittel einschließt, die ein Verhaltensmodell des HF-Empfängers als ein Ganzes und/oder Verhaltensmodelle einzelner funktioneller Blöcke des HF-Empfängers implementieren, die die Leistungsanforderungen des Empfängers auf die Zuweisung des Leistungsverbrauchs abbilden, und wobei die Leistungsanforderungen des HF-Empfängers in Form von Werten für mehrere Betriebsparameter des HF-Empfängers definiert werden.
Eine Kommunikationsvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung ist gekennzeichnet durch die Leistungssteuerschaltung, die logische Mittel einschließt, die ein Verhaltensmodell des HF-Empfängers als Ganzes und/oder Verhaltensmodelle der einzelnen funktionalen Blöcke des HF-Empfängers implementieren, die die Leistungsanforderungen des Empfängers auf die Zuweisung des Leistungsverbrauchs abbilden, wobei die Leistungsanforderungen des HF-Empfängers in Form von Werten für die vielen Betriebsparameter des HF-Empfängers definiert werden.
Bevorzugte und optionale Merkmale der vorliegenden Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen angegeben.
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden nun beispielhaft unter Bezug auf die begleitenden Zeichnungen beschrieben.
Die 1A–1E, die gemeinsam als 1 bezeichnet werden, zeigen vorbekannte Techniken für das Implementieren einer Adaptivität in einem Empfänger durch das Einstellen des Bias-Stroms, das Einstellen der Stromversorgungsspannung, das Umgehen einer Stufe, das Schalten zwischen Stufen beziehungsweise die Verwendung einer schaltbaren Rückkopplung;
2 ist ein Schaubild, das ein minimal detektierbares Signal in einem Empfängersystem (Empfindlichkeit) zeigt, wenn die Leistung durch (a) Intermodulation und (b) Blocking dominiert wird, wobei die x-Achse die Intermodulations- oder Blocking-Leistung darstellt;
3A zeigt die Wirkung eines Blocking-Signals und das Potential für Kanäle, ein Blocking in einem CDMA-System mit 12 Funkkanälen zu verursachen, während 3B die Wirkung der Intermodulation und das Potential für Kanäle, eine Interferenz durch eine Intermodulation in einem CDMA-System mit 12 Funkkanälen zu verursachen, zeigt, wobei in beiden Beispielen angenommen wird, dass der empfangene Kanal im niedrigsten Frequenzband angeordnet ist, die möglichen störenden Signale voll schwarz dargestellt sind, und die anderen Kanäle weiß dargestellt sind;
4 ist ein logisches Flussdiagramm, das das Betriebssteuerprinzip des Empfängers gemäß der Erfindung zeigt;
5 ist ein Blockdiagramm eines adaptiven Empfängers, der die Steuerlogik gemäß dieser Erfindung einschließt, wobei beispielhaft und in nicht einschränkender Weise eine Architektur eines Direktumsetzungsempfängers gezeigt ist;
6 ist ein logisches Flussdiagramm, das einen Algorithmus für das Überwachen der Gesamtleistung, der Intermodulationsleistung und der Leistung nahe der HF-Trägerfrequenz zeigt;
7 ist ein logisches Flussdiagramm, das einen Algorithmus für das Berechnen der Leistungsanforderungen des Empfängers darstellt;
8 ist ein Schaubild, das die maximale Rauschzahl eines Empfängers 1C mit linearen und parabolischen Gleichungen zeigt, wobei der Parameter k = 05 im linearen Modell verwendet wird, und der Parameter m = 01 im parabolischen Modell verwendet wird;
9A–9E, die gemeinsam als 9 bezeichnet werden, zeigen Verhaltensmodelle für gewisse Empfängerparameter als eine Funktion des Energieverbrauchs: eine spezifische Verstärkung, eine Rauschzahl, IIP3, eine Rauschzahl mit Verfahrensvariationen (gestrichelte Linien) beziehungsweise eine Rauschzahl mit unterschiedlichen Blocking-Signal-Pegeln;
10A–10C, die gemeinsam als 10 bezeichnet werden, zeigen Leistungsverbrauchsanforderungen für die Beispiele A, B und C aus der NF und der IIP3 Perspektive, wobei der erforderliche Leistungsverbrauch so gewählt werden kann, wie er minimal notwendig ist, um beide Bedingungen zu erfüllen;
Die 11A–11L, die gemeinsam als 11 bezeichnet werden, zeigen eine Anzahl mathematischer Ausdrücke, die während der Ausführungsform des in 4 gezeigten Algorithmus oder während der Erzeugung der Nachschlagetabelle, die die Messung auf die Empfängersteuerung gemäß dem Algorithmus abbildet, ausgeführt werden;
12 ist ein Schaubild, das ein Beispiel der IIP3-Spezifikation als eine Funktion der IMD3 Quellenleistung für verschiedene RSS-Pegel zeigt, wobei ein parabolisches Rauschzahlmodell bei den Berechnungen verwendet wurde;
13 ist ein Schaubild, das ein Beispiel der IIP2-Spezifikation als eine Funktion der IMD2 Quellenleistung für verschiedene RSS-Pegel zeigt, wobei das parabolische Rauschzahlmodell bei den Berechnungen verwendet wurde;
14 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine aktuell bevorzugte Ausführungsform eines Intermodulationsdetektors zeigt, der einen Teil des in 5 gezeigten Signalüberwachungsblocks bildet;
15A ist ein logisches Flussdiagramm, das eine Technik für das dynamische Abstimmen eines Empfängers zeigt; und
15B ist ein Zustandsübergangsdiagramm für ein Empfängersystem, das eine dynamische Abstimmung gemäß dem logischen Flussdiagramm der 15A erfährt.
Gemäß einem Aspekt dieser Lehren werden die Intermodulationsprodukte, die in das interessierende HF-Band verschoben werden können, von anderen Quellen der Interferenz getrennt. Ein aktuell bevorzugter Algorithmus schätzt die Rolle der Intermodulation bei der Systemleistung getrennt von anderen Quellen der Interferenz.
In vielen Fällen wird der Leistungsverbrauch des Empfängers oder eines speziellen Blocks im Empfänger durch die Intermodulation durch eine Nichtlinearität dritter Ordnung, die der Systemspezifikation inhärent ist, dominiert. Eine solche Situation ist jedoch in einer praktikablen Ausführungsform selten, trotz relativ strengen Anforderungen an den Eingangs-Intercept-Punkt dritter Ordnung (IIP3), der in der Systemspezifikation angegeben ist (für den ungünstigsten Betriebsfall). Somit übersteigt die Empfängerleistung in den meisten Betriebszuständen das, was tatsächlich erforderlich ist.
Die Kompression und die Desensibilisierung sind andere Parameter beim Funkempfang, die in Bezug stehen zur Großsignalumgebung. Ihre Konsequenzen unterscheiden sich aus der Perspektive des Systems. Die Kompression und die Desensibilisierung ergeben sich aus einem einzigen großen Blocking-Signal oder der gesamten Signalleistung, die durch eine nicht lineare Vorrichtung hindurch geht. Im allgemeinen reduziert die Kompression die Verstärkung der Schaltung, und die Desensibilisierung erhöht das Rauschen in der Schaltung. Somit reduzieren in der Blocking-Situation beide Effekte den Dynamikbereich. Andererseits verschiebt die Intermodulation (IIP3) unerwünschte Signale von anderen Funkkanälen in das interessierende Band. Dieser Effekt ist schwerwiegender als der, der sich aus dem Blocking ergibt, da im Vergleich zum Blocking kleinere Signalpegel eine nicht akzeptable Verschlechterung der Leistung des Empfängers verursachen können. Es wurde geschätzt, dass in gewissen Fällen die Blocking-Leistung über 15 dB größer sein muss als die Intermodulationsleistung, um dieselbe Verschlechterung bei der Empfindlichkeit zu bewirken. Diese Differenz ist in 2 dargestellt, die das minimal detektierbare Signal im System (Empfindlichkeit) zeigt, wenn die Leistung durch (a) die Intermodulation und (b) durch Blocking dominiert wird. Die x- Achse stellt die Intermodulations- oder Blocking-Leistung dar.
Die Intermodulation erfordert jedoch eine gewisse Kombination von Frequenzen, f(HF) = 2(f(D1 – f(D2)), wobei f(HF) die Frequenz des gewünschten Signals ist, und f(D1) und f(D2) Frequenzen der zwei unterwünschten Signale sind, die eine Verzerrung bewirken, während ein Blocking durch jedes Signal oder eine Kombination der Signale, die das Vorfilter passieren, verursacht werden kann, wie das in 3 gezeigt ist. Insbesondere zeigt die 3A die Wirkung des Blocking-Signals und potentielle Kanäle, um ein Blocking in einem CDMA-System mit 12 Funkkanälen zu bewirken, während 3B die Wirkung der Intermodulation und der potentiellen Kanäle, eine Interferenz durch Intermodulation in einem CDMA-System mit 12 Funkkanälen zu verursachen, zeigt. In beiden Beispielen ist der empfangene Kanal im niedrigsten Frequenzband angeordnet, die möglicherweise störenden Signale sind in durchgängigem Schwarz markiert und die andere Kanäle sind in Weiß markiert.
Somit kann man erkennen, dass wenn die Entscheidung nur auf den vorherigen zwei Parametern basiert, die Leistung durch die unterschiedlichen Effekte aus der Sicht des Systems nicht eindeutig optimiert werden kann. Es sollte auch erkannt werden, dass obwohl mindestens theoretisch eine gewisse Beziehung existiert zwischen der Kompression und der Intermodulation, die zwei nichtlinearen Phänomene durch verschiedene Vorrichtungen im Empfänger dominiert werden können. Somit hängt die Beziehung zwischen dem Blocking und der Intermodulation auch von der Schaltungstopologie ab, und die optimale Leistung wird vorzugsweise entsprechend geschätzt.
Da die Intermodulationsleistung von der Blocking-Leistung durch das Anwenden der Lehren dieser Erfindung getrennt wird, wird es möglich, weniger Strom im Empfänger zu jeder Zeit zu verwenden, wenn ein relativ großer Blockierer existiert, wobei aber die Frequenzkombinationen am Eingang des Empfängers keine Intermodulationsprodukte im interessierenden HF-Band erzeugen.
Die interne Optimierung wird vorzugsweise unter Verwendung eines Verhaltensmodells für jeden Empfängerblock erzielt, und die gesamte Empfängerleistung wird dann aus den Modellen der getrennten Empfängerblöcke bestimmt. Eine Diskussion der aktuell bevorzugten Verhaltensmodelle erfolgt unten.
Es sollte angemerkt werden, dass das Empfängerleistungsmodell auch genauso gut aus den simulierten oder gemessenen Ergebnissen des gesamten Empfängers definiert werden kann.
Die Lehren dieser Erfindung beziehen sich auf ein Steuerverfahren für einen Funkempfänger, der mindestens eine Signalüberwachungsschaltung, bei HF, IF oder einem analogen Basisband oder bei einem digitalen IF- oder Basisband verwendet, die verschiedene Typen von Interferenz trennen kann, die Messungen verwendet, die im digitalen Basisband vorgenommen werden, als auch eine Logik, um die Parameter des Empfängers aus den Messungen und bekannten Systemzuständen zu berechnen, eine Logik, um eine optimale Leistungsverteilung zwischen den Empfängerblöcken zu definieren, um die notwendigen Parameter des Empfängers zu erfüllen unter Verwendung von Verhaltensmodellen des Empfängers und/oder einzelner Blöcke, und eine Steuerlogik, um den Leistungsverbrauch der verschiedenen Blöcke im Empfänger einzustellen unter Verwendung von beispielsweise Techniken, wie denen, die in 1 dargestellt sind. Das Gesamtsteuerverfahren ist in 4 gezeigt, und ein Blockdiagramm eines adaptiven Empfängers gemäß der Erfindung ist in 5 gezeigt. Während eine Architektur eines Direktumsetzungsempfängers für das dargestellte Beispiel der 5 verwendet wird, sind die Lehren dieser Erfindung nicht auf die ausschließlich Verwendung mit Direktumsetzungsarchitekturen beschränkt, und Systeme, die eine oder mehrere Zwischenfrequenzen (IFs) erzeugen, können die Lehren der Erfindung ebenso verwenden, wie beispielsweise Superhetarchitekturen oder andere Empfängerarchitekturen. Die Knoten N1, N2, N3 und N4, von denen das Signal durch den Signalüberwachungsblock 10 überwacht wird, sind Beispiele potentieller Knoten und sollten nicht in einem einschränkenden Sinn betrachtet werden. In der einfachsten Form ist nur ein Messknoten erforderlich, und ein aktuell bevorzugter Modus für die Implementierung besteht darin, die Messungen im HF am Knoten N2 zwischen dem rauscharmen Verstärker (LNA) 12 und der Abwärtsmischvorrichtung 14 zu machen. Der Empfänger in 5 enthält In-Phase-(I)-Kanäle und Quadratur-(Q)-Kanäle, und aus Gründen der Vereinfachung sind nur die Blöcke des Q-Kanals als gesteuert dargestellt. Ein Fachmann sollte jedoch erkennen, dass die I- und die Q-Kanäle auf dieselbe Weise gesteuert werden sollten. Auch die Überwachungsschaltung 10 kann entweder mit einem Kanal oder gleichzeitig mit beiden Kanälen verbunden werden. In 5 sind die RX-Leistungssteuerlogik 20, die RX-Blocksteuerlogik 22 und die Verhaltensmodelle 24 als getrennte Blöcke gezeichnet, um die Klarheit zu verbessern. Sie können jedoch bei einer praktischen Implementierung alle in einem gemeinsamen Logikblock kombiniert werden. Die drei Blöcke 20, 22 und 24 werden verwendet, um die Lehren dieser Erfindung zu implementieren, zusätzlich zur Signalüberwachungsschaltung 10, die die Intermodulation von Blocking trennen kann. In der aktuell bevorzugten Ausführungsform ist die Intermodulationsdetektionsschaltung die, auf die oben Bezug genommen wurde, wie sie beschrieben ist von Pauli Seppinen, Aarno Pärssinen und Mikael Gustafsson, "Intermodulation Detector for a Radio Receiver", US-Patentanmeldung S. N. 10/034,643, die mit gleichem Datum wie die vorliegende Anmeldung eingereicht wurde. Ein Überblick über diese Schaltung wird unten in Bezug auf 14 beschrieben.
Zur Vollständigkeit zeigt 5 auch eine Empfangsantenne 4, ein Eingangsbandpassfilter (Vorfilter) 6 und ein Symmetrierglied 8, das den LNA 12 versorgt. Die Abwärtsmischvorrichtungen 14 empfangen ihre Mischfrequenzen von einem lokalen Oszillator (LO), der einen Synthesizer 30, einen spannungsgesteuerten Oszillator 32, einen Puffer 34, einen Geteilt-durch-Zwei-Block 36 und weitere Puffer 38 einschließt. Die Ausgänge der Abwärtsmischvorrichtungen 15 werden an Verstärker 15 mit variabler Verstärkung, Tiefpassfilter 16, zweite Verstärker mit variabler Verstärkung 17, Analog-Digital-Wandler ADCs 18, Basisbandtiefpassfilter 19 und Kanaldekodierer 28 angelegt. Ein Basisbandsystemmessblock (RSS, SIR etc.) 26 erzeugt ein Ausgangssignal, das an die RX-Leistungssteuerlogik 20 in Kombination mit dem Ausgangssignal vom Signalüberwachungsblock 10 gelegt ist. Der RX-Leistungsteuerlogikblock 20 erzeugt Werte für NF, Av, IIP3, ICP, Nph und mögliche andere Steuerungen und gibt diese Werte an den RX-Steuerlogikblock 22 aus. Der RX-Steuerlogikblock 22 steuert wiederum die verschiedenen Empfängerblöcke in Kooperation mit dem Ausgangssignal des Verhaltensmodellblocks 24.
Die Operation der einzelnen Verfahrensblöcke in 4 wird nun beschrieben. Vorzugsweise aber nicht notwendigerweise wird das Steuerverfahren einmal während eines Zeitschlitzes während des Funkempfangs ausgeführt.
Das Verfahren startet im Schritt A, und in den Schritten B und C überwacht das Verfahren störende Signale und misst das empfangene Signal. Insbesondere können die Signale im Schritt B bei der HF, bei der IF (wenn der Empfänger eine Zwischenfrequenz besitzt) und/oder beim BB überwacht werden. Die Signalüberwachung bedeutet in diesem Kontext alle möglichen Signalüberwachungstechniken, die vor der Kanalauswahlfilterung ausgeführt werden können. Der bevorzugte Knoten, um eine Überwachung auf unerwünschte Signale durchzuführen, liegt vor der HF-Mischvorrichtung 14 (oder in einem System, das eine Breitband-IF-Verarbeitung aufweist, auch am Ausgang der Mischvorrichtung). Dieser Ort wird aus zwei Gründen bevorzugt. Zuerst entspannt die vorhergehende HF-Verstärkung durch den LNA 12 die Verstärkungsanforderungen der Überwachungsschaltung 10, aber begrenzt das Band der möglichen Störer nicht signifikant. Als zweites wird nach der HF-Mischvorrichtung 14 das Band typischerweise in Blöcken 16 in der Direktumsetzungsarchitektur gefiltert, um die Linearitätsanforderungen der Basisbandblöcke herabzusetzen. Somit wird eine Breitbandleistungsdetektion nach der Tiefpassfilteroperation unmöglich. In der Superhetarchitektur tritt eine signifikante Bandbegrenzung bei der Zwischenfrequenz IF (die erste IF, wenn es mehrere Zwischenfrequenzen gibt) auf. Somit werden Messungen in einem Superhetempfänger vorzugsweise vor der ersten IF-Filterung ausgeführt, um zuverlässige Ergebnisse mit der besten Empfindlichkeit für die HF-Optimierung zu erzielen.
Eine analoge Signalüberwachung kann mit einer oder mehreren unterschiedlichen Überwachungsschaltungen ausgeführt werden, und es können getrennte Überwachungsschaltungen verwendet werden, um verschiedene Typen von Störern zu überwachen. Beispielsweise können die Intermodulation und die Gesamtleistung unterschiedliche Überwachungsschaltungen aufweisen. Um jedoch die Schaltung und die Leiterplattenfläche bei der Implementierung zu minimieren, gestaltet sich der bevorzugte Modus folgendermaßen. Eine Überwachungsschaltung (Signalüberwachungsblock 10) ist am Eingang der HF-Mischvorrichtungen 14 verbunden und kann verwendet werden, um sowohl die Gesamtleistung als auch die Intermodulation mit einem einfachen Konfigurationsschritt zwischen den Betriebsarten zu messen. Somit werden diese zwei Messungen nicht gleichzeitig ausgeführt, aber wenn man annimmt, dass das Schalten zwischen den zwei Betriebsarten schnell genug ausgeführt werden kann, können beide Messungen mit einer ausreichenden Genauigkeit sogar bei fluktuierenden Signalzuständen ausgeführt werden. Das erforderliche Schalten zwischen den Betriebsarten kann am optimalsten gemäß der 6 ausgeführt werden. Die Abwärtswandlung zum Basisbandsignal ist in der Algorithmusbeschreibung nicht gezeigt. Es gibt eine Option, auch die Frequenzdifferenz des Blocking-Signals aus der interessierenden Frequenz zu messen. Diese Option kann bei der Skalierung der LO-Signalpfadleistung (VCO 32, Teilungsvorrichtungen 36, etc.) verwendet werden, wie das später diskutiert werden wird. In 6 beschreiben die Parameter Ptot und IMDtot die Gesamtleistung beziehungsweise die Störleistung durch Intermodulation am Eingang der Überwachungsschaltung 10. Ptot_LOW beschreibt den Schwellwert, unterhalb dem die Störleistungspegel für die Systemleistung nicht signifikant sind. Dieser Pegel wird auf der Basis der Empfindlichkeit des Leistungsdetektors und des verwendeten Algorithmus definiert. Die Leistung Pnw beschreibt die Gesamtleistung, die dicht an der empfangenen Trägerfrequenz liegt, nachdem die Eingangsbandbreite der Überwachungsschaltung 10 auf die Bandbreite reduziert wurde, die durch f(nw) gegeben ist. Die Verwendung dieser Messung mit der reduzierten Bandbreite um die HF-Trägerfrequenz wird weiter unten im Detail beschrieben.
Im Schritt C misst der Algorithmus das empfangene Signal im BB. Verschiedene Parameter, die die Funkverbindung beschreiben, wie die RSS oder das SIR können unter Verwendung einer digitalen Signalverarbeitung definiert werden. Viele zellulare Systeme erfordern es, dass gewisse Messungen mit einer gewissen Genauigkeit durchgeführt werden. Die Parameter, die im digitalen Basisband definiert sind und in dieser Erfindung verwendet werden, können mit konventionellen digitalen Techniken erworben werden. Die Empfangssignalstärke (RSS) ist ein aktuell bevorzugter obligatorischer Parameter im Verfahren, während das SIR oder eigentlich seine Schätzung, ein nützlicher optionaler Parameter ist, wenn die Leistungsänderungen geschätzt werden. Dies ergibt sich aus der Adaptivität. Die Ec/Io ist ein Parameter bei CDMA-Systemen und beschreibt die Größe der Signalleistung im Vergleich mit anderen Kodekanälen und die Interferenz im interessierenden HF-Band. Die Bitfehlerrate (BER) oder Blockfehlerrate (BLER) können, wenn sie im System verfügbar sind, auch in dem Verfahren verwendet werden. Mit diesen Parametern ist es jedoch nur möglich, langfristige Änderungen in den Empfangszuständen zu schätzen, und somit sind sie in den meisten Fällen nicht zu verwenden. Es können auch andere Parameter im System verfügbar sein. Abgesehen von der RSS sind alle andere Parameter für eine Verwendung durch den Algorithmus optional, aber ihre Verwendung verbessert im allgemeinen die Genauigkeit des Ergebnisses.
Im Schritt D berechnet das Verfahren die Leistungsanforderungen des Empfängers. Ein für diesen Zweck aktuell bevorzugter Algorithmus ist in 7 gezeigt. Es wird zuerst eine Auswertung durchgeführt, ob irgend ein messbares Signal in der Signalüberwachungsschaltung 10 existiert (oder ob das Signal über einem gewissen Schwellwert liegt). Wenn keine Interferenz beobachtet wird, wird die Rauschzahlanforderung des Empfängers unter Verwendung einer geringen oder gar keiner Verzerrung im Vergleich zu einer minimal erforderlichen NF berechnet. Die Berechnung der Rauschzahl wird weiter unten detaillierter erläutert. Dann werden die Anforderungen der IIP3, ICP, Nph und möglicher anderer Parameter des Empfängers, die in Bezug zu großen Störern stehen, auf die Werte gesetzt, die die Anforderungen des kleinsten messbaren Störsignalpegels erfüllen.
In einem Fall, bei dem große Störsignale auftauchen, wird die Rauschzahlanforderung so berechnet, dass das innere Rauschen des Empfängers nur einen Teil des zusätzlichen Spielraums im Signal-zu-Interferenz-Verhältnis (SIR) reserviert, und der Rest der akzeptablen Interferenz durch IIP3, ICP oder andere nicht ideale Eigenschaften des Empfängers verursacht werden kann. Die NF, IIP3 und ICP-Anforderungen können so berechnet werden, wie das unten gezeigt ist. In Direktumsetzungsempfängern ist auch der Eingangs-Intercept-Punkt zweiter Ordnung (IIP2) signifikant. Die Anforderung an den IIP2 kann somit auch berechnet werden. Die IIP2-Anforderung wird jedoch durch die vollständig anderen Abstimmmechanismen getrennt gehandhabt. Wenn die IIP3- und ICP-Anforderungen höher sind als das Maximum, das mit dem aktuellen Empfänger erzielbar ist (IIP3_max & ICP_max), ist es möglich, die Rauschzahlanforderung zu reduzieren, und somit den Spielraum zwischen dem internen Rauschen und der maximal akzeptablen Interferenz zu erhöhen.
Die Phasenrauschanforderung (Nph) für den lokalen Oszillator LO (oder LOs in Abhängigkeit von der Empfängerarchitektur) können auf der Basis der Gesamtleistung (Ptot) und/oder der unerwünschten Leistung dicht am HF-Träger (Pnw) berechnet werden. Es gibt ein gewisses maximal akzeptables Phasenrauschen (Nph) für den Empfang eines modulierten Kanals, bei dem es sich um den Grenzwert handelt, wenn keine großen Störer existieren. Es ist jedoch möglich, die Phasenrauschanforderung für den lokalen Oszillator und die andere Schaltung (Teilungsvorrichtungen 36, Puffer 38, etc.) zwischen dem lokalen Oszillator und den LO-Anschlüssen der Mischvorrichtung 14 als eine Funktion von Ptot oder Pnw zu berechnen. Da das Phasenrauschen eine Funktion des Leistungsverbrauchs ist, kann der gesamte Leistungsverbrauch des Empfängers gemäß der Phasenrauschanforderung skaliert werden. Durch das Messen der in der Nähe liegenden Störer Pnw ist es möglich, die Genauigkeit des Algorithmus zu verbessern, da die Phasenrauschanforderung als eine Funktion der Distanz in der Frequenz zwischen dem empfangenen Kanal und dem störenden Signal reduziert wird. Das Berechnen des Phasenrauschens kann unabhängig von der IIP3 und ICP-Charakterisierung ausgeführt werden, und somit kann ihre Reihenfolge geändert werden. Beide Parameter tragen jedoch zur Interferenz bei, und somit sollte einiger Spielraum für die anderen Parameter reserviert werden, wenn die erste Anforderung definiert wird.
Die Berechnungen für NF, IIP3, ICP, IIP2 und Nph können gemäß den unten angegebenen Beispielen ausgeführt werden. Diese Berechnung sollte jedoch nur als aktuell bevorzugte beste Art für das Ausführen betrachtet werden, da andere mathematische Formeln entwickelt werden können, um dieselbe oder ähnliche Information im System zu erzielen. Es können auch andere Empfängerparameter spezifiziert werden, obwohl angenommen wird, dass die, die beschrieben sind, die signifikantesten darstellen.
Die Systemspezifikationen in einem adaptiven System werden vorzugsweise getrennt für jeden Empfangszustand definiert. Solche Parameter, die zu diesen Gelegenheiten verwendet werden können, sind beispielsweise die Empfangssignalstärke (RSS), die Gesamtleistung am Eingang des Empfängers (P_block = P_tot) und die Leistung, die die Intermodulation dritter Ordnung verursacht (P_IMD3,source). Die Information der andere Kodekanäle im Empfangsband in einem CDMA-System kann auch nützlich sein.
Es folgt nun eine detailliertere Beschreibung der verschiedenen Berechnungen, die gemäß dem in 4 dargestellten Algorithmus und den in den 6 und 7 dargestellten Algorithmen, die Teile des Algorithmus der 4 sind, ausgeführt werden. Es wird auch auf 11 Bezug genommen.
NF
Die maximale Rauschzahl (NF) kann für jeden Eingangspegel gemäß dem in 11A gezeigten Ausdruck definiert werden, wobei NF_RX die Rauschzahl des Empfängers am Anschluss der Antenne 4 ist, SNR_min das minimal erforderliche Signal-zu-Rausch-Verhältnis für die Detektion ist, und N_TH das thermische Rauschen im interessierenden Band ist, das heißt N_TH = 10·log(kTB) = –174 dBm/Hz + 10·log(B). B ist die Bandbreite des empfangenen Kanals. Alle Zahlen werden in Dezibel angegeben. Die maximale Rauschzahl für das System bei einem Empfindlichkeitspegel kann durch das Setzen der Empfindlichkeit als RSS berechnet werden. Der Verlust der Komponenten, die dem LNA 12 (oder IC) im Empfänger voraus gehen, werden berücksichtigt, wenn die IC-Anforderungen berechnet werden. Typischerweise wird der Verlust durch das Vorfilter 6 oder das Duplexfilter dominiert. Somit kann die IC NF Anforderung durch den in 11B gezeigten Ausdruck angegeben werden, wobei L_duplex den Gesamtverlust zwischen dem Antennenanschluss 4 und dem IC, der die in 4 gezeigte Schaltung verkörpert, nachbildet.
In einer Funksystemspezifikation ist Rauschen typischerweise der einzige Parameter, der eine Interferenz zum Signal bewirkt, wenn sich das Eingangssignal am Empfindlichkeitspegel befindet. Somit sollten NF_IC + N_TH und NF_RX + N_TH als maximaler Interferenzpegel im interessierenden Band (D_TOT) angesehen werden, der Rauschen und Verzerrung der Empfängerblöcke als auch Interferenz von anderen Kodekanälen in einem CDMA-System einschließt. Die NF dominiert typischerweise die Leistung nur dicht am Empfindlichkeitspegel. Sie kann so spezifiziert werden, dass sie bei höheren Signalpegeln geringer ist, um einigen Spielraum für Nichtlinearitäten und andere Verzerrungen, die normalerweise die Leistung dominieren, zu lassen. Dieser Spielraum kann verwendet werden, wenn andere Parameter spezifiziert werden. Somit kann eine lineare oder parabolische Gleichung für NF am Eingang der IC berechnet werden. Ein Beispiel einer linearen Funktion ist in 11C gezeigt, wobei MDS das minimal detektierbare Signal (Empfindlichkeit) ist, N_IC,MDS die Rauschzahlspezifikation am Empfindlichkeitspegel ist, und k die Neigung der Spezifikation ist, die durch den Systemkonstrukteur definiert werden kann. Alle Zahlen sind wiederum in Dezibel angegeben. Eine typische Systemspezifikation erfordert es, dass ohne Störer außerhalb des Bandes, die Spezifikation definiert wird, wenn das empfangene Signal 3 dB über dem Empfindlichkeitsschwellwert liegt. Um diese Spezifikation nicht zu stören, wird 3 dB in der Gleichung der 11C subtrahiert. Unterhalb dieses Punktes sollte das Rauschen als konstant angesehen werden, und die Gleichung setzt sich nicht fort.
Eine hyperbolische Funktion, die dieses Problem vermeidet, kann leicht definiert werden, und sie ähnelt auch stärker den Eigenschaften einer typischen Empfängerkette mit unterschiedlichen Verstärkungssteuerwerten. Es kann jedoch schwieriger sein und mehr Energie verbrauchen, diesen Algorithmus zu verwirklichen. Die Spezifikation kann dann gemäß der in 11D gezeigten Gleichung angegeben werden, wobei der Parameter m vom Systemkonstrukteur gewählt werden kann. Der maximale Rauschpegel (und Verzerrungspegel), und die zwei mathematischen Modelle als eine Funktion der RSS sind in 8 für ein WCDMA-System gezeigt. Ähnliche Berechnungen können für andere Typen von Funksystemen ebenso ausgeführt werden.
IIP3
Der maximale Eingangs-Intercept-Punkt 3. Ordnung (IIP3) kann aus der Rauschzahl und der gesamten akzeptablen Interferenz definiert werden. Die Gesamtinterferenz kann gemäß der Gleichung der 11E gefunden werden, wobei P_IMD3,in die Interferenz dritter Ordnung in Bezug auf den Eingang des Empfängers ist. Sowohl die NF als auch die P_IMD3,in sind Funktionen der RSS. Die maximal akzeptable Gesamtinterferenz wird durch die RSS und das minimal erforderliche Signal-zu-Rausch-Verhältnis (SNR_min) für die aktuelle Signalqualitätsanforderung beim Empfang definiert, wie das in der Gleichung 11F gezeigt ist. Somit kann der maximale Pegel der Interferenz dritter Ordnung durch den Ausdruck der 11G angegeben werden.
Die Spezifikation für den IIP3 kann somit gemäß der in 11H gezeigten Gleichung berechnet werden, wobei P_IMD3,source die Leistung am Eingang, die eine Verzerrung durch die Intermodulation dritter Ordnung verursacht, ist. Die IIP3 Spezifikation für die Rauschzahleigenschaften, die durch die parabolische Funktion gegeben ist, ist für verschiedene Signalpegel (RSS) in 12 angegeben.
Wenn es einige andere potentiell nicht ideale Signalzustände gibt, kann ein gewisser Spielraum für die wie auch im Ausdruck der 11G reserviert werden. Somit sollte realisiert werden, dass die Optimierung in derselben Weise unter Verwendung von mehr als zwei Parametern, wie der NF und dem IIP3 wie in diesem Beispiel, durchgeführt werden kann.
IIP2
Ein ähnliches Modell wie für IIP3 kann auch für IIP2 definiert werden. Die Größe der Amplitudenhüllkurve oder der Hüllkurvenverzerrung ist jedoch schwieriger zu definieren als die Intermodulationsleistung. Es wird angenommen, dass das IIP2-Verhalten durch einen modulierten Kanal, der eine nicht konstante Hüllkurve aufweist, dominiert wird, wobei die virtuelle Quellenleistung (P_IMD2,source) so definiert werden kann, wie das in der Gleichung 11I gezeigt ist, wobei P_block die mittlere Leistung der Verzerrung ist (beispielsweise in einem modulierten Kanal), ΔP_AM die relative Größe der amplitudenmodulierten Leistung im Signal in dBc ist, und P_outband die Leistung ist, die sich während des Quadrierens des Signals aus dem Band verschiebt. Somit beträgt P_outband ungefähr 3 dB im Falle der Verzerrung zweiter Ordnung. Wenn mehrere Verzerrungsparameter für den Empfänger spezifiziert werden, sollten ihre Beziehungen definiert werden, wie das für das Rauschen und die IMD3-Verzerrung früher durchgeführt wurde. Im Falle einer Verzerrung zweiter Ordnung kann es vorteilhaft sein, die Leistung 'überzuspezifizieren', um Spielraum für die anderen Parameter zu konservieren. Natürlich kann dies nur erfolgen, wenn die Parameter mindestens zu einem gewissen Grad unabhängig definiert werden können, und nur wenn die maximale Anforderung erzielbar ist. Dies erfolgt hier durch das Definieren der maximalen Hüllkurvenverzerrung in Bezug auf den Eingang, wie das in Gleichung 11J gezeigt ist, wobei D_TOT die gesamte Interferenz ist, wie sie früher definiert wurde, und ΔP_IMD2 die Differenz in dB ist. Wenn die Differenz beispielsweise auf 10 dB festgelegt wird, so kann die Intermodulationsstörung zweiter Ordnung nur 10% des gesamten Betrags annehmen. In diesem Fall sollte ein relativ kleiner Spielraum für andere Parameter bei der Implementierung reserviert werden. Die Spezifikation für IIP2 kann somit so geschrieben werden, wie das in der Gleichung der 11K gezeigt ist. IIP2 als eine Funktion der IMD2 Quellenleistung ist in 13 in ähnlicher Weise wie IIP3 in 12 gezeigt wurde, gezeigt. Die wählbaren Parameter sind in diesem Beispiel: ΔP_IMD2 = 10 dB, ΔP_AM = 10 dB und P_outband = 3 dB.
ICP
Der Eingangskompressionspunkt (ICP) steht in Bezug zu anderen nichtlinearen Effekten in der Empfängerschaltung, und eine sehr vereinfachte Analyse ergibt ein theoretisches Ergebnis, dass der ICP 9,6 dB niedriger als IIP3 liegt, wenn nur eine einzige Nichtlinearität in einer aktiven Schaltung dominiert. In der Praxis liegt die Differenz jedoch typischerweise zwischen 5 und 15 dBs in HF-Schaltungen. IIP3 und ICP verursachen unterschiedliche Mechanismen, um das Signal zu beeinträchtigen, und somit kann ihre Trennung wünschenswert sein. Die ICP-Anforderung kann getrennt berechnet werden, und die Logik kann schätzen, ob IIP3 oder ICP die strengeren Anforderungen an die Empfängerleistung stellen, und sie kann dadurch den Empfänger entsprechend einstellen.
Die Kompression der Verstärkung durch das Vorhandensein eines großen Blockierers (P_block oder gemessene P_tot) kann als eine Funktion der Störleistung definiert werden, das ist A_v(P_block), wobei A_v die Verstärkung des Empfängers ist. Da die Verstärkungskompression in Bezug zum Leistungsverbrauch des Empfängers steht, kann die Blocking-Leistung (das ist die gemessene Gesamtleistung) direkt verwendet werden, um den erforderlichen Energieverbrauch des Empfängers zu berechnen und die verschiedenen Blöcke des Empfängers abzustimmen, um diese Spezifikation zu erfüllen.
Das Vorhandensein eines großen Blocking-Signals erhöht auch das Rauschen in den aktiven Schaltungen. Somit ist die Rauschzahl der Schaltung eine Funktion der Gesamtleistung. Es werden jedoch relativ große Signalpegel benötigt, bevor der Effekt signifikant wird. Es ist möglich, die Rauschzahlspezifikation zu berechnen, wie das oben gezeigt ist, indem das Blocking-Signal berücksichtigt wird, das heißt NF_RX ist eine Funktion der RSS und P_block, NF_RX(RSS, P_block). Dann werden die anderen Parameter, wie IIP3 gemäß den strengeren Anforderungen berechnet. Eine andere Option besteht darin, das zusätzliche Rauschen, das durch den Blockierer verursacht wird, zu berechnen, und es dann mit den anderen Interferenzen zu vergleichen. In diesem Fall kann die gesamte Interferenz D_TOT, die mit der Empfangssignalstärke (RSS) verglichen werden kann, so ausgedrückt werden, wie das in der Gleichung der 11L ausgedrückt ist, wobei N_RX(P_block) das zusätzliche Rauschen ist, das sich aus dem Vorhandensein des Blocking-Signals ergibt.
Phasenrauschen
Die Phasenrauschspezifikation kann aus der Empfangssignalstärke (RSS), aus der gesamten Blocking-Leistung (P_block = P_tot) und/oder aus den gemessenen Störleistungspegeln, die sich dicht an der gewünschter Trägerfrequenz befinden (P_nw) berechnet werden. Das maximal akzeptable Phasenrauschen N_ph,max hängt von den Anforderungen der Demodulation des Kanals ab. Die Anforderung ist signifikant entspannt im Vergleich zur Situation, wenn sich das Phasenrauschen mit einem großen Störer dicht beim gewünschten Träger mischt. In letzterem Fall wird ein Teil des Phasenrauschens über das interessierende Band verschoben, um somit den Empfang weiter zu stören. Diese Anforderung ist eine der strengsten aus der Sicht der Implementierung in verschiedenen Funksystemen und sie ist deswegen extrem kritisch für den Leistungsverbrauch. Somit wird die Phasenrauschanforderung vorzugsweise in die Optimierungslogik des Leistungsverbrauchs des Empfängers eingegeben, wenn sie als eine Funktion der Blocking-Leistung definiert ist, das heißt N_ph(RSS, N_ph,min, P_block und/oder P_nw). Zusätzlich wird Spielraum vorzugsweise für das Phasenrauschen reserviert, wenn die Distanz zwischen dem empfangenen Träger und einem großen unerwünschten Störer nicht bekannt ist.
Das oder die Verhaltensmodell(e) 24 des Empfängers werden nun detaillierter beschrieben. Die geforderten Leistungsparameter werden unter Verwendung von Logik in die Empfängerleistung abgebildet. Somit werden die Leistungsparameter des Empfängers vorzugsweise als eine Funktion des Stromverbrauchs über den gesamten Betriebsbereich definiert. Zuerst werden die erforderlichen Parameter und Skalierungsmöglichkeiten für jeden einzelnen Empfängerblock getrennt definiert. Dann wird die gesamte Leistung durch das Kombinieren der verschiedenen Blöcke definiert. Die Parameter für jeden einzelnen Block können entweder durch Simulationen oder Messungen bestimmt werden, und die Kombination der unterschiedlichen Blöcke kann durch Simulationen, Berechnungen oder durch Messungen erreicht werden. Alle diese Verfahren sind allgemein aus dem Stand der Technik bekannt. Die große Anzahl von Parametern macht die Optimierung jedoch ziemlich schwierig, und die Optimierung wird somit vorzugsweise durch eine andere Technik durchgeführt. Das Verhaltensmodell kann für alle Vorrichtungen (Empfänger), die für dasselbe System implementiert sind, ähnlich sein und vorher definiert werden, oder es kann während der Herstellung oder des Betriebs einzeln für jede Vorrichtung modifiziert werden, um die Leistung aus der Systemperspektive zu optimieren, wobei auch Verfahrensvariationen etc. berücksichtigt werden. Das Verhaltensmodell weist möglicherweise eine große Anzahl verschiedener Optionen für die Implementierung auf, und alle diese Optionen können durch die Lehren dieser Erfindung verwendet werden. Somit wird nun nur ein relativ einfaches Verhaltensmodell für den Empfänger beschrieben, das auch die aktuell bevorzugte Ausführungsform darstellt. Das bevorzugte Modell ist eines für den gesamten Empfänger. Das Modell kann jedoch zwischen einer Vielzahl von funktionalen Blöcken des Empfängers aufgeteilt werden, und die Logik, um den Energieverbrauch zu verteilen, kann einen Algorithmus für die interne Optimierung einschließen. Somit sollte die Grenze zwischen diesen zwei Blöcken, die als E und F in 4 angegeben ist, als flexibel angesehen werden.
Die 9A–9E, die gemeinsam als 9 angesprochen werden, zeigen Verhaltensmodelle für gewisse eEmpfängerparameter als eine Funktion des Leistungsverbrauchs: spezifische Verstärkung, Rauschzahl, IIP3, Rauschzahl mit Verfahrensvariationen (gestrichelte Linien) beziehungsweise Rauschzahl mit verschiedenen Pegeln des Blocking-Signals. Es ist weder notwendig, alle vorher angegebenen Parameter zu beschreiben, noch die absoluten Werte, die erforderlich sind, um das Verhalten zu beschreiben. Die Beziehung zwischen dem Leistungsverbrauch und gewissen Parametern ist eine, die ein Fachmann kennen und verstehen sollte. Statt den ganzen Empfänger können die Leistungsparameter auch einen einzelnen Block oder eine Gruppe von Empfängerblöcken beschreiben. Die Wirkung der Verfahrensvariationen auf die Implementierung ist in 9D beschrieben. Wenn der Kalibrierungs- oder Verifizierungsschritt nicht ausgeführt werden kann (Schritt H der 4), nimmt der Algorithmus vorzugsweise den ungünstigsten Betriebsfall für jeden Parameter an. Wenn die tatsächliche Leistung als eine Funktion eines gewissen Parameters definiert oder kalibriert werden kann, kann der tatsächliche Wert der speziellen Vorrichtung (oder des Empfängers) verwendet werden. 9E zeigt die Rauschzahl als eine Funktion des Leistungsverbrauchs bei drei unterschiedlichen Blocking-Pegeln. Unter Verwendung dieses Modells kann die Rauschzahl (NF) des Empfängers beim Vorhandensein eines Blocking-Signals optimiert werden.
Der Logikblock 22, der den Leistungsverbrauch zwischen verschiedenen Empfängerblöcken verteilt, kann entweder das Verhaltensmodell für den gesamten Empfänger verwenden, oder er kann beispielsweise getrennte Verhaltensmodelle für den Signalpfad und den LO-Pfad verwenden, oder er kann Verhaltensmodelle für jeden einzelnen Empfängerblock verwenden. Eine Kombination dieser kann auch verwendet werden. Im ersten Fall bestimmt der Logikblock 22 die minimal notwendige Leistung, um die geforderten Leistungsparameter gemäß den existierenden Empfangsbedingungen zu erzielen. Ein einfaches Beispiel für drei unterschiedliche Fälle ist in 10 gezeigt. In 10A werden eine hohe Linearität und eine relativ niedrige Rauschzahl gefordert. Die Anforderung an die Linearität stellt klarerweise den Leistungsverbrauch ein. In 10B sind die Anforderungen an die Linearität lockerer, und die Rauschzahl (NF) stellt den begrenzenden Faktor für den Leistungsverbrauch dar. In 10C sind beide Parameter lockerer, aber die NF ist weiter der begrenzende Faktor. Dieses Beispiel zeigt ein Verfahren, in welchem die Empfängerleistung schon als eine Funktion des gesamten Energieverbrauchs definiert ist, und eine feste Leistungsverteilung zwischen den Blöcken wird im Vorhinein gewählt. Es ist eine direkt Lösung und erlaubt die Verwendung von Nachschlagetabellen. Es können jedoch unter Verwendung dieses Verfahrens auch komplexere Verfahren, die verbesserte Optimierungsergebnisse mit einem geringeren Leistungsverbrauch ergeben, implementiert werden. Das Beispiel der 10A kann als eine Anforderung betrachtet werden, die durch eine gewisse Spezifikation oder eine Norm auferlegt wird, während der Fall der 10C den typischen Fall in einer fluktuierenden Signalumgebung darstellen kann.
Obwohl die Änderungen in den Signalpegeln vorzugsweise relativ klein sind, kann die Logik 22, die die Befehle an die aktiven Schaltungen ausgibt, auch Kenntnis von den Zuständen in Bezug auf den vorherigen Zustand des Empfängers haben. Dies kann beispielsweise wünschenswert sein, wenn Signalübergänge durch die Steuerung des Empfängers eine Störung im empfangenen Signal verursachen können. Dann sondert eine solche Logik unmögliche Übergänge zwischen gewissen Zuständen aus, obwohl diese Übergänge aus dem ausschließlichen Blickwinkel des Leistungsverbrauchs die besten Alternativen darstellen können.
Wenn man nun den Schritt G der 4 betrachtet, so können verschiedene Blöcke im Empfänger durch das Einstellen des Versorgungsstroms oder der Versorgungsspannung oder durch irgend eine andere Technik gesteuert werden, wie das oben im Detail unter Bezug auf 1 beschrieben wurde. Während diese Erfindung jede geeignete Steuertechnik verwenden kann, wird man herausfinden, dass der effektivste Weg, um die HF- Schaltungen und die analogen Schaltungen zu steuern, darin besteht, den Versorgungsstrom zu steuern.
Die Leistungssteuerung der Empfängerblöcke empfängt die Befehle für jeden einzelnen Block von der Leistungsverteilungslogik 22 (beispielsweise ctrl_LNA, ctrl_VCO, ctrl_Synth) und führt die befohlenen Änderungen zu den gewünschten Zeitpunkten aus. Eine Synchronisation mit dem Block der digitalen Signalverarbeitung des Empfängers ist im allgemeinen nicht notwendig, aber sie kann in einigen Fällen wünschenswert sein.
Die Signalqualität kann optional in Schritt H der 4 geprüft werden, indem man beispielsweise das geschätzte SIR vor und nach der Leistungssteuerung der Empfängerblöcke vergleicht. Es sollte keine signifikante Differenz in den Ergebnissen vorhanden sein, wenn die Empfängerparameter die Interferenz nicht dominieren. In diesem Fall ist die Abstimmung definitiv akzeptabel. Wenn die Empfängerparameter jedoch einen signifikanten Beitrag zum SIR leisten, ist es möglich, zu schätzen, ob das SIR nach der Abstimmung auf einem akzeptablen Pegel bleibt, das heißt SIR-est > SIR_min, wobei SIR_min der minimal akzeptable Pegel für die Detektion ist. Es können auch andere Parameter, wie BER, BLER, Fehlervektorgröße (EVM) oder die zyklische Redundanzprüfung (CRC), die im Empfänger definiert werden können, in ähnlicher Weise verwendet werden, um die minimal akzeptable Signalqualität während des Empfangs zu schätzen.
Dieser Schritt ist optional, da es möglich ist, einen ausreichenden Spielraum für verschiedene Empfängerparameter zu definieren, um eine Situation zu vermeiden, in der die Abstimmung des Leistungsverbrauch den Empfang signifikant verschlechtert. Ein optimaler Algorithmus wird jedoch den extra Spielraum in der Leistung minimieren, und somit kann es wünschenswert sein, einen Mechanismus zum Prüfen der Signalqualität bereit zu stellen.
Es wird nun Bezug auf 14 genommen, um eine aktuell bevorzugte Ausführungsform der Signalüberwachungsschaltung 10 in Kombination mit einer anderen Ansicht des HF-Empfängers zu zeigen. Die Signalüberwachungsschaltung 10, die nun auch als ein Intermodulationsdetektor (IMD) 10 bezeichnet wird, arbeitet parallel mit dem Funkempfänger und kann für das Logikmodul für die Empfängerabstimmung Signale liefern, die beim Abstimmen des Funkempfängers nützlich sind. Der Intermodulationsdetektor 10 ist im wesentlichen ein Empfänger, der so ausgebildet ist, dass er auf die Intermodulationsstörung speziell empfindlich anspricht. Unter Verwendung eines Detektorsignals am Eingang, das vom Empfänger aus dem empfangenen Signal abgeleitet wird, liefert der Intermodulationsdetektor 10 zwei Signale: ein erstes Signal P_WB, das die gesamte Leistung am Eingang des Empfängers anzeigt, die vor oder nach dem ersten Verstärker (LNA 12 in 5) detektiert wird, und ein zweites Signal P_IMD3, das im wesentlichen den in die dritte Potenz erhobenen Wert der Signale, die in den Kanal fallen, auf den der Empfänger abgestimmt ist, anzeigen (das Phänomen tritt auf, da die Detektion der Eingangssignale nicht lineare Komponenten im Empfänger verursacht, die durch den Intermodulationsdetektor erkannt werden, und nicht notwendigerweise in demselben Maße im Empfänger auftreten). Ein anderer unerwünschter Effekt im Empfänger bei großen Störsignalen ist die Kompression. Ein großes Signal im Empfänger kann die Verstärkung auf dem Signalpfad durch ein Blockieren oder ein Erhöhen des Rauschens im Signalpfad durch das Ändern der Betriebszustände der analogen Schaltungen komprimieren. Die Messung der Breitbandleistung durch das Quadrieren, wie das in 14 gezeigt ist, ist beim Funkempfang wohl bekannt. Das Breitbandsignal, das vom Knoten zwischen den Mischern 71 und 72 genommen (abgezapft) wird, ist ein sehr nützlicher Parameter für die Optimierung des Funkempfängers und weist deswegen eine getrennte Ausgabe vom Intermodulationsdetektor auf.
Das Verschieben auf den Kanal, auf den der Empfänger abgestimmt ist, tritt auf wegen der Detektion der potentiellen Quellen, die nicht lineare Komponenten verursachen, im Intermodulationsdetektor, und die nicht notwendigerweise in demselben Maße im Empfänger auftreten. Der Intermodulationsdetektor 10 ist im wesentlichen eine Überwachungsschaltung für einen Funkempfänger, die nicht lineare Komponenten sammeln kann, die sich in den Kanal verschieben, auf den der Funkempfänger abgestimmt ist, mit linearen Operationen in einer steuerbaren Weise von einem breiten Band von Frequenzen. Die IMD-Schaltung 10 ist so konstruiert, dass sie auf eine Intermodulation empfindlicher als auf den tatsächlich empfangenen Signalpfad reagiert, und die somit Intermodulationsquellen anzeigen kann, bevor diese den Funkempfang signifikant stören. Wenn zwei starke Signale außerhalb des Kanals, auf den der Funkempfänger abgestimmt ist, durch nicht lineare Schaltungen in einem Funkempfänger hindurch gehen, und die Differenz der zwei Töne sicher ist, so wird gesagt, dass die zwei Kanäle ein Intermodulationssignal produzieren, das sich auf den Kanal verschiebt, auf den der Funkempfänger abgestimmt ist. Die zwei Signale, die vom Intermodulationsdetektor 10 geliefert werden, die (gemessene) Intermodulationsverzerrung P_IMD3 und die (gemessene) Gesamtleistung P_WB, können verwendet werden, um die Linearität des Funkempfängers 10 einzustellen, als auch für die Zwecke dieser Erfindung.
In 14 gibt es neben dem Signal im interessierenden Band mehrere andere Funkkanäle auf anderen Trägerfrequenzen, auf die die Antenne anspricht, das heißt, der Intermodulationsdetektor 10 hat eine breitere Bandbreite als der empfangene Kanal. Solche Kanäle können die unerwünschten Intermodulationsprodukte, die auf das interessierende Band verschoben sind, verursachen, wenn die Signale stark genug sind. Man beachte, dass der Intermodulationsdetektor 10 nicht direkt mit dem Eingang des Funkempfängers verbunden ist, sondern dass er im besten Modus das Signal am Knoten zwischen dem LNA 12 und den Mischern 14 misst (das heißt, das Signal an dem Knoten abgreift) (obwohl die Messungen mit demselben Intermodulationsdetektor auch durch das Abgreifen des Eingangssignals des LNA 12 durchgeführt werden können). Der Intermodulationsdetektor 10 kann in anderen Funkempfängerarchitekturen neben der Direktumsetzungsarchitektur, die für den Funkempfänger der 5 und 14 gezeigt ist, verwendet werden, und es gibt auch andere Knoten in einem Funkempfänger, wo die Messungen durch den Intermodulationsdetektor 10 ausgeführt werden können. Wenn eine Notwendigkeit besteht, die gesamte Leistung oder die Intermodulationsleistung von einem schmaleren Band zu detektieren, erfolgt eine Abwärtsmischung mit dem Mischer 76, wobei die Bandbreite der Messung entweder am Ausgang des Mischers 76 oder am Eingang des Mischers 71 mit konventionellen Techniken begrenzt werden kann. Eine solche Technik kann beispielsweise aus einem zusätzlichen Kondensator bestehen, der zwischen der Signalerde und dem speziellen Knoten verbunden ist. Zusätzlich kann der Kondensator während des Betriebs gemäß den Konstruktionstechniken des Stands der Technik abgestimmt oder geschaltet werden, was es möglich macht, zu beobachten, ob die Quelle der Verzerrung (entweder die gesamte Leistung oder die Intermodulation) sich nahe dem Träger befindet, auf den der Empfänger abgestimmt ist. Eine solche Information kann, sofern sie benötigt wird, in der Empfängerabstimmlogik verwendet werden.
In der in 14 gezeigten Implementierung verwendet der Intermodulationsdetektor 10 als Eingangssignal das Breitbandsignal, das durch den Funkempfänger empfangen wird, nachdem es durch den LNA 12 verstärkt ist, und der Mischer 76 mischt das Breitbandsignal mit einem Sinussignal, das durch den LO 32 geliefert wird. Der lokale Oszillator 32 liefert ein Signal bei einer Frequenz, auf die der Funkempfänger abgestimmt ist, und so erzeugt das Mischen des Trägersignals und des empfangenen Signals ein Signal, das, wenn es unter Verwendung des Hochpassfilters (HPF) 77 Hochpass-gefiltert wurde, nicht länger die Frequenz enthält, auf die der Funkempfänger abgestimmt ist. Das Signal nach der Hochpassfilterung wird dann an den Mischer 71 geliefert, wo es mit sich selbst gemischt wird, das heißt es wird quadriert, und liefert somit ein Maß der Leistung des empfangenen Signals, das die Leistung bei der Frequenz ausschließt, auf die der Funkempfänger abgestimmt ist. In einem optionalen Zweig des Intermodulationsdetektors 10 wird das Ausgangssignal vom Mischer 71 an ein Untersystem 704b geliefert für das Erzeugen eines digitalen Signals, das P_WB anzeigt. Im P_WB-Untersystem 704b wird das Ausgangssignal vom Mischer 71 an einen Verstärker 78 geliefert, der entweder ein linearer Verstärker oder ein logarithmischer Verstärker sein kann (bezeichnet als ein Lin/Log-Verstärker 78). Das Ausgangssignal des Verstärkers 78 wird unter Verwendung eines Tiefpassfilters (LPF) 79 einer Tiefpassfilterung unterzogen und durch einen ADC 80 in die digitale Form umgewandelt, um somit ein Signal P_WB zu liefern, das die Leistung des empfangenen Signals anzeigt, das die Leistung bei der Frequenz, auf die der Funkempfänger abgestimmt ist, ausschließt.
Im Hauptteil des Intermodulationsdetektors 10 wird das Ausgangssignal des Mischers 71 auch als ein Eingangssignal an einen weiteren Mischer 72 geliefert, wo es mit dem ursprünglichen Ausgangssignal des Hochpassfilters 77 gemischt wird und somit ein Ausgangssignal produziert, das im wesentlichen die dritte Potenz des Signals, das vom Hochpassfilter geliefert wurde, darstellt. Das zur dritten Potenz erhobene Ausgangssignal wird dann durch ein Untersystem 704a verarbeitet, um ein digitales Signal zu liefern, das die Intermodulationsleistung an der Frequenz anzeigt, auf die das Empfängermodul abgestimmt ist. Im Untersystem 704a wird das zur dritten Potenz erhobene Ausgangssignal durch das LPF 81 einer Tiefpassfilterung unterzogen, dann durch einen Verstärker 82 verstärkt, indiziert (detektiert), indem es unter Verwendung eines Mischers 73 quadriert wird und wieder unter Verwendung eines anderen LPF 83 einer Tiefpassfilterung unterzogen wird. Das Ergebnis wird unter Verwendung des ADC 84 in ein digitales Signal umgewandelt, was ein digitales Signal P_IMD3 ergibt, das die Intermodulationsleistung an der Frequenz anzeigt, auf die das Funkempfängermodul 10 abgestimmt ist.
Der Zweig der Detektorschaltung, der den Mischer 73 und das Tiefpassfilter 83 und den ADC 84, der auf den Mischer 73 folgt, einschließt, ist nur ein Beispiel einer Implementierung für das Liefern eines Signals, das P_IMD3 anzeigt. Die Funktion dieses Schaltungszweiges kann natürlich unter Verwendung anderer Implementierungen erzielt werden, beispielsweise einer, bei der der Mischer 73 durch einen digitalen Mischer, der hinter dem ADC platziert ist, ersetzt wird.
Die oben beschriebenen Verfahren können mit einer kundespezifischen Logik auf derselben Platine mit jeder der analogen Schaltungen oder auf einem Mixed-Mode-Chip oder einem digitalen ASIC oder durch das Programmieren eines digitalen Signalprozessors (DSP) oder einer zentralen Verarbeitungseinheit (CPU) implementiert werden. Die beste Art der Implementierung ist am wahrscheinlichsten eine, bei der das Steuersignal für das Wechseln der Betriebsarten, von einem digitalen ASIC, DSP oder einer CPU kommt, und lokale Logik auf einem analogen Chip oder Mixed-Mode-Chip die Übergänge zwischen den Betriebsarten steuert. Die HF-Überwachungsschaltung 10 wird vorzugsweise auf demselben Chip mit den anderen HF-Teilen im Empfänger implementiert. Der in dieser Erfindung verwendete Algorithmus kann durch das Berechnen der Werte für die Empfängerparameter in Echtzeit oder nahezu Echtzeit während des Empfangs oder durch das Berechnen der Werte im Voraus für verschiedene Kombinationen von Signalzuständen und dem anschießenden Platzieren der berechneten Werte in einer Nachschlagetabelle oder durch irgend andere Mittel, die die geforderte Logik für die Ausführung des Algorithmus liefern, implementiert werden.
Natürlich kann für eine gewisse Ausführungsform nur ein Untersatz des vorangehenden Algorithmus und der Schaltung implementiert werden, und somit kann die Form der tatsächlich eingesetzten Ausführungsform unter anderen Faktoren eine Funktion des Empfängersystemtyps und der Architektur und der erforderlichen Genauigkeit sein.
Das Verfahren und die Vorrichtung, die hier beschrieben sind, liefern eine mächtige, adaptive, in Echtzeit oder nahezu Echtzeit ausgeführte Funktion und können kontinuierlich oder diskontinuierlich arbeiten. Das Verfahren und die Vorrichtung können auch den Leistungsverbrauch auf der Basis von mehr als einfach nur der Empfangssignalstärke optimieren, und sie können auch Information, die große Störer betrifft, liefern und mit dieser arbeiten. Das Verfahren und die Vorrichtung sind auch fähig, Eingangssignale, die eine Interferenz im interessierenden Band durch eine Intermodulation verursachen, von anderen Blocking-Signalen zu trennen. Zumindest theoretisch gibt es eine große Differenz zwischen dem Blocking und der Intermodulation als Quellen der Interferenz aus der Perspektive der Leistungsskalierung. Wenn die Logik nur auf dem Blocking basiert, wird im Vergleich zu einem Fall, bei dem die Intermodulation und das Blocking voneinander getrennt werden können, im Mittel ein signifikant höherer Leistungsverbrauch benötigt. Der Hintergrund für diesen Unterschied zwischen den zwei Verfahren ist in 2 gezeigt.
Das Verfahren und die Vorrichtung gemäß dieser Erfindung erfordern auch keine Kenntnis der Interferenz a priori, um wirksam sein zu können, wie beispielsweise der Kenntnis des TX-Schwunds in der RX-Kette. Wenn jedoch diese Information verfügbar ist, so kann sie vom Algorithmus ebenfalls verwendet werden. Es ist auffällig, dass der Empfänger nicht so konstruiert werden muss, dass er zu allen Zeiten in den schlimmsten Betriebszuständen in Bezug auf das empfangene Funkspektrum arbeitet.
Im Gegensatz zu einigen Lösungen des Stands der Technik sind das Verfahren und die Vorrichtung gemäß dieser Erfindung auch für die Verwendung mit solchen Empfängern geeignet, die einen kontinuierlichen Empfang aufweisen, wie beispielsweise DS-CDMA mit FDD, und sie erfordern nicht, dass der Empfänger auf alle möglichen störenden Signalfrequenzen abgestimmt werden muss, um alle möglichen Störer abzutasten, da ansonsten nur eine ausgewählte Anzahl von Störern geschätzt werden kann. Es besteht auch keine Einschränkung, dass die Störer nicht während des normalen Signalempfangs gemessen werden können, was die Genauigkeit einiger konventioneller Verfahren begrenzt.
Wie oben angegeben wurde, kann in CDMA-Systemen, bei denen die Kapazität durch Rauschen und Interferenz, und auch durch andere übertragene Kanäle im interessierenden HF-Band begrenzt ist, die Verwendung dieser Erfindung einen Kompromiss zwischen dem Rauschen, der Interferenz und anderen Kodekanälen erzielen, um die geforderte Leistung zu erhalten. Diese Technik erfordert jedoch, dass man einige Vorsichtsmaßnahmen ergreift, um eine Störung in der Leistungssteuerschleife zu vermeiden. Eine Lösung für dieses Problem wurde in der parallelen US-Patentanmeldung S. N. 10/034,837, die mit gleichem Datum eingereicht wurde von Aarno Pärssinen, Jussi Vepsäläinen und Pauli Seppinen "Method and Apparatus for Reducing Power Consumption in Transceivers in Wireless Communications Systems Having a Power Control Loop" beschrieben.
Kurz und unter Bezug auf 15A ist ein Flussdiagramm gezeigt, das mit einem ersten Schritt 41 beginnt, in welcher das HF-Empfängersystem eines Sende-Empfängers initialisiert wird. Es wird angenommen, dass sich der Sende-Empfänger mit einem anderen zweiten Sende-Empfänger während des Anwendens dieses Verfahrens in Verbindung befindet. Im nächsten Schritt 42 werden Leistungssteuerungsmessungen mit dem Empfänger in einer vorbestimmten Messbetriebsart durchgeführt. In einem nächsten Schritt 43 werden dann Leistungssteuerbefehle durch den Sende-Empfänger gesandt, bei dem der Empfänger in Kommunikation mit dem Sende-Empfänger steht. Wenn dann das Empfängersystem gemäß der Erfindung, die in der oben angegebenen US-Patentanmeldung S. N. 10/034,837, die mit gleichem Datum wie die vorliegende Erfindung eingereicht wurde, "Method and Apparatus for Reducing Power Consumption in Transceivers in Wireless Communications Systems Having a Power Control Loop" programmiert wurde, wartet das Empfängersystem, bis keine Messungen angesetzt sind und entscheidet in einem Entscheidungsschritt 44a so, wann es in eine Abstimmbetriebsart eintritt. In einem nächsten Schritt 44b wird die Empfängerabstimmung ermöglicht; in einem nächsten Schritt 45 wird ein Zyklus einer adaptiven Abstimmung ausgeführt (mit einem Empfängerabstimmungslogikmodul, das Abstimmbefehle an den Funkempfänger sendet), und am Ende dieses Zyklus, wenn es Zeit ist, um wieder eine Messung für eine Leistungssteuerung auszuführen, wird in einem nächsten Schritt 46 die Empfängerabstimmung gesperrt, und in einem nächsten Schritt 47 rekonfiguriert sich das Empfängersystem selbst, um Leistungssteuermessungen auszuführen und kehrt dann zum Schritt 42 zurück, in welchem es die Leistungssteuermessungen ausführt. Wenn es noch nicht Zeit ist, eine Messung für die Leistungssteuerung auszuführen, so wird der Schritt 45 der Durchführung eines Zyklus der adaptiven Abstimmung wiederholt.
Man betrachte auch die 15B, die aus einer anderen Perspektive die Übergänge des Empfängersystems zwischen den zwei Betriebsarten 51 und 52 zeigt. Diese Betriebsarten sind eine Empfängerabstimmbetriebsart 51 und eine Leistungssteuerungsmessbetriebsart 52. Wenn der Empfänger sich anfänglich in der Leistungssteuerungsmessbetriebsart 52 befindet, so geht der Empfänger zur Empfängerabstimmbetriebsart 51, wenn das Empfängersystem einen Satz von Leistungssteuermessungen vollendet. In der Empfängerabstimmbetriebsart wird der Empfänger auf einen oder einen anderen adaptiv ausgewählten internen Zustand eingestellt (abgestimmt). Der Empfänger bleibt in der Empfängerabstimmbetriebsart 51, bis es Zeit ist, den nächsten Satz von Leistungssteuermessungen auszuführen.
Das Verfahren und die Vorrichtung gemäß dieser Erfindung liefern einen breiteren Betriebsbereich, da ein Schalten nicht beschränkt ist, wenn die Signalpegel sehr schwach sind, um so den Empfang nicht signifikant zu stören. Auch ist die Genauigkeit der Messung präziser, da die Intermodulationsprodukte vom Rauschen und dem empfangenen Signal getrennt werden können. Das Verfahren und die Vorrichtung können so konfiguriert werden, dass sie die notwendige Verstärkungssteuerfunktion im Empfänger ausführen, oder sie können mit einer existierenden Empfängerverstärkungssteuerfunktion kombiniert werden.
Diese Lehren liefern auch eine Technik, um das Rauschen und die Linearitätsleistung in denselben Algorithmus zu kombinieren, und sind daher fähig, den geforderten Spielraum bei der Konstruktion und der Implementierung der Empfängerschaltung zu reduzieren.
Weiterhin liefern diese Lehren die Möglichkeit, höhere Pegel für den Intermodulationstest (Zweitontest) und den Blocking-Test in einem Funksystem zu akzeptieren, da eine adaptive Logik zur Verfügung gestellt wird, die gemäß der Intermodulation und dem Blocking skalierbar ist. Eine zusätzliche Flexibilität in der Netzkonstruktion wird somit ermöglicht, während es dennoch ermöglicht wird, dass der mittlere Leistungsverbrauch in der Mobilstation akzeptabel ist.
Während Obiges im Kontext der aktuell bevorzugten Ausführungsformen beschrieben wurde, sollten Fachleute erkennen, dass die Lehren dieser Erfindung nicht nur auf die oben beschriebenen aktuell bevorzugten Ausführungsformen beschränkt sind.

Claims

Verfahren zum Betreiben eines Funkfrequenz-RF-Empfängers, der funktionale RF-Empfänger-Blöcke umfasst, wobei das Verfahren umfasst: periodisches Bestimmen von vorhandenen RF-Empfänger-Signalbedingungen während des Betriebs des RF-Empfängers, einschließlich getrennten Messungen von Blocking-Leistung und Intermodulations-Verzerrung; Bestimmen von RF-Empfänger-Leistungsfähigkeitsanforderungen, einschließlich getrenntem Bestimmen von Anforderungen für Eingangs-Kompressionspunkt und Eingangs-Intercept-Punkt dritter Ordnung, mindestens teilweise auf der Grundlage der bestimmten vorhandenen RF-Empfänger-Signalbedingungen; Zuweisen von Energieverbrauch zwischen den funktionalen Blöcken (12, 14, 15, 16, 17, 32, 34, 36) des RF-Empfängers in Übereinstimmung mit den bestimmten RF-Empfänger-Leistungsfähigkeitsanforderungen; und Anwenden eines Verhaltensmodells des RF-Empfängers als ganzes und/oder Verhaltensmodellen von individuellen separaten Empfänger-Leistungsfähigkeitsanforderungen auf die Energieverbrauchs-Zuweisung.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Bestimmen von vorhandenen RF-Empfänger-Signalbedingungen ein Überwachen von störenden Signalen und ein Bestimmen der Verzerrung empfangener Signale aufgrund von Intermodulation und/oder Blocking umfasst.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, wobei das Bestimmen von vorhandenen RF-Empfänger-Signalbedingungen ein Messen des empfangenen Signals und/oder von inneren Bedingungen eines Sende-Empfängers umfasst, von dem der RF-Empfänger ein Teil ist.
Verfahren nach Anspruch 1, 2 oder 3, umfassend ein Überwachen der resultierenden RF-Empfänger-Signalqualität, um zu ermitteln, ob der zugewiesene Energieverbrauch eine optimale Zuweisung des Energieverbrauchs darstellt.
Verfahren nach Anspruch 2, wobei das Überwachen ein Überwachen eines empfangenen Signals in mindestens einem von RF, IF und Basisband-Abschnitten des RF-Empfängers umfasst.
Verfahren nach Anspruch 5, wobei das empfangene Signal auf dem Basisband überwacht wird und das Basisband-Überwachen eine Messung von mindestens einem aus RSS, SIR, Ec/Io, BER und BLER umfasst.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die RF-Empfänger-Leistungsfähigkeitsanforderungen mindestens zwei der folgenden einschließen: die Verstärkung des RF-Empfängers, einen korrekten Wert der Verstärkung des RF-Empfängers, den Rauschfaktor des RF-Empfängers, den Eingangs-Intercept-Punkt dritter Ordnung des RF-Empfängers, den Eingangs-Intercept-Punkt zweiter Ordnung des RF-Empfängers, den Eingangs-Kompressionspunkt des RF-Empfängers, und das Phasenrauschen des RF-Empfängers.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Energiezuweisung mindestens eines der folgenden einschließt: Verändern des Bias-Stroms und/oder der Stromversorgungsspannung, durch Überbrücken mindestens eines funktionalen Blocks des RF-Empfängers, durch Umschalten zwischen funktionalen Blöcken des RF-Empfängers, und durch Ändern der Rückkopplung.
Kommunikationsvorrichtung, umfassend: einen Funkfrequenz-RF-Empfänger, der RF-Empfänger-funktionale Blöcke umfasst; Überwachungsschaltungen (10, 20, 26), die während des Betriebs des RF-Empfängers betriebsfähig sind, zum periodischen Ermitteln vorhandener RF- Empfänger-Signalbedingungen, welche getrennte Messungen von Blocking-Leistung und Intermodulations-Verzerrung einschließen, und zum Bestimmen von RF-Empfänger-Leistungsfähigkeitsanforderungen, einschließlich einem getrennten Bestimmen von Anforderungen für einen Eingangs-Kompressions-Punkt und einen Eingangs-Intercept-Punkt dritter Ordnung, zumindest teilweise auf der Grundlage der bestimmten vorhandenen RF-Empfänger-Signalbedingungen; Energiesteuerungsschaltungen (22, 24) zum Zuweisen von Energieverbrauch zwischen funktionalen Blöcken (12, 14, 15, 16, 17, 32, 34, 36) des RF-Empfängers in Übereinstimmung mit den bestimmten RF-Empfänger-Leistungsfähigkeitsanforderungen, wobei die Energiesteuerungsschaltungen (22, 24) Logik-Mittel (24) zum Implementieren eines Verhaltensmodells des RF-Empfängers als ganzes und/oder von Verhaltensmodellen von individuellen der funktionalen Blöcke des RF-Empfängers einschließen, zum Abbilden der Empfänger-Leistungsfähigkeitsanforderungen auf die Energieverbrauchszuweisung.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 9, wobei die Überwachungsschaltung (10, 20, 26) zum Messen von störenden Signalen und zum Bestimmen von Verzerrung von empfangenen Signalen aufgrund von Intermodulation und/oder Blocking eingerichtet ist.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 9 oder 10, wobei die Überwachungsschaltung (10, 20, 26) zum Messen des empfangenen Signals und/oder von inneren Bedingungen eines Sende-Empfängers eingerichtet ist, von dem der RF-Empfänger ein Teil ist.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 9, 10 oder 11, wobei die Energiesteuerungsschaltung (22) auf die resultierende RF-Empfänger-Signalqualität anspricht, um zu bestimmen, ob der zugewiesene Energieverbrauch eine optimale Zuweisung des Energieverbrauchs darstellt.
Kommunikationsvorrichtung nach einem der Ansprüche 9 bis 12, wobei die Überwachungsschaltung (10, 20, 26) zum Überwachen eines empfangenen Signals in mindestens einem von RF-, IF- und Basisband-Abschnitten des RF-Empfängers eingerichtet ist.
Kommunikationsvorrichtung nach Anspruch 13, wobei die Überwachungsschaltung (10, 20, 26) eingerichtet ist, das empfangene Signal auf dem Basisband durch Messung von mindestens einem aus RSS, SIR, Ec/Io, BER und BLER zu überwachen.
Kommunikationsvorrichtung nach einem der Ansprüche 9 bis 14, wobei die Überwachungsschaltung (10, 20, 26) eingerichtet ist, zu arbeiten, um mindestens eines der folgenden zu ermitteln: die Verstärkung des RF-Empfängers, einen korrekten Wert der Verstärkung des RF-Empfängers, den Rauschfaktor des RF-Empfängers, den Eingangs-Intercept-Punkt dritter Ordnung des RF-Empfängers, den Eingangs-Intercept-Punkt zweiter Ordnung des RF-Empfängers, den Eingangs-Kompressionspunkt des RF-Empfängers, und das Phasenrauschen des RF-Empfängers.
Kommunikationsvorrichtung nach einem der Ansprüche 9 bis 15, wobei die Energiesteuerungsschaltung (22) eingerichtet ist, durch mindestens eines der folgenden zu arbeiten: Variieren des Bias-Stroms und/oder der Energieversorgungsspannung, durch Überbrücken mindestens eines funktionalen Blocks des RF-Empfängers, durch Umschalten zwischen funktionalen Blöcken des RF-Empfängers, und durch Ändern der Rückkopplung.