DE102013212862A1

DE102013212862A1 - System und Verfahren zum Abschwächen eines Signals in einem Funkfrequenzsystem

Info

Publication number: DE102013212862A1
Application number: DE102013212862.2A
Authority: DE
Inventors: Winfried Bakalski; Andre Dewai
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2012-07-03
Filing date: 2013-07-02
Publication date: 2014-01-09
Also published as: CN103532588A; KR101625265B1; US20140011461A1; KR20140004588A; CN103532588B

Abstract

Gemäß einer Ausführungsform umfasst ein Verfahren das Koppeln von Leistung von einem Sender zur Bildung eines ersten Signals, das Aufbereiten des ersten Signals zur Bildung eines zweiten Signals und das Koppeln des zweiten Signals mit einem Eingang eines Empfängers. Das Aufbereiten umfasst das Einstellen des zweiten Signals zur Kombination in einer Gegenphase mit einem vom Sender mit dem Eingang des Empfängers gekoppelten Lecksignal, so dass das Lecksignal abgeschwächt wird.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Diese Erfindung betrifft allgemein Halbleiterschaltungen und -verfahren und insbesondere ein System und ein Verfahren zum Abschwächen eines Signals in einem Funkfrequenz-(HF)-System.
HINTERGRUND
Die zunehmende Anzahl von Frequenzbändern und Standards in Mobilkommunikationssystemen erhöht die Entwurfskomplexität von Mobiltelefonen, weil einige Mobiltelefone nun dafür ausgelegt sind, unter Verwendung mehrerer Standards über mehrere Frequenzbänder zu arbeiten. Zusätzlich kann das Mobiltelefon auch einen Empfänger für das globale Positionsbestimmungssystem (GPS), einen FM-Radioempfänger und einen USB-Port aufweisen. Bei vielen Mobiltelefonen werden diese mehreren Frequenzbänder und Standards durch die Verwendung mehrerer Funkfrequenz-(HF)-Sender und -Empfänger innerhalb mehrerer Signalwege implementiert, die unter Verwendung eines Antennenschalters mit einer einzigen Antenne und/oder mit mehreren Antennen gekoppelt werden können. Die Einführung von immer mehr Frequenzbändern innerhalb des Mobiltelefons kann jedoch einige Probleme in Bezug auf Störungen während des Betriebs der verschiedenen Sender und Empfänger hervorrufen.
Beispielsweise kann ein Mobiltelefon, das eine GSM-Funktionalität verwendet, eine Ausgangsleistung von 33 dBm (2 W) senden, wenn es im 824–915-MHz-Bereich arbeitet. Falls andere Vorrichtungen in der Art eines FM-Radios oder eines Drahtlos-LANs usw. vorhanden sind, kann die vom GSM-Sender gesendete HF-Leistung von den anderen Empfängern innerhalb des Mobiltelefons empfangen werden. Selbst wenn dieses Leistungsleck vom GSM-Sender außerhalb des Bands der anderen Empfänger liegt, können Änderungen der Filter- und Antennenanpassung ermöglichen, dass genug Leistung in ein benachbartes System leckt. Beispielsweise kann das GSM-Signal bewirken, dass ein Eingangs-LNA eines FM-Empfängers in eine Kompression gedrückt wird, was zu einer verringerten Empfindlichkeit und einer schlechten Funktionsweise führt. Ein GSM-Signal kann sogar über eine Kabelverbindung in einen USB-Empfänger gekoppelt werden, was eine Kompression an der Eingangsstufe des USB-Empfängers und möglicherweise eine Unterbrechung der USB-Datenübertragung bewirkt.
Einige herkömmliche Systeme adressieren das Problem des Senderlecks durch Bereitstellen von Eingangsfiltern, um stark interferierende HF-Signale abzuschwächen. Beispielsweise kann ein FM-Empfänger ein Tiefpassfilter verwenden, um Signale über 108 MHz zu unterdrücken, und ein USB-Empfänger kann ein verlustbehaftetes Gleichtaktfilter verwenden.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Gemäß einer Ausführungsform umfasst ein Verfahren das Koppeln von Leistung von einem Sender zur Bildung eines ersten Signals, das Aufbereiten des ersten Signals zur Bildung eines zweiten Signals und das Koppeln des zweiten Signals mit einem Eingang eines Empfängers. Das Aufbereiten umfasst das Einstellen des zweiten Signals zur Kombination in einer Gegenphase mit einem vom Sender mit dem Eingang des Empfängers gekoppelten Lecksignal, so dass das Lecksignal abgeschwächt wird.
Die Einzelheiten einer oder mehrerer Ausführungsformen der Erfindung werden in der anliegenden Zeichnung und der nachstehenden Beschreibung dargelegt. Andere Merkmale, Aufgaben und Vorteile der Erfindung werden anhand der Beschreibung und der Zeichnung sowie der Ansprüche verständlich werden.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG
Für ein vollständigeres Verständnis der vorliegenden Erfindung und ihrer Vorteile wird nun auf die folgenden Beschreibungen in Zusammenhang mit der anliegenden Zeichnung Bezug genommen. Es zeigen:
1 ein HF-System gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,
2 ein HF-System gemäß einer weiteren Ausführungsform,
3 ein HF-System gemäß einer Ausführungsform mit einem schaltbaren Filter und/oder Signalblock,
die 4a–c HF-Schaltungen mit einer Antennenkopplungsschaltung gemäß einer Ausführungsform,
die 5a–d Phasenschiebertopologien, die mit Signalaufbereitungsschaltungen gemäß einer Ausführungsform verwendet werden können,
die 6a–d einstellbare Hochpass-T-Phasenschieberschaltungen gemäß einer Ausführungsform,
die 7a–b einstellbare Tiefpass-PI-Phasenschieberschaltungen gemäß einer Ausführungsform,
die 8a–c resistive T-Abschwächerschaltungen gemäß einer Ausführungsform,
die 9a–c resistive PI-Abschwächerschaltungen gemäß einer Ausführungsform und
die 10a–d eine Signalaufbereitungsschaltung gemäß einer Ausführungsform.
Entsprechende Zahlen und Symbole in den verschiedenen Figuren beziehen sich im Allgemeinen auf entsprechende Teile, sofern nichts anderes angegeben wird. Die Figuren sind gezeichnet, um die relevanten Aspekte der bevorzugten Ausführungsformen klar zu veranschaulichen, und sie sind nicht notwendigerweise maßstabsgerecht dargestellt. Um bestimmte Ausführungsformen klarer zu erläutern, kann ein Buchstabe, der Abänderungen derselben Struktur, desselben Materials oder desselben Prozessschritts angibt, der Nummer einer Figur folgen.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG ALS BEISPIEL DIENENDER AUSFÜHRUNGSFORMEN
Die Herstellung und Verwendung der gegenwärtig bevorzugten Ausführungsformen werden nachstehend detailliert erörtert. Es ist jedoch zu verstehen, dass die vorliegende Erfindung viele anwendbare erfindungsgemäße Konzepte bereitstellt, die in einer großen Vielzahl spezifischer Zusammenhänge verwirklicht werden können. Die erörterten spezifischen Ausführungsformen erläutern lediglich spezifische Wege zur Herstellung und Verwendung der Erfindung und schränken den Schutzumfang der Erfindung nicht ein.
Die vorliegende Erfindung wird mit Bezug auf bevorzugte Ausführungsformen in einem spezifischen Zusammenhang beschrieben, nämlich in Zusammenhang mit einem System zum Aufheben von Leistung, welche aus einem Sender in einen sich am selben Ort befindenden Empfänger in einem HF-System leckt. Die Erfindung kann jedoch auch auf andere Typen von Schaltungen und Systemen in der Art von Datenübertragungssystemen, Kommunikationssystemen und anderen elektronischen Systemen angewendet werden.
Gemäß einer Ausführungsform wird die Leckleistung von einem Sender zu einem sich am selben Ort befindenden Empfänger durch Einbringen eines Aufhebungssignals am Eingang des sich am selben Ort befindenden Empfängers abgeschwächt. 1 zeigt eine Ausführungsform eines HF-Systems 100, welches ein Mobiltelefonsystem 102, eine Signalaufbereitungsschaltung 114 und einen FM-Empfänger 118 aufweist. Gemäß einer Ausführungsform befindet sich das HF-System 100 innerhalb eines Mobiltelefons oder eines mobilen Handapparats. Gemäß alternativen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung kann das System 100 beispielsweise ein Radio darstellen, das sich innerhalb eines Computers, eines Tablet-Computers, einer Multimediavorrichtung oder eines anderen elektronischen Systems befindet, welches mehrere HF-Systeme innerhalb desselben Gehäuses oder mehrere HF-Systeme, die sich innerhalb eines kurzen Abstands voneinander am selben Ort befinden, aufweist.
Das Mobiltelefonsystem 102 kann ein HF-System sein, das dafür ausgelegt ist, nach einem Mobiltelefonsystemstandard, wie GSM, CDMA, LTE, oder anderen Kommunikationssystemstandards zu arbeiten. Gemäß einer Ausführungsform enthält das Mobiltelefonsystem 102 einen mit einer Antenne 108 gekoppelten Leistungsverstärker 104. Es sei bemerkt, dass das System 102 andere Komponenten in der Art eines Aufwärtswandlers, eines Basisbandprozessors oder einer anderen Schaltungsanordnung, die zum Ermöglichen einer Kommunikation mit einer Basisstation verwendet wird, enthalten kann, welche zur Vereinfachung der Darstellung in 1 nicht gezeigt sind. Während des Betriebs wird vom Leistungsverstärker 104 ausgegebene Leistung über die Antenne 108 gesendet. Ein Teil dieser gesendeten Leistung kann über eine FM-Antenne 116 in den FM-Empfänger 118 gekoppelt werden. Diese Kopplung ist in 1 durch einen Pfeil 126 dargestellt. Es sei bemerkt, dass die Leistung auch über andere parasitäre Signalwege, beispielsweise eine Kopplung innerhalb einer Leiterplatte, welche das System 100 aufnimmt, wie eine magnetische Kopplung zwischen Leitungen, eine kapazitive Kopplung zwischen Leiterbahnen und eine Kopplung über die Leistungsversorgung, von außerhalb des Leistungsverstärkers 104 in den Eingang des FM-Empfängers 118 gekoppelt werden kann. Die Gesamtsumme dieser parasitären Kopplungswege kann den Empfang des FM-Empfängers 118 stören und/oder das Frontend des FM-Empfängers 118 unempfindlich machen.
Gemäß einer Ausführungsform können die Wirkungen der Kopplung zwischen der vom Mobiltelefonsystem 102 zum FM-Empfänger 118 gesendeten Leistung durch Einbringen eines Aufhebungssignals 120 verringert werden. Gemäß einer Ausführungsform wird das Aufhebungssignal 120 durch die Signalaufbereitungsschaltung 114 erzeugt, welche ein Signal erzeugt, welches in etwa die gleiche Amplitude und die entgegengesetzte Phase des vom Eingang des Empfängers 118 gesehenen herausgeleckten Sendesignals des Mobiltelefonsystems 102 aufweist.
Gemäß einer Ausführungsform wird Leistung vom Ausgang des Leistungsverstärkers 104 über einen Richtkoppler 106 zur Bildung eines ersten gekoppelten Signals 124 gekoppelt. Der Richtkoppler 106 nimmt einen kleinen Teil des vom Leistungsverstärker 104 ausgegebenen Signals, beispielsweise –20 dB, entgegen. Gemäß einigen Ausführungsformen kann diese gekoppelte Ausgangsleistung auch durch einen vom Mobiltelefonsystem 102 verwendeten Sendeleistungsdetektor verwendet werden. Dieser Sendeleistungsdetektor kann beispielsweise durch eine Gleichrichterdiode oder eine andere auf dem Fachgebiet bekannte Leistungsdetektionsschaltung implementiert werden. Die Signalaufbereitungsschaltung 114 schwächt das erste gekoppelte Signal 124 durch einen abstimmbaren Abschwächer 110 ab und verschiebt die Phase durch einen abstimmbaren Phasenschieber 112, um das Aufhebungssignal 120 zu bilden. Gemäß einigen Ausführungsformen wird das Aufhebungssignal 120 um 180° in Bezug auf das erste gekoppelte Signal 124 verschoben, um ein Gegenphasensignal zu bilden. Gemäß anderen Ausführungsformen kann das Aufhebungssignal 120 um eine andere Phase als 180° verschoben werden, um Phasenverschiebungen innerhalb des Leckwegs 126 zu kompensieren. Das Aufhebungssignal 120 wird zu dem von der FM-Antenne 116 am Eingang des FM-Empfängers 118 empfangenen Signal summiert. Durch Summieren des Signals, das in etwa die gleiche Amplitude hat und in etwa 180° außer Phase mit dem Lecksignal 126 ist, kann die Wirkung des Lecksignals 126 erheblich abgeschwächt werden.
Gemäß einigen Ausführungsformen können der abstimmbare Abschwächer 110 und der abstimmbare Phasenschieber 112 verlustbehaftet sein und beispielsweise eine zusammengenommene Abschwächung von mehr als 20 dB haben. Dabei kann der abstimmbare Phasenschieber 112 verlustbehaftet sein und in Reihe mit dem abstimmbaren Abschwächer 110 kombiniert sein.
Es sei bemerkt, dass das in 1 dargestellte System lediglich ein Beispiel einer spezifischen Ausführungsform ist. Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung können ferner verwendet werden, um die Wirkungen verschiedener Typen von Sendesystemen zu kompensieren, welche in Empfänger verschiedener Typen von Empfangssystemen lecken. Wenngleich 1 den Empfänger 118 als einen FM-Empfänger zeigt, kann der Empfänger 118 gemäß alternativen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung ein GPS-Empfänger, ein WiFi-Empfänger, ein weiterer Mobiltelefonsystemempfänger oder ein anderer Empfängertyp sein. Ebenso kann das Mobiltelefonsystem 102, welches die Leckleistung 126 erzeugt, ein beliebiger Typ eines Senders, beispielsweise ein WiFi-Sender, oder ein Mobiltelefonsystem verschiedener Standards, wie GSM, CDMA, LTE, WiMAX und dergleichen, sein.
2 zeigt ein HF-System 130 gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Das Mobiltelefonsystem 102 und die Signalaufbereitungsschaltung 114 weisen einen ähnlichen Betrieb auf wie das in 1 dargestellte Mobiltelefonsystem 102. Allerdings wird hier das Kompensationssignal 120 zum einem Gleichtakteingang des USB-Systems 132 addiert, um die Wirkungen des in ein USB-Signalkabel 134 eingekoppelten Lecksignals 126 zu kompensieren. Durch Bereitstellen des Kompensationssignals 120, welches etwa 180° außer Phase mit dem gekoppelten Sendesignal 126 ist, können große Störungen, die die Funktionsweise des USB-Transceivers 132 möglicherweise beeinträchtigen können, kompensiert werden.
3 zeigt ein System 200 gemäß einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Gemäß einer Ausführungsform sendet ein HF-Sender 202 Signale über eine Antenne 204. Ein Teil 214 dieses gesendeten Signals kann in einen schaltbaren Filtersignalblock 210 gekoppelt werden, dessen Eingang als Antenne 206 dargestellt ist. Der schaltbare Filtersignalblock 210 kann ein Filter aufweisen, das entsprechend den vom HF-Sender 202 bereitgestellten Signalstärkeinformationen freigegeben oder gesperrt werden kann. Gemäß einer Ausführungsform wird das schaltbare Filter innerhalb des Signalblocks 210 während der Zeit, zu der der HF-Sender 202 sendet, und/oder während der Zeit, zu der die vom Sender 202 gesendete HF-Leistung einen Schwellenwert überschreitet, aktiviert.
Gemäß einer Ausführungsform kann das schaltbare Filter/der Signalblock 210 auf den Eingang einer USB-Schaltung angewendet werden. Beispielsweise kann gemäß einer Ausführungsform ein Gleichtaktfilter eines USB-Ports, abhängig von der vom HF-Sender 202 gesendeten Leistung, wie durch ein Signalstärkeinformationssignal 208 dargestellt ist, ein- und ausgeschaltet werden. Alternativ kann das schaltbare Filter/der Signalblock 210 einen Schalter enthalten, welcher den Eingangssignalweg eines USB-Ports sperrt. Beispielsweise kann der Eingang eines USB-Transceivers (in der Art des in 2 dargestellten USB-Transceivers 132) während Zeiten, zu denen der HF-Sender 202 sendet, und/oder während Zeiten, zu denen die Ausgangsleistung des HF-Senders 202 einen bestimmten Schwellenwert überschreitet, gesperrt werden. Durch Sperren des Eingangs in den USB-Transceiver, statt zuzulassen, dass die Funktionsweise des USB-Transceivers durch gekoppelte Signale beeinträchtigt wird, kann die Funktionsweise verbessert werden, indem die Erzeugung einer weiteren Verzerrung im Eingang des USB-Transceivers infolge hoher Signalpegel verhindert wird. Gemäß Ausführungsformen, in denen der HF-Sender 202 ein GSM-Sender ist, kann die USB-Verbindung während der Zeit, zu der ein 577 μs kurzer GSM-Burst gesendet wird, abgeschaltet werden.
4a zeigt eine Ausführungsform eines HF-Sendewegs 400 mit mehreren Transceivern, die in einer HF-Schaltung in der Art eines Mehrstandard-Mobiltelefons verwendet werden kann. Der HF-Sendeweg 400 weist einen Antennenschalter 402 auf, der mit Senderausgangssignalen 416a bis 416n gekoppelt ist, welche in verschiedene Typen von HF-Sendern gekoppelt werden können. Ein Antennenanpassungsnetzwerk 404 ist mit dem Ausgang des Schalters 402 gekoppelt. Gemäß einigen Ausführungsformen kann das Antennenanpassungsnetzwerk 404 abstimmbar sein, beispielsweise gemäß Ausführungsformen, bei denen verschiedene mit Senderausgangssignalen 416a bis 416n gekoppelte HF-Sender bei unterschiedlichen Frequenzen und/oder Bandbreiten arbeiten. Ein Richtkoppler 410 ist zwischen das Antennenanpassungsnetzwerk 404 und eine Antenne 408 gekoppelt. Ein Ausgang 412 des Richtkopplers 410 kann durch Signalaufbereitungsschaltungen gemäß Ausführungsformen verwendet werden, um ein Kompensationssignal zu erzeugen. Der HF-Sendeweg 400 ist besonders gut für Mehrstandard-Mobiltelefone geeignet, welche sich eine einzige Antenne teilen.
4b zeigt einen HF-Sendeweg 420 mit dem abstimmbaren HF-Anpassungsabschnitt 422 und dem Richtkoppler 424, der dafür ausgelegt ist, mit einer Antenne gekoppelt zu werden, Der HF-Anpassungsabschnitt 422 kann beispielsweise mit dem Ausgang eines Leistungsverstärkers, mit einem Ausgang eines HF-Schalters oder mit anderen Schaltungen gekoppelt werden. Ein Richtkoppler 424 kann verwendet werden, um eine Gütezahl für die Qualität der Antennenanpassung abzuleiten. Beispielsweise kann eine Steuerlogik 434 eine gekoppelte gesendete Leistung von einem Richtkoppler 424 mit einer gekoppelten reflektierten Leistung 421 vergleichen, um ein Steuersignal 425 abzuleiten. Das Steuersignal 425 kann weiter verwendet werden, um den HF-Anpassungsabschnitt 422 abzustimmen. Gemäß einer Ausführungsform weist der HF-Anpassungsabschnitt 422 ein PI-Netzwerk mit einstellbaren Kondensatoren 436 und 440 und einem einstellbaren Induktor 438 auf. Das Steuersignal 425 kann Parameter des HF-Anpassungsabschnitts 422 einstellen, bis das Verhältnis zwischen der reflektierten Leistung und der gesendeten Leistung minimiert ist. Es sei bemerkt, dass die Struktur des HF-Anpassungsabschnitts 422 als ein Beispiel dargestellt ist. Gemäß alternativen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung kann der HF-Anpassungsabschnitt 422 unter Verwendung anderer Anpassungstopologien implementiert werden.
Gemäß einer Ausführungsform kann ein Sendeleistungssignal 423 auch als eine Eingabe für eine Signalaufbereitungsschaltung 426 verwendet werden, welche dafür ausgelegt sein kann, ein Aufhebungssignal gemäß einer Ausführungsform bereitzustellen. Gemäß einer Ausführungsform ist die Signalaufbereitungsschaltung 426 unter Verwendung eines T-Netzwerks unter Einschluss verlustbehafteter Induktoren 428 und 432 sowie eines Nebenschlusskondensators 430 implementiert. Durch die Verwendung der verlustbehafteten Induktoren 428 und 432 kann die Signalaufbereitungsschaltung 426 sowohl eine Abschwächung als auch eine Phasenverschiebung erreichen, welche die Wirkung der in andere im System vorhandene Empfänger gekoppelten Sendeleistung aufhebt. Gemäß einer Ausführungsform können diese verlustbehafteten Induktoren und/oder der Nebenschlusskondensator abstimmbar sein. Es sei ferner bemerkt, dass durch die Verwendung des Sendeleistungssignals 423 als eine Eingabe für die Signalaufbereitungsschaltung 426 der bereits zuvor existierende Richtkoppler 424 verwendet werden kann, wodurch die Anzahl der für das Implementieren von Signalaufhebungsschemata gemäß einer Ausführungsform erforderlichen Komponenten verringert wird.
4c zeigt einen HF-Signalweg 450 gemäß einer weiteren Ausführungsform, welcher dem in 4b dargestellten HF-Signalweg 420 mit der Ausnahme ähnelt, dass eine Signalaufbereitungsschaltung 452 mit dem vom Richtkoppler 424 ausgegebenen Sendeleistungssignal 423 gekoppelt ist. Gemäß einer Ausführungsform ist die Signalaufbereitungsschaltung 452 unter Verwendung eines T-Netzwerks implementiert, das einen einzigen verlustbehafteten Induktor 462 und zwei Reihenkondensatoren 460 und 464 aufweist. Gemäß alternativen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung können andere Netzwerktopologien verwendet werden, um die Signalaufbereitungsschaltung 452 zu implementieren.
Die 5a–d zeigen einige Netzwerke, die verwendet werden können, um Phasenschiebernetzwerke gemäß einer Ausführungsform zu implementieren. Gemäß einigen Ausführungsformen können die in den 5a–d dargestellten Schaltungselemente einstellbar sein. 5a zeigt ein Hochpass-T-Netzwerk mit Reihenkondensatoren C1 und einem Nebenschlussinduktor L1. Zum Implementieren einer Phasenverschiebung von ϕ können der Induktor L1 und die Kondensatoren C1 nach den folgenden Gleichungen ausgewählt werden:
wobei ω die natürliche Frequenz ist und Z₀ die charakteristische Impedanz ist. Gemäß einigen Ausführungsformen kann Z₀ beispielsweise etwa 50 Ω sein. Alternativ können andere charakteristische Impedanzen verwendet werden.
5b zeigt ein Tiefpass-T-Netzwerk mit Reiheninduktoren L2 und einem Nebenschlusskondensator C2. Zum Implementieren einer Phasenverschiebung von ϕ können die Induktoren L2 und der Kondensator C2 nach den folgenden Gleichungen ausgewählt werden:
5c zeigt ein Hochpass-Pi-Netzwerk mit einem Reihenkondensator C3 und Nebenschlussinduktoren L3. Zum Implementieren einer Phasenverschiebung von ϕ können der Kondensator C3 und der Induktor L3 nach den folgenden Gleichungen ausgewählt werden:
5d zeigt ein Tiefpass-Pi-Netzwerk mit einem Reiheninduktor L4 und Nebenschlusskondensatoren C4. Zum Implementieren einer Phasenverschiebung von ϕ können der Induktor L4 und die Kondensatoren C4 nach den folgenden Gleichungen ausgewählt werden:
Gemäß alternativen Ausführungsformen können andere auf dem Fachgebiet bekannte Phasenschieberstrukturen neben den in den 5a–d dargestellten Schaltungen verwendet werden.
Die 6a–d und 7a–b zeigen verschiedene Ausführungsformen von Schaltungen, welche einen abstimmbaren Phasenschieber implementieren. Beispielsweise zeigt 6a einen Phasenschieber 700, der als ein abstimmbares Hochpass-T-Netzwerk mit mehreren schaltbaren Reihenkondensatoren 702 implementiert ist, welche unter Verwendung von Schaltern 706 in den Phasenschieber und aus diesem heraus geschaltet werden können. Überdies kann die Induktanz eines Nebenschlussinduktors 710 durch Aktivieren oder Deaktivieren von Transistoren 712, die an verschiedene Abgriffspunkte innerhalb des Induktors 710 gekoppelt sind, eingestellt werden. Wenngleich 6a nur drei parallele Vorrichtungen für die Reihenkondensatoren 702 und nur drei Induktorabgriffstransistoren 712, die mit dem Induktor 710 gekoppelt sind, zeigt, kann, abhängig von dem bestimmten System und seinen Spezifikationen, eine beliebige Anzahl von Zweigen implementiert werden. Es sei ferner bemerkt, dass eine beliebige Anzahl paralleler Zweige verwendet werden kann, um den Phasenschieber und Abschwächungsschaltungen gemäß den anderen hier vorgestellten Ausführungsformen zu implementieren. Die Transistoren 706 und 712 können unter Verwendung von MOS-Vorrichtungen, GaAs-pHEMT- oder MEMs-Vorrichtungen oder anderen Vorrichtungen, abhängig von der jeweiligen Technologie, die zum Implementieren des Phasenschiebers verwendet wird, implementiert werden. Gemäß einer Ausführungsform kann der Phasenschieber 700 ferner auf einer integrierten Schaltung und/oder als eine oder mehrere diskrete Komponenten auf einer Leiterplatte, implementiert werden. Beispielsweise kann der Phasenschieber 700 in LTCC-Modulen, als GaAs-pHEMT-Vorrichtungen oder in einer CMOS-Technologie implementiert werden. Der Induktor kann als eine ebene Spule verwirklicht werden. Kondensatoren können als MIM-Metall-Isolator-Metall-(MIM)-Kondensatoren oder als MOSCAPs, welche höhere Verluste und einen niedrigeren Q-Faktor als MIM-Kondensatoren haben, implementiert werden.
In einigen Fällen können abstimmbare Phasenschieberkondensatoren unter Verwendung von Akkumulationsmodus-MOS-Vorrichtungen implementiert werden. Beispielsweise zeigt 6b Reihen-NMOS-Vorrichtungen 722, die über Widerstände 724 durch eine Gatespannung 725 vorgespannt sind. Durch Vorspannen der NMOS-Vorrichtungen 722 unterhalb des Schwellenwerts der Vorrichtungen kann die Reihenkombination der Vorrichtungen 722 zum Implementieren des Kondensators 723 verwendet werden. Hier besteht die Kapazität des Kondensators 723 aus einer Reihenkombination von Gate-Drain- und Gate-Source-Kapazitäten der NMOS-Vorrichtungen 722. Widerstände 724 haben hochohmige Widerstandswerte zwischen etwa 10 kΩ und etwa 400 kΩ, um zu gewährleisten, dass die von den Gates der NMOS-Vorrichtungen 722 gesehene Impedanz hoch genug ist, damit die Kapazitäten der Vorrichtungen 722 bei der Phasenschiebefrequenz vorherrschend sind. Gemäß einigen Ausführungsformen kann die Kapazität des Kondensators 723 durch Steuern der negativen Gatespannung 725 eingestellt werden. Gemäß anderen Ausführungsformen kann die Gatespannung 725 konstant sein. Alternativ kann die Kapazität 723 in die Phasenschieberschaltung eingeschaltet oder aus dieser herausgeschaltet werden.
Wenn NMOS-Vorrichtungen 722 durch eine Gatespannung angesteuert werden, die oberhalb ihres Schwellenwerts liegt, so dass die NMOS-Vorrichtungen im linearen Gebiet arbeiten, kann ein Widerstand 721 implementiert werden, wie in 7c schematisch dargestellt ist. Gemäß einigen Ausführungsformen können die in Abschwächern verwendeten steuerbaren Widerstände unter Verwendung der Schaltung aus 6c implementiert werden.
6d zeigt einen unter Verwendung einer einstellbaren Hochpass-T-Konfiguration mit Reihen-NMOS-Vorrichtungszweigen 732, welche als Akkumulationsmoduskondensatoren vorgespannt sind, implementierten Phasenschieber 730. Eine Nebenschlussinduktanz ist unter Verwendung des Induktors 710, der durch die Transistoren 712 einstellbar ist, implementiert. Gemäß einer Ausführungsform können die Reihenkapazitäten des Phasenschiebers 730 durch Ändern der Gatespannung von Vorrichtungen innerhalb der Vorrichtungszweige 732 und/oder durch Schalten verschiedener NMOS-Vorrichtungszweige in den Phasenschieber 730 und aus diesem heraus eingestellt werden.
7a zeigt einen als ein abstimmbares Tiefpass-PI-Netzwerk mit mehreren schaltbaren Reihenkondensatoren 742, die unter Verwendung von Schalttransistoren 744 in den Phasenschieber und aus diesem heraus geschaltet werden können, implementierten Phasenschieber 740. Überdies kann die Induktanz des Reiheninduktors 746 durch Aktivieren oder Deaktivieren von Transistoren 742, die an verschiedene Abgriffspunkte innerhalb des Induktors 746 gekoppelt sind, eingestellt werden.
7b zeigt einen unter Verwendung einer einstellbaren Tiefpass-PI-Konfiguration mit Reihen-NMOS-Vorrichtungszweigen 752, welche als Akkumulationsmoduskondensatoren vorgespannt sind, implementierten Phasenschieber 750. Eine Reiheninduktanz ist unter Verwendung des Induktors 746 implementiert, der durch Transistoren 748 einstellbar ist. Gemäß einer Ausführungsform können die Nebenschlusskapazitäten des Phasenschiebers 750 durch Ändern der Gatespannung von Vorrichtungen innerhalb der Vorrichtungszweige 752 und/oder durch Schalten verschiedener NMOS-Vorrichtungszweige in den Phasenschieber 750 und aus diesem heraus eingestellt werden. Wenngleich hier einstellbare Versionen eines Hochpass-T-Netzwerks und eines Tiefpass-PI-Netzwerks beschrieben wurden, sei bemerkt, dass einstellbare Versionen eines Hochpass-PI-Netzwerks und eines Tiefpass-T-Netzwerks in ähnlicher Weise unter Verwendung der mit Bezug auf die 6a–d und 7a–b beschriebenen Konzepte aufgebaut werden können. Allerdings können Einzelinduktorimplementationen des Hochpass-T-Netzwerks und des Tiefpass-PI-Netzwerks flächenwirksamer sein als das Hochpass-PI-Netzwerk und ein Tiefpass-T-Netzwerk, weil statt zweier Induktoren nur ein einziger Induktor implementiert ist.
Gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung können Abschwächer, die in hier beschriebenen Signalaufbereitungsschaltungen verwendet werden, unter Verwendung einer Anzahl verschiedener Netzwerke implementiert werden. Zwei solcher Netzwerke, die verwendet werden können, sind der in 8a dargestellte resistive T-Abschwächer und der in 9a dargestellte resistive PI-Abschwächer. Alternativ können auch andere auf dem Fachgebiet bekannte Abschwächerstrukturen verwendet werden.
8a zeigt einen resistiven T-Abschwächer 800 mit Reihenwiderständen 802 und 804 sowie einem Nebenschlusswiderstand 806. Die Widerstandswerte der Widerstände 802, 804 und 806 können unter Verwendung auf dem Fachgebiet bekannter Techniken gewählt werden, um einen Abschwächungswert zu erreichen, der bei Kombination mit einer geeigneten Phasenverschiebung eine Signalaufhebung bereitstellt. 8b zeigt einen einstellbaren resistiven T-Abschwächer 810, der unter Verwendung einer Parallelkombination von Reihenwiderständen 812 implementiert ist, welche unter Verwendung von Schaltern 814 in den Abschwächer und aus diesem heraus geschaltet werden können. Ähnlich können Nebenschlusswiderstände 816 unter Verwendung von Schaltern 818 in das Netzwerk und aus diesem heraus geschaltet werden. Die Widerstände 812 und die Schalter 814 können auf einer integrierten Schaltung, beispielsweise unter Verwendung verfügbarer Widerstandsstrukturen in der Art von Polysiliciumwiderständen und Diffusionswiderständen und von Schalttransistoren in der Art von NMOS- und/oder PMOS-Transistoren implementiert werden. Gemäß alternativen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung können die Widerstände 812 und 816 sowie die Schalttransistoren 814 und 818 unter Verwendung anderer Vorrichtungstypen implementiert werden.
8c einen einstellbaren resistiven T-Abschwächer 830, welcher gemäß einer alternativen Ausführungsform implementiert ist. Hier sind die Reihenwiderstände im Abschwächer unter Verwendung von MOS-Transistorvorrichtungen 832 implementiert und sind die Nebenschlusswiderstände im Abschwächer unter Verwendung von MOS-Transistorvorrichtungen 834 implementiert. Die Gatespannungen der MOS-Transistorvorrichtungen 832 und 834 können unter Verwendung auf dem Fachgebiet bekannter Techniken zum Erreichen einer bestimmten Abstimmung und/oder zum Steuern der Abschwächung des Abschwächers 830 gesteuert werden. Gemäß einer Ausführungsform können die MOS-Transistoren 832 und 834 im linearen Bereich vorgespannt werden. Dabei können die Vorrichtungen 832 und 834 unter Verwendung von Vorrichtungen mit einer kleinen Breite und einer großen Länge implementiert werden, um einen ausreichenden Widerstand zu gewährleisten und um zu gewährleisten, dass die Vorrichtungen während des Betriebs im linearen Bereich bleiben.
9a zeigt einen resistiven PI-Abschwächer 900 mit Nebenschlusswiderständen 902 und 904 und einem Reihenwiderstand 906. Wie gemäß der Ausführungsform aus 8a können die Widerstandswerte der Widerstände 902, 904 und 906 unter Verwendung auf dem Fachgebiet bekannter Techniken ausgewählt werden, um einen Abschwächungswert zu erreichen, der in Kombination mit einer geeigneten Phasenverschiebung eine Signalaufhebung bereitstellt. 9b zeigt einen einstellbaren resistiven PI-Abschwächer 910, der unter Verwendung einer Parallelkombination von Nebenschlusswiderständen 912 implementiert ist, welche unter Verwendung von Schaltern 914 in den Abschwächer und aus diesem heraus geschaltet werden können. Ähnlich können Reihenwiderstände 916 unter Verwendung von Schaltern 918 in das Netzwerk und aus diesem heraus geschaltet werden. Gemäß einer Ausführungsform können die Widerstände 912 und 916 und die Schalter 914 und 918 ähnlich implementiert werden, wie mit Bezug auf die Ausführungsform aus 8b beschrieben wurde.
9c einen einstellbaren resistiven PI-Abschwächer 920, der gemäß einer alternativen Ausführungsform implementiert ist. Hier kann eine Parallelkombination von Nebenschlusswiderständen 912 unter Verwendung von Schaltern 914 in den Abschwächer oder aus diesem heraus geschaltet werden. Ähnlich können die Reihenwiderstände 916 unter Verwendung der Schalter 918 in das Netzwerk und aus diesem heraus geschaltet werden. Gemäß einer Ausführungsform können die Widerstände 912 und 916 und die Schalter 914 und 918 ähnlich implementiert werden, wie mit Bezug auf die Ausführungsform aus 8b beschrieben wurde.
9c einen einstellbaren resistiven PI-Abschwächer 920, der gemäß einer alternativen Ausführungsform implementiert ist. Hier sind die Nebenschlusswiderstände im Abschwächer unter Verwendung von MOS-Transistorvorrichtungen 922 implementiert und sind die Reihenwiderstände im Abschwächer unter Verwendung von MOS-Transistorvorrichtungen 924 implementiert. Gemäß einer Ausführungsform können die MOS-Vorrichtungen 922 und 924 so gesteuert werden, wie mit Bezug auf die in 8c dargestellte Ausführungsform beschrieben wurde.
10a zeigt eine Kompensationsschaltung 1000 gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die Kompensationsschaltung 1000 weist einen Koppler 1002 auf, der dafür ausgelegt ist, mit einer HF-Eingabe 1001 gekoppelt zu werden und eine HF-Ausgabe 1003 zu erzeugen. Gemäß einer Ausführungsform kann die HF-Eingabe 1001 vom Leistungsverstärker und/oder einer Antennenanpassungsschaltung ausgegeben werden und kann die HF-Ausgabe 1003 beispielsweise mit einer Antenne gekoppelt werden. Der Koppler 1002, der unter Verwendung eines Richtkopplers implementiert sein kann, erzeugt auch eine gekoppelte Leistungsausgabe 1005, die mit dem Eingang des Phasenschiebers 1006 und des Abschwächers 1008 gekoppelt wird, um ein Kompensationssignal 1007 zu erzeugen. Das Kompensationssignal 1007 kann verwendet werden, um ein gesendetes Lecksignal zu kompensieren, indem es mit einem Eingang eines Empfängers gekoppelt wird, wie hier in Ausführungsformen beschrieben wurde. Ein Leistungsdetektor 1004 ist mit der Leistungsausgabe 1005 gekoppelt und kann verwendet werden, um die Phasenverschiebung des Phasenschiebers 1006 und die Abschwächung des Abschwächers 1008 zu steuern. Gemäß einigen Ausführungsformen kann der Leistungsdetektor 1004 auch verwendet werden, um den Phasenschieber 1006 und den Abschwächer 1008 freizugeben oder zu sperren oder das Kompensationssignal 1007 freizugeben oder zu sperren. Gemäß einigen Ausführungsformen kann die Steuereinrichtung 1010 verwendet werden, um die Ausgabe des Leistungsdetektors 1004 in Steuersignale 1009 umzuwandeln.
In 10b ist eine als Beispiel dienende Ausführungsform des Leistungsdetektors 1004 dargestellt. Gemäß einer Ausführungsform ist eine Schottkydiode 1020 mit einem Kondensator 1022 gekoppelt. Das gekoppelte Signal kann an die Anode der Schottkydiode angelegt werden, welche am Knoten AUS ein gleichgerichtetes Signal erzeugt. Es sei bemerkt, dass die in 10b dargestellte Ausführungsform des Leistungsdetektors 1004 lediglich ein Beispiel vieler möglicher Leistungsdetektorschaltungen ist. Gemäß alternativen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung können andere Diodentypen und andere Vorrichtungen, wie die Basis-Emitter-Diode eines Bipolartransistors, für den Leistungsdetektor 1004 verwendet werden, und/oder es können andere auf dem Fachgebiet bekannte Leistungsdetektionsschaltungen verwendet werden.
10c zeigt eine Steuerschaltung 1030 gemäß einer Ausführungsform, welche verwendet werden kann, um Steuersignale 1009 bereitzustellen, welche einen Phasenschieber und einen Abschwächer steuern. Gemäß einer Ausführungsform führt die Steuerschaltung 1030 eine A/D-Wandlung der Ausgabe des Detektors 1004 unter Verwendung eines A/D-Wandlers 1032 aus und stellt die Ausgabe des A/D-Wandlers 1032 einer Nachschlagetabelle 1034 bereit. Die Ausgabe der Nachschlagetabelle 1034 kann unter Verwendung eines D/A-Wandlers 1036 in den analogen Bereich zurückgewandelt werden. Gemäß einigen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung kann der D/A-Wandler 1036 fortgelassen werden, falls der Phasenschieber und/oder der Abschwächer digital steuerbar sind. Überdies können Einträge in der Nachschlagetabelle 1034 unter Verwendung hier beschriebener Kalibrierverfahren gemäß einer Ausführungsform programmiert werden. Der A/D-Wandler 1032, die Nachschlagetabelle 1034 und der D/A-Wandler 1036 können unter Verwendung auf dem Fachgebiet bekannter Schaltungen und Verfahren implementiert werden.
Gemäß einer Ausführungsform kann das System durch Messen eines definierten Signals am Sender und Detektieren des Signals an einem oder mehreren Empfängereingängen abgestimmt oder kalibriert werden. Die Phase und die Amplitude des Kompensationssignals wird durch den Phasenschieber 1006 und den Abschwächer 1008 (10) geändert, bis das an einem oder mehreren Empfängereingängen detektierte Signal unter einem Schwellenwert liegt. Abschwächer- und Phasenschieber-Steuerparameter in der Art des D/A-Codes, der das Steuersignal 1009 erzeugt, sind in einem Speicher in der Art der Nachschlagetabelle 1034 gespeichert.
10d zeigt eine Steuerschaltung 1040 gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Gemäß einer Ausführungsform wird die Ausgabe des Leistungsdetektors 1004 mit einer Referenzspannung REF unter Verwendung eines Vergleichers 1038 verglichen, um ein Freigabesignal bereitzustellen. Dieses Freigabesignal kann verwendet werden, um den Kompensationssignalweg freizugeben oder zu sperren. Gemäß einigen Ausführungsformen kann dieses Freigabesignal verwendet werden, um den Zielempfänger freizugeben oder zu sperren. Beispielsweise kann das Freigabesignal gemäß einer Ausführungsform, bei der der Zielempfänger ein USB-Port ist, verwendet werden, um den USB-Port freizugeben, wenn die erkannte Leistungsausgabe unterhalb eines durch die Spannung REF definierten Schwellenwerts liegt.
Gemäß einer Ausführungsform umfasst ein Verfahren das Koppeln von Leistung von einem Sender zur Bildung eines ersten Signals, das Aufbereiten des ersten Signals, um ein zweites Signal zu bilden, und das Koppeln des zweiten Signals mit einem Eingang eines Empfängers. Das Aufbereiten umfasst das Einstellen des zweiten Signals zur Kombination in einer Gegenphase mit einem vom Sender in den Eingang des Empfängers gekoppelten Lecksignal, so dass das Lecksignal abgeschwächt wird. Gemäß einer Ausführungsform kann das Aufbereiten ferner das Abschwächen und Phasenverschieben des ersten Signals aufweisen. Ferner kann das Koppeln das Koppeln des ersten Signals von einem Antennenport des Senders aufweisen.
Gemäß einer Ausführungsform kann das Verfahren ferner das Bestimmen einer Signalstärke der Leistung vom Sender, das Vergleichen der bestimmten Signalstärke mit einem Schwellenwert und das Koppeln des zweiten Signals mit einem Eingang eines Empfängers nur dann, wenn die bestimmte Signalstärke den Schwellenwert übersteigt, aufweisen.
Gemäß einigen Ausführungsformen umfasst das Aufbereiten ferner das Ausführen einer Kalibrierung durch Senden eines definierten Signals, das Erkennen eines Lecks des definierten Signals am Eingang des Empfängers und das Einstellen einer Phase und einer Amplitude des zweiten Signals, bis das erkannte Leck aufgehoben wurde. Das Einstellen der Phase und der Amplitude des zweiten Signals kann das Einstellen der Phase und der Amplitude des zweiten Signals, bis das erkannte Leck bis unter einen zweiten Schwellenwert abgeschwächt wurde, aufweisen. Das Ausführen der Kalibrierung kann ferner das Speichern der Amplituden- und Phasendaten in Zusammenhang mit der eingestellten Phase und der eingestellten Amplitude des zweiten Signals in einem Speicher aufweisen.
Gemäß einer Ausführungsform umfasst das Aufbereiten des ersten Signals ferner das Abrufen der Amplituden- und Phasendaten aus dem Speicher und das Anwenden der eingestellten Amplitude und Phase in Zusammenhang mit den abgerufenen Amplituden- und Phasendaten auf das erste Signal, um das zweite Signal zu bilden. Gemäß einigen Ausführungsformen kann das Verfahren das Koppeln des zweiten Signals mit einem zweiten Empfänger aufweisen.
Gemäß einer Ausführungsform umfasst ein System zum Abschwächen einer Leckleistung von einem Sender zu einem Empfänger einen ersten Eingangsport, der dafür ausgelegt ist, mit dem Sender gekoppelt zu werden, und eine Signalaufbereitungsschaltung. Die Signalaufbereitungsschaltung umfasst einen Eingangsport, der dafür ausgelegt ist, mit dem Sender gekoppelt zu werden, und einen Ausgangsport, der dafür ausgelegt ist, mit einem Eingang des Empfängers gekoppelt zu werden. Die Signalaufbereitungsschaltung kann dafür ausgelegt werden, ein Gegenphasensignal am Ausgangsport zu erzeugen, welches ein vom Sender mit dem Eingang des Empfängers gekoppeltes Lecksignal abschwächt.
Gemäß einer Ausführungsform umfasst das System ferner einen Richtkoppler, der mit einem Antennenport des Senders gekoppelt ist, wobei der Richtkoppler einen Ausgangsport aufweist, der mit dem ersten Eingangsport gekoppelt ist. Die Signalaufbereitungsschaltung kann dafür ausgelegt sein, eine Amplitude und eine Phase eines mit dem ersten Eingangsport gekoppelten Sendersignals einzustellen.
Gemäß einer Ausführungsform weist die Signalaufbereitungsschaltung einen abstimmbaren Abschwächer und einen abstimmbaren Phasenschieber auf. Der abstimmbare Abschwächer kann ein einstellbares Widerstandsnetz aufweisen, das unter Verwendung eines PI-Netzwerks oder eines T-Netzwerks mit Widerständen, die in Reihe mit Halbleiterschaltern gekoppelt sind, implementiert werden kann. Der abstimmbare Phasenschieber kann unter Verwendung eines PI-Netzwerks oder eines T-Netzwerks mit einem einstellbaren Kondensator und einem einstellbaren Induktor implementiert werden. Der einstellbare Kondensator kann ein Akkumulationsmodus-MOSFET-Kondensator sein.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform umfasst eine Funkfrequenzschaltung einen Sender, der dafür ausgelegt ist, ein Sendesignal für ein erstes System bereitzustellen, einen ersten Empfänger, der dafür ausgelegt ist, mit einem zweiten System zu arbeiten, und eine Aufbereitungsschaltung, welche zwischen den Sender und den ersten Empfänger gekoppelt ist. Die Aufbereitungsschaltung kann dafür ausgelegt sein, ein vom Sender zum ersten Empfänger gesendetes Lecksignal durch Erzeugen eines Gegenphasensignals und Summieren des Gegenphasensignals an einem Eingang des ersten Empfängers abzuschwächen.
Gemäß einer Ausführungsform weist die Aufbereitungsschaltung einen einstellbaren Abschwächer und einen einstellbaren Phasenschieber auf. Der einstellbare Abschwächer kann ein resistives PI-Netzwerk oder ein resistives T-Netzwerk aufweisen, und der einstellbare Phasenschieber kann ein LC-PI-Netzwerk oder ein LC-T-Netzwerk aufweisen. Alternativ können der einstellbare Abschwächer mehrere schaltbare Widerstände aufweisen und der einstellbare Phasenschieber mehrere einstellbare Kondensatoren aufweisen.
Gemäß einer Ausführungsform weist die Aufbereitungsschaltung ferner einen Richtkoppler auf, der dafür ausgelegt ist, mit dem Sender gekoppelt zu werden. Dieser Richtkoppler kann mit einem Antennenport des Senders gekoppelt werden. Die Aufbereitungsschaltung kann auch einen Leistungsdetektor aufweisen, der mit einem Vergleicher gekoppelt ist, und sie kann dafür ausgelegt sein, das Gegenphasensignal am Eingang des ersten Empfängers nur dann zu summieren, wenn der Vergleicher angibt, dass eine Ausgabe des Leistungsdetektors einen Schwellenwert des Vergleichers übersteigt.
Gemäß einer Ausführungsform weist die Funkfrequenzschaltung auch einen zweiten Empfänger auf, der mit dem ersten Empfänger gekoppelt ist, und ist die Aufbereitungsschaltung ferner dafür ausgelegt, ein vom Sender zum zweiten Empfänger gesendetes weiteres Lecksignal durch Bereitstellen eines weiteren Gegenphasensignals und Summieren des weiteren Gegenphasensignals an einem Eingang des zweiten Empfängers abzuschwächen. Gemäß einigen Ausführungsformen sind der Sender dafür ausgelegt, ein GSM-Signal zu senden, der erste Empfänger dafür ausgelegt, ein FM-Signal zu empfangen, und der zweite Empfänger dafür ausgelegt, ein USB-Signal zu empfangen. Demgemäß können der Sender und der erste Empfänger auf einem Mobiltelefon angeordnet sein.
Ein Vorteil von Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung umfasst die Fähigkeit zu verhindern, dass ein benachbarter Sender einen Eingang eines Empfängers stört, ohne dass eine komplexe Filterung und/oder eine umfangreiche Abschwächung erforderlich wären, wodurch die Empfindlichkeit des Empfängers verringert werden würde.
Ein weiterer Vorteil besteht darin, dass in manchen Fällen eine einzige Kompensationsschaltung gemäß einer Ausführungsform verwendet werden kann, um ein Lecksignal zu kompensieren, das mit verschiedenen Empfängern verschiedener Eingangstypen gekoppelt wird. Beispielsweise kann in einem USB-Port der Verzerrer ein Gleichtaktsignal sein. Weil ein USB-Eingangsport ein differenzielles Signal akzeptiert, kann das Lecksignal keine große Wirkung auf das differenzielle Eingangssignal haben, ein starkes Interferenzsignal kann den Eingang des USB-Empfängers jedoch sättigen. In einem solchen Fall kann jeder differenzielle Eingangsstift des USB-Ports mit einem Kompensationssignal gemäß einer Ausführungsform gekoppelt werden. Andererseits kann das Kompensationssignal für einen FM-Empfänger mit einem unsymmetrischen HF-Eingang gekoppelt werden.
Wenngleich diese Erfindung mit Bezug auf als Beispiel dienende Ausführungsformen beschrieben wurde, sollte diese Beschreibung nicht als einschränkend ausgelegt werden. Verschiedene Modifikationen und Kombinationen der als Beispiel dienenden Ausführungsformen sowie andere Ausführungsformen der Erfindung werden Fachleuten beim Lesen der Beschreibung einfallen. Es ist daher vorgesehen, dass die anliegenden Ansprüche all diese Modifikationen oder Ausführungsformen umfassen.

Claims

Verfahren, welches folgende Schritte aufweist: Koppeln von Leistung von einem Sender, um ein erstes Signal zu bilden, Aufbereiten des ersten Signals, um ein zweites Signal zu bilden, und Koppeln des zweiten Signals mit einem Eingang eines Empfängers, wobei das Aufbereiten das Einstellen des zweiten Signals zum Kombinieren in einer Gegenphase mit einem vom Sender mit dem Eingang des Empfängers gekoppelten Lecksignal, so dass das Lecksignal abgeschwächt wird, aufweist.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei das Aufbereiten ferner das Abschwächen und Phasenverschieben des ersten Signals aufweist.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, wobei das Koppeln das Koppeln des ersten Signals von einem Antennenport des Senders aufweist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei: das Verfahren ferner folgende Schritte aufweist: Bestimmen einer Signalstärke der Leistung vom Sender, Vergleichen der bestimmten Signalstärke mit einem Schwellenwert und Koppeln des zweiten Signals mit einem Eingang eines Empfängers nur dann, wenn die bestimmte Signalstärke den Schwellenwert übersteigt.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei das Aufbereiten ferner das Ausführen einer Kalibrierung aufweist, wobei das Ausführen einer Kalibrierung folgende Schritte aufweist: Senden eines definierten Signals, Erkennen eines Lecks des definierten Signals am Eingang des Empfängers und Einstellen einer Phase und einer Amplitude des zweiten Signals, bis das erkannte Leck aufgehoben wurde.
Verfahren nach Anspruch 5, wobei das Einstellen der Phase und der Amplitude des zweiten Signals das Einstellen der Phase und der Amplitude des zweiten Signals, bis das erkannte Leck bis unter einen zweiten Schwellenwert abgeschwächt wurde, aufweist.
Verfahren nach Anspruch 5 oder 6, wobei das Ausführen der Kalibrierung ferner das Speichern von Amplituden- und Phasendaten in Zusammenhang mit der eingestellten Phase und Amplitude des zweiten Signals in einem Speicher aufweist.
Verfahren nach Anspruch 7, wobei das Aufbereiten des ersten Signals ferner das Abrufen der Amplituden- und Phasendaten aus dem Speicher und das Anwenden der eingestellten Amplitude und Phase in Zusammenhang mit den abgerufenen Amplituden- und Phasendaten auf das erste Signal, um das zweite Signal zu bilden, aufweist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 8, welches ferner das Koppeln des zweiten Signals mit einem zweiten Empfänger aufweist.
System zum Abschwächen der Leckleistung von einem Sender zu einem Empfänger, wobei das System Folgendes aufweist: einen ersten Eingangsport, der dafür ausgelegt ist, mit dem Sender gekoppelt zu werden, und eine Signalaufbereitungsschaltung mit einem Eingangsport, der dafür ausgelegt ist, mit dem Sender gekoppelt zu werden, und einem Ausgangsport, der dafür ausgelegt ist, mit einem Eingang des Empfängers gekoppelt zu werden, wobei die Signalaufbereitungsschaltung dafür ausgelegt ist, ein Gegenphasensignal am Ausgangsport zu erzeugen, welches ein vom Sender mit dem Eingang des Empfängers gekoppeltes Lecksignal abschwächt.
System nach Anspruch 10, welches ferner einen Richtkoppler aufweist, der mit einem Antennenport des Senders gekoppelt ist, wobei der Richtkoppler einen Ausgangsport aufweist, der mit dem ersten Eingangsport gekoppelt ist.
System nach Anspruch 10 oder 11, wobei die Signalaufbereitungsschaltung dafür ausgelegt ist, eine Amplitude und eine Phase eines mit dem ersten Eingangsport gekoppelten Sendersignals einzustellen.
System nach einem der Ansprüche 10 bis 12, wobei die Signalaufbereitungsschaltung einen abstimmbaren Abschwächer und einen abstimmbaren Phasenschieber aufweist.
System nach Anspruch 13, wobei der abstimmbare Abschwächer ein einstellbares Widerstandsnetz aufweist.
System nach Anspruch 14, wobei das einstellbare Widerstandsnetzwerk ein PI-Netzwerk oder ein T-Netzwerk mit in Reihe mit Halbleiterschaltern geschalteten Widerständen aufweist.
System nach einem der Ansprüche 13 bis 15, wobei der abstimmbare Phasenschieber ein PI-Netzwerk oder ein T-Netzwerk mit einem einstellbaren Kondensator und einem einstellbaren Induktor aufweist.
System nach Anspruch 16, wobei der einstellbare Kondensator einen Akkumulationsmodus-MOSFET-Kondensator aufweist.
Funkfrequenzschaltung, welche Folgendes aufweist: einen Sender, der dafür ausgelegt ist, ein Sendesignal für ein erstes System bereitzustellen, einen ersten Empfänger, der dafür ausgelegt ist, mit einem zweiten System zu arbeiten, und eine Aufbereitungsschaltung, die zwischen den Sender und den ersten Empfänger geschaltet ist, wobei die Aufbereitungsschaltung dafür ausgelegt ist, ein vom Sender zum ersten Empfänger gesendetes Lecksignal durch Erzeugen eines Gegenphasensignals und Summieren des Gegenphasensignals an einem Eingang des ersten Empfängers abzuschwächen.
Funkfrequenzschaltung nach Anspruch 18, wobei die Aufbereitungsschaltung einen einstellbaren Abschwächer und einen einstellbaren Phasenschieber aufweist.
Funkfrequenzschaltung nach Anspruch 19, wobei: der einstellbare Abschwächer ein resistives PI-Netzwerk oder ein resistives T-Netzwerk aufweist und der einstellbare Phasenschieber ein LC-PI-Netzwerk oder ein LC-T-Netzwerk aufweist.
Funkfrequenzschaltung nach Anspruch 19 oder 20, wobei: der einstellbare Abschwächer mehrere schaltbare Widerstände aufweist und der einstellbare Phasenschieber mehrere einstellbare Kondensatoren aufweist.
Funkfrequenzschaltung nach einem der Ansprüche 18 bis 21, wobei die Aufbereitungsschaltung ferner einen Richtkoppler aufweist, der dafür ausgelegt ist, mit dem Sender gekoppelt zu werden.
Funkfrequenzschaltung nach Anspruch 22, wobei der Richtkoppler mit einem Antennenport des Senders gekoppelt ist.
Funkfrequenzschaltung nach einem der Ansprüche 18 bis 23, wobei: die Aufbereitungsschaltung ferner einen mit einem Vergleicher gekoppelten Leistungsdetektor aufweist und die Aufbereitungsschaltung ferner dafür ausgelegt ist, das Gegenphasensignal am Eingang des ersten Empfängers nur dann zu summieren, wenn der Vergleicher angibt, dass eine Ausgabe des Leistungsdetektors einen Schwellenwert des Vergleichers übersteigt.
Funkfrequenzschaltung nach einem der Ansprüche 18 bis 24, welche ferner einen zweiten Empfänger aufweist, welcher mit dem ersten Empfänger gekoppelt ist, wobei die Aufbereitungsschaltung ferner dafür ausgelegt ist, ein weiteres vom Sender zum zweiten Empfänger gesendetes Lecksignal durch Erzeugen eines weiteren Gegenphasensignals und Summieren des weiteren Gegenphasensignals an einem Eingang des zweiten Empfängers abzuschwächen.
Funkfrequenzschaltung nach Anspruch 25, wobei der Sender dafür ausgelegt ist, ein GSM-Signal zu senden, der erste Empfänger dafür ausgelegt ist, ein FM-Signal zu empfangen, und der zweite Empfänger dafür ausgelegt ist, ein USB-Signal zu empfangen.
Funkfrequenzschaltung nach einem der Ansprüche 18 bis 26, wobei der Sender und der erste Empfänger auf einem Mobiltelefon angeordnet sind.