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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf eine Vorrichtung
und ein Verfahren zur Steuerung der Empfangsfrequenzen in einem
Endgerät
in einem mobilen Kommunikationssystem, und insbesondere auf eine
AFC (automatische Frequenzregelungs-)-Vorrichtung und ein Verfahren
für ein
Endgerät
mit zwei Betriebsarten.
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Im
Allgemeinen werden Daten über
ein Endgerät
in einem mobilen Kommunikationssystem in einer FDD-(Frequenzduplex-)
oder TDD-(Zeitduplex-)Anordnung übertragen.
Das mobile Kommunikationssystem der nächsten Generation berücksichtigt,
ein Endgerät
mit zwei Betriebsarten mit den Vorteilen der beiden Anordnungen
auszustatten. Da das Endgerät
mit beiden Betriebsarten verschiedene Frequenzbänder benutzt, benötigt es
Oszillatoren zur Erzeugung der unterschiedlichen Frequenzen und
deshalb ist der Entwurf einer AFC (automatische Frequenzregelung)
für die
Oszillatoren zunehmend von Bedeutung. Es ist schwierig, verschiedene
Feed-back-Schleifen für
die beiden Oszillatoren an einem herkömmlichen Endgerät während der Erlangung
einer Synchronisierung verschiedener Frequenzen anzuwenden.
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1 ist
ein Blockdiagramm einer AFC-Schaltung in einem Empfänger eines
Endgeräts
mit zwei Betriebsarten. Bezogen auf 1 mischt
ein Mischer 111 ein Eingangssignal RX mit einer Oszillationsfrequenz, die
er aus einem ersten, spannungsgesteuerten Oszillator (VCO1) 119 empfing,
und gibt ein erstes gemischtes Signal Fc1 aus. Ein Tiefpassfilter
(LPF) 113 tiefpass-filtert den Ausgang des Mischers 111.
Der Ausgang von LPF 113 ist die Amplitude A1 des Eingangssignals.
Ein Analog-Digital-(A/D-)Wandler 115 wandelt
den Ausgang von LPF 113 in digitale Daten q_a bits um.
Ein Mischer 131 mischt das Eingangssignal RX mit einer
Oszillationsfrequenz, die er aus einem zweiten, spannungsgesteuerten
Oszillator (VCO2) 139 empfing, und gibt ein zweites gemischtes
Signal Fc2 aus. Ein LPF 133 tiefpass-filtert das von dem
Mischer 131 erhaltene Signal. Der Ausgang von LPF 133 ist
die Amplitude A2 des Eingangssignals. Ein A/D-Wandler 135 wandelt
den Ausgang von des LPF 133 in digitale Daten q_a bit um.
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Eine
AFC 151 empfängt
die digitalen Daten von den A/D-Wandlern 115 und 135 und
erzeugt ein Signal (RX Haupttakt) zur automatischen Steuerung einer
Empfangsfrequenz. Ein TCXO (temperaturkompensierter Kristall-Oszillator) 153 vervielfältigt den
Ausgang der AFC 151, um eine gewünschte RF (Radiofrequenz)/IF (Zwischenfrequenz)
zu erzeugen. Ein PLL (Phasenregelkreis) 117 erzeugt ein
Steuerungssignal zum Erzeugen einer phasengeregelten Frequenz entsprechend
dem vervielfältigten
Signal, das vom TCXO 153 empfangen wurde. Der Oszillator 119 erzeugt
die Frequenz, die unter der Steuerung des PLL 117 festgesetzt
wurde, und überträgt die Frequenz
auf den Mischer 111. Ein PLL 137 erzeugt ein Steuerungssignal
zum Erzeugen einer phasengeregelten Frequenz entsprechend dem vervielfältigten
Signal, das vom TCXO 153 empfangen wurde. Der Oszillator 139 erzeugt
die Frequenz, die unter der Steuerung des PLL 137 festgesetzt
wurde, und überträgt die Frequenz
auf den Mischer 131. Eine BBA-Schaltung 155 erzeugt einen
Abtasttakt für
den A/D-Wandler 115 in Reaktion auf den Ausgang des TCXO 153.
Eine BBA-(Basisband-Analog-)Schaltung 157 erzeugt einen
Abtasttakt für
den A/D-Wandler 135 in Reaktion auf den Ausgang des TCXO 153.
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Die
Oszillatoren erzeugen verschiedene Frequenzen durch die PLL-Einheiten
in der Empfangs-AFC-Schaltung des Endgeräts mit zwei Betriebsarten,
das wie oben gestaltet wurde.
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Die
Anwendung der obigen, herkömmlichen
AFC-Schaltung auf eine Übertragungs-Anordnung
mit zwei Betriebsarten weist die folgenden Probleme auf. Das Endgerät mit zwei
Betriebsarten besitzt verschiedene RF/IF-Werte und verwendet die
AFC-Schaltung, um
jeden Oszillator zu stabilisieren, wenn eine Betriebsart auf ein
anderes Frequenzband wechselt. Hier wirkt die AFC-Schaltung, um
einen Frequenzausgleich zu erlangen. Hierfür bedient sie eine Feed-back-Schleife
innerhalb des Bereichs der Menge an verbleibender Frequenz, die
genügend
schwankt, um die demodulierende Leistung am empfangenden Ende sicherzustellen,
um dadurch eine stabile Leistung zu erreichen. Es dauert jedoch
lange, einen stabilisierten Pfad zu etablieren, indem die Feed-back-Schleife bei einem
Wechsel der Betriebsarten bedient wird, woraus ein Ansteigen der
Zeitspanne resultiert, die nötig
ist, um die demodulierende Leistung sicherzustellen. Wie in 1 gezeigt,
wird für den
Fall, dass verschiedene RF/IF-Werte durch einen TCXO vervielfältigt und über verschiedene
PLL-Einheiten gesteuert werden, für jede Schleife ein unterschiedlicher
dynamischer Steuerungsbereich festgesetzt. Deshalb ist die Menge
an Schwankung innerhalb des durch Phasenrauschen verursachten Fehlers
jedes VCO-Ausgangs unterschiedlich, wenn zwei verschiedene VCO-Einheiten
gesteuert werden, wobei die demodulierende Leistung des Empfängers erniedrigt
wird.
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2 ist
ein Schaubild, das die ungleichen dynamischen Bereichskennlinien
der empfangenden AFC-Schaltung in dem Endgerät mit zwei Betriebsarten veranschaulicht.
Bezogen auf 2 bezeichnen die Bezugszeichen 222 und 224 zwei
Frequenzgradienten F1_step/V_step und F2_step/V_step des TCXO 153. Die
Bezugszeichen 226 und 228 bezeichnen die dynamischen
Bereiche der ersten und zweiten gemischten Signale Fc1 bzw. Fc2.
Das Bezugszeichen 230 bezeichnet die Spanne des Phasenrauschens
der Frequenzen, die vom TCXO 153 ausgegeben werden. Wie
in 2 gezeigt, besitzt die AFC 151 aufgrund
des Gebrauchs des TCXO 153 in der AFC-Schaltung des herkömmlichen
Endgeräts
mit zwei Betriebsarten eine andere Steuerungsspannung, um dynamische
Bereiche frequenzumwandeln zu können.
Daher ist ein TCXO, der unterschiedliche Gradienten, wie in 2 gezeigt,
aufweist, notwendig, aber schwierig zu entwerfen.
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Wie
oben beschrieben, weist die empfangende AFC-Schaltung des herkömmlichen
Endgeräts
mit zwei Betriebsarten das Problem auf, dass entweder ein unterschiedlicher
Vorgang in jeder Betriebsart ausgeführt werden sollte oder dass
die Zeitspanne zur Verfolgung des Frequenzfehlers durch das Verwenden
einer einzelnen AFC-Schaltung
verlängert
wird. Ein anderes Problem ist, dass im Fall des Verwenden eines
TCXO, der eine Empfangsfrequenz zur Steuerung von zwei RF/IF-Werten
besitzt, die dynamischen Bereiche des Phasenrauschens, die in Bezug
auf die Ausgänge
der beiden VCO-Einheiten ausgegeben werden, wegen des verbleibenden
Phasenrauschens des TCXO unterschiedlich sind, wodurch die demodulierende
Leistung des empfangenden Endes erniedrigt wird.
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US-A-5535432
schlägt
eine Radiotelefon-Vorrichtung vor, die umschalten kann zwischen
dem Betrieb über
erdgebundenen Mobilfunk und einem Satellitensystem in der Umlaufbahn.
Das Radiotelefon umfasst erste und zweite Radiofrequenz-Einrichtungen
zum Empfangen übertragener
Signale und wandelt die empfangenen Signale in ein Format zur nachfolgenden
numerischen Entschlüsselung
um. Eine Einrichtung zur nu merischen Entschlüsselung wird ebenfalls zur
Verarbeitung von entweder ersten Vorgabesignalen oder zweiten Vorgabesignalen
zur Verfügung
gestellt, um ein Signal zur automatischen Frequenzsteuerung zur
Verfügung zu
stellen. Eine Bezugsfrequenz-Oszillator-Einrichtung,
die durch das automatische Frequenzsteuerungs-Signal gesteuert wird,
stellt ein Bezugsfrequenz-Signal zur Verfügung. Radiofrequenz-Generator-Einrichtungen, die
erste und zweite programmierbare Frequenzen besitzen, die mit den
ersten und zweiten Radiofrequenz-Einrichtungen verbunden sind, benutzen
das Bezugsfrequenz-Signal, um den Empfang auf einer Kanalfrequenz
des erdgebundenen Mobilfunks bzw. des Satellitensystems in der Umlaufbahn
festzulegen.
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Es
ist das Ziel der vorliegenden Erfindung, eine verbesserte automatische
Frequenzregelungs-Schaltung und ein Verfahren in einem Endgerät mit zwei
Betriebsarten zur Verfügung
zu stellen.
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Dieses
Ziel wird durch die Erfindung erreicht, wie in den unabhängigen Ansprüchen geltend
gemacht.
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Bevorzugte
Ausführungsformen
der Erfindung sind in den abhängigen
Ansprüchen
erläutert.
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Es
ist ein Aspekt der vorliegenden Erfindung, eine automatische Frequenzregelungs-Schaltung
und ein Verfahren in einem Endgerät mit zwei Betriebsarten zur
Verfügung
zu stellen, die die Quantisierungspegel digitalisierter Daten variieren
kann, um die linearen Frequenzumwandlungs-Kennlinien zu verbessern.
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Es
ist ein weiterer Aspekt der vorliegenden Erfindung, eine automatische
Frequenzregelungs-Schaltung und ein Verfahren in einem Endgerät mit zwei
Betriebsarten zur Verfügung
zu stellen, die eine fortschrittliche Kompensationsanordnung für verbreitete
Phasenfehler einführt,
um die demodulierende Leistung zu erhöhen.
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Übereinstimmend
mit einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine AFC-Schaltung in einem Endgerät mit zwei
Betriebsarten zur Verfügung
gestellt. Übereinstimmend
mit einem Aspekt der vorliegenden Erfindung beinhaltet die AFC-Schaltung
einen ersten IF-Generator, der einen ersten Frequenzoszillator besitzt, zur
Erzeugung einer ersten IF, indem ein erstes Eingangssignal mit einer
ersten Oszillationsfrequenz gemischt wird. In der AFC-Schaltung
empfängt
ein erster A/D-Wandler einen ersten Quantisierungsschritt-Wert,
weist Quantisierungs-Bits zu, um eine erste lineare Kennlinie zu
erhalten, und wandelt dann die erste IF in digitale Daten um. Ein
zweiter IF-Generator
besitzt einen zweiten Frequenzoszillator und erzeugt eine zweite
IF, indem ein zweites Eingangssignal mit einer zweiten Oszillationsfrequenz
gemischt wird. Ein zweiter A/D-Wandler empfängt einen zweiten Quantisierungsschritt-Wert,
weist Quantisierungs-Bits zu, um eine zweite lineare Kennlinie zu
erhalten, und wandelt dann die zweite IF in digitale Daten um. Eine
automatische Frequenzregelung (AFC) empfängt die ersten und zweiten
digitalen Daten und steuert automatisch die Frequenz eines Haupttakts
basierend auf den linearen Kennlinien der beiden Eingangssignale.
Eine Multiplikations-Einrichtung vervielfältigt den Takt und überträgt den vervielfältigten
Takt auf die ersten und zweiten Frequenzoszillatoren.
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Übereinstimmend
mit einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung beinhaltet die
AFC-Schaltung einen ersten IF-Generator, der einen ersten Frequenzoszillator
besitzt, zur Erzeugung einer ersten IF, indem ein erstes Eingangssignal
mit einer ersten Oszillationsfrequenz gemischt wird. Ein erster
A/D-Wandler wandelt die erste IF in digitale Daten um, ein zweiter
IF-Generator besitzt einen zweiten Frequenzoszillator zur Erzeugung
einer zweiten IF, indem ein zweites Eingangssignal mit einer zweiten
Oszillationsfrequenz gemischt wird, und ein zweiter A/D-Wandler
wandelt die zweite IF in digitale Daten um. Eine AFC empfängt die
ersten und zweiten digitalen Daten und steuert automatisch die Frequenz
des Haupttakts basierend auf den linearen Kennlinien der beiden
Eingangssignale. Ein erstes Frequenz-Überwachungsgerät überwacht
die Frequenz des ersten Eingangssignals. Eine Multiplikations-Einrichtung
empfängt
einen Takt und die Ausgänge
des ersten Frequenz-Überwachungsgeräts und der
AFC, vervielfältigt
den Takt und überträgt den vervielfältigten
Takt auf die ersten und zweiten Frequenzoszillatoren. Eine PDS-Überwachungseinheit
empfängt
die erste IF und PDS-Information der Multiplikations-Einrichtung
und erzeugt ein PDS-Überwachungssignal.
Ein Phasenfehler-Kalkulator berechnet den Phasenfehler aus den Ausgängen des
zweiten A/D-Wandlers
und der PDS-Überwachungseinheit,
und eine Multiplikations-Einrichtung vervielfältigt den Phasenfehler mit
dem Ausgang des zweiten A/D-Wandler, um dabei den Phasenfehler zu
beheben.
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Die
obigen und weiteren Aspekte, Eigenschaften und Vorteile der vorliegenden
Erfindung werden aus der folgenden detaillierten Beschreibung deutlich
werden, die in Zusammenhang mit den beiliegenden Zeichnung gesehen
werden muss. Darin gilt:
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1 ist
ein Blockdiagramm einer AFC-Schaltung in einem Endgerät mit zwei
Betriebsarten gemäß dem früheren Stand
der Technik;
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2 ist
ein Schaubild, das die ungleichen dynamischen Bereiche in der AFC-Schaltung des Endgeräts mit zwei
Betriebsarten verdeutlicht, das in 1 gezeigt
ist;
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3 ist
ein Blockdiagramm einer AFC-Schaltung mit zwei Betriebsarten, die
ein anwendbares Verfahren zur Zuordnung von A/D-Quantisierungs-Bits
gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung benutzt;
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4A und 4B sind
Blockdiagramme der AFC-Schaltung zur Zuweisung von Bits in dem Endgerät mit zwei
Betriebsarten, das in 3 gezeigt ist; und
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5 ist
ein Blockdiagramm einer AFC-Schaltung mit zwei Betriebsarten mit
einer fortschrittlichen Funktion zur Kompensierung verbreiteter
Fehler gemäß einer
anderen Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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Bevorzugte
Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung werden im Folgenden unter Bezug auf die beiliegenden
Zeichnungen beschrieben. In der folgenden Beschreibung werden gängige Funktionen
oder Konstruktionen nicht im Detail beschrieben, da sie die Erfindung
mit unnötigen
Details überschatten
würden.
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Die
folgende Beschreibung wird durchgeführt unter Anerkennung, dass
RX1 und RX2 für
die ersten und zweiten Eingangssignale stehen, dass Fc1 bzw. Fc2
für die
ersten und zweiten IF-Werte stehen, und F1_step/V_step bzw. F2_step/V_step
für die
ersten und zweiten Quantisierungsschritte stehen.
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In
einem Endgerät
mit zwei Betriebsarten, das eine AFC-Schaltung und einen TCXO verwendet,
die zwei Betriebsarten unterstützen
können,
erzeugen die AFC-Schaltung
und der TCXO Fehler aufgrund der unterschiedlichen linearen Kennlinien.
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Deshalb
verringert das Endgerät
mit zwei Betriebsarten die IF-Fehler, die über die unterschiedlichen linearen
Kennlinien in den beiden Betriebsarten verursacht werden, indem
die Zeitspanne verringert wird, die notwendig ist für das Erlangen
einer Verfolgungs-Synchronisierung einer PLL-Schaltung in einer
Betriebsart, indem eine erste Frequenz durch Verwenden einer Test-Erhöhungs-Frequenz
benutzt wird, die ein ganzes Vielfaches einer verbleibenden Frequenz
zum Erlangen einer Verfolgungs-Synchronisierung
einer PLL-Schaltung für
eine zweite Frequenz ist, zu der die erste Frequenz zum Erreichen
einer verlässlichen
Synchronisierung wechselt, so dass die demodulierende Leistung sichergestellt
wird. Ansonsten werden Fehler in Bezug auf einen dynamischen Bereich,
die durch unterschiedliche lineare Kennlinien in einem Betriebsart-Wechsel verursacht
werden, dadurch verringert, dass die Quantisierungs-Bits des A/D-Taktsignals
basierend auf dem dynamischen Bereich des verbleibenden Fehlers
an Frequenz variiert werden, um dabei die demodulierende Leistung
sicherzustellen.
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Die
demodulierende Leistung kann auch dadurch sichergestellt werden,
dass eine ACPE-(erweiterter verbreiteter Phasenfehler)Schaltung
für eine
AFC-Schaltung bedient wird, die viele verbleibende Frequenzfehler
besitzt. Mit diesem Verfahren werden die Frequenz-Kennlinien des
Endgeräts
mit zwei Betriebsarten stabilisiert und die Stabilität eines
Demodulators wird aufgrund eines Frequenzausgleichs erhöht. Als
Ergebnis wird eine stabile demodulierende Leistung sichergestellt.
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Es
gibt drei Verfahren, um die Probleme unter Gebrauch eines einzigen
TCXO unter Bezug auf ein Signal zu lösen, das zwei verschiedene
RF-Frequenzen in der AFC-Schaltung
des obigen Endgeräts
mit zwei Betriebsarten besitzt: (1) Verwenden eines TCXO, der beide
Betriebsarten unterstützen
kann; (2) passendes Auswählen
eines Quantisierungspegels, um zwei lineare Kennlinien zu erhalten;
und (3) Kompensierung der verbleibenden Phasenfehler in einer linearen
Kennlinie unter Bezug auf die andere lineare Kennlinie, in Vorwärtsrichtung
in dem Basisband. Das bedeutet, dass der TCXO eine lineare Kennlinie
in der einen Betriebsart erfüllt,
und eine lineare Kennlinie in der anderen Betriebsart wird durch
Kompensierung der verbleibenden Phasenfehler von digitalisierten
Daten erfüllt.
Die oben aufgeführten
drei Verfahren zur Sicherstellung der stabilen Kennlinien einer
AFC-Schaltung können
gemäß der Kosten,
die beim Zusam menbau des Empfangs-Endgerät entstehen, auf ein Endgerät mit zwei
Betriebsarten angewendet werden.
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Unter
Bezug auf 3, 4A und 4B wird
eine Beschreibung der Bedienung einer AFC-Schaltung in einem Endgerät mit zwei
Betriebsarten gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung gegeben. 3 ist ein
Blockdiagramm einer AFC-Schaltung, die die linearen Frequenz-Kennlinien
verbessert, indem ein anwendbares Verfahren zur Zuordnung von A/D-Quantisierungs-Bits
benutzt wird. 4A und 4B sind
Blockdiagramme der A/D-Wandler 315 bzw. 335.
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Bezogen
auf 3 mischt der Mischer 111 das Eingangssignal
RX mit einer Oszillationsfrequenz, die er vom Oszillator 119 empfing,
und gibt das erste gemischte Signal Fc1 aus. Das LPF 113 tiefpass-filtert
den Ausgang des Mischers 111. Der Ausgang des LPF 113 ist
eine Amplitude A1 des Eingangssignals. Der A/D-Wandler 315 wandelt
den Ausgang des LPF 113 in digitale Daten q_a bit um. Der
A/D-Wandler 315 kann wie in 4A zusammengebaut
sein. Bezogen auf 4A ermittelt ein Maximalamplituden-Detektor 412 eine Maximalamplitude
MAX_A1 der Amplitude A1 des Eingangssignals RX, das von dem LPF 113 empfangen
wurde. Ein Ouantisierungs-Verstärkungsregler 416 erzeugt
ein Steuerungssignal zur Steuerung von Quantisierungsverstärkung in
Reaktion auf einen ersten Ouantisierungsschritt F1_step/V_step.
Eine Quantisierungs-Bit-Zuweisungseinrichtung 414 erzeugt
eine Information über
den Quantisierungspegel entsprechend der Maximalamplitude MAX_A1
und des Steuerungssignals zur Quantisierungsverstärkung, das
von dem Quantisierungs-Verstärkungsregler 416 empfangen
wurde. Ein A/D-Wandler 410 empfängt die erste Information über den
Quantisierungspegel und wandelt das Eingangssignal mit der Amplitude
A in digitale Daten q_a um.
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Der
Mischer 131 mischt das Eingangssignal RX mit einer Oszillationsfrequenz,
die von dem Oszillator 139 empfangen wurde, und gibt das
zweite gemischte Signal Fc2 aus. Das LPF 133 tiefpass-filtert
das Signal, das von dem Mischer 131 empfangen wurde. Der
Ausgang des LPF 133 ist eine Amplitude A2 des Eingangssignals.
Der A/D-Wandler 335 wandelt
den Ausgang des LPF 133 in digitale Daten q_a bit um.
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Der
A/D-Wandler 335 kann wie in 4B gezeigt
zusammengebaut werden. Bezogen auf 4B ermittelt
ein Maximalamplituden-Detektor 422 eine Maximalamplitude
MAX_A2 der Amplitude A2 des Eingangssignals RX, das von dem LPF 133 empfangen
wurde. Ein Quantisierungs-Verstärkungsregler 426 erzeugt
ein Steuerungssignal zur Steuerung der Quantisierungsverstärkung in
Reaktion auf einen zweiten Quantisierungsschritt F2_step/V_step.
Eine Quantisierungs-Bit-Zuweisungseinheit 424 erzeugt eine
zweite Information über
den Quantisierungspegel entsprechend der Maximalamplitude MAX_A2
und des Steuerungssignals zur Quantisierungsverstärkung, das
vom Quantisierungs-Verstärkungsregler 426 empfangen
wurde. Ein A/D-Wandler 420 empfängt die zweite Information über den
Quantisierungspegel und wandelt das Eingangssignal mit der Amplitude
Awis in digitale Daten q_b bit um.
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Die
AFC 151 empfängt
die digitalen Daten q_a bit und q_b bit von den A/D-Wandlern 315 und 335 und erzeugt
ein Signal (RX Haupttakt) zur automatischen Steuerung einer Empfangsfrequenz.
Der TCXO 153 vervielfältigt
den Ausgang der AFC 151, um eine gewünschte RF/IF zu erzeugen. Der
PLL1 117 erzeugt ein Steuerungssignal zum Erzeugen einer
phasengeregelten Frequenz entsprechend dem vervielfältigten
Signal, das von dem TCXO 153 empfangen wurde. Der Oszillator
VCO1 119 erzeugt die Frequenz, die unter der Steuerung
des PLL1 117 festgesetzt wurde, und überträgt die Frequenz auf den Mischer 111.
Der PLL2 137 erzeugt ein Steuerungssignal zum Erzeugen
einer phasengeregelten Frequenz entsprechend dem vervielfältigten
Signal, das von dem TCXO 153 empfangen wurde. Der Oszillator
VCO2 139 erzeugt die Frequenz, die unter der Steuerung
der PLL2 137 festgesetzt wurde, und überträgt die Frequenz auf den Mischer 131.
Die BBA-Schaltung 155 erzeugt einen Abtasttakt für den A/D-Wandler 315 in
Reaktion auf den Ausgang des TCXO 153. Die BBA-Schaltung 157 erzeugt
einen Abtasttakt für
den A/D-Wandler 335 in Reaktion auf den Ausgang des TCXO 153.
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Um
den Quantisierungspegel für
die A/D-Umwandlung zu steuern, wird der Gradient eines Phasendetektors
für die
AFC 151 über
einen Eingangs-Quantisierungspegel bestimmt. Das bedeutet, dass
die Eingangspegel des Phasendetektors unterschiedlich eingestellt
sein sollten, um zwei lineare Kennlinien widerzuspiegeln. Die Pegel
der Eingangssignale Fc1 und Fc2 aus 3 sollten
so festgesetzt sein, dass sie unterschiedliche lineare Kennlinien
haben, so dass die AFC 151 stabil funktionieren kann. Um
die Eingangspegel zu bestimmen, berechnet die AFC 151 einen
Quantisierungs-Verstärkungs-Wert
für die
A/D-Umwandlung durch Kq = 2b/2A (1),wobei b
den Quantisierungspegel für
die A/D-Umwandlung darstellt und A für die Maximalamplitude des
Empfangssignals steht.
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Da
der Quantisierungspegel dem Gradient des Phasendetektors für die AFC 151 entspricht,
können die
Pegelgradienten der Eingänge
des TCXO 153 dadurch gesteuert werden, dass die Quantisierungs-Bits
variiert werden. Der Quantisierungspegel bestimmt eine Phasenkompensations-Auflösung, und
in dem Maß,
in dem die Phasenkompensations-Auflösung abnimmt, nimmt die Sensitivität für Phasenfehler
zu.
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Eine
Umwandlungsrate der Quantisierung sollte bei der Ermittlung der
Quantisierungspegel berücksichtigt
werden, weil eine Komponente der Spanne des Rauschens bei der A/D-Umwandlung
berücksichtigt werden
sollte. Die Quantisierungsrate ist das Verhältnis des Quantisierungspegels
des A/D-Wandlers 315 zu dem des A/D-Wandlers. Die Umwandlungsrate
der Quantisierung berechnet sich aus Kq = 2b/2A × R/100 (2).
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In
Gleichung 2 werden die Quantisierungs-Daten qad_a bit und qad_b
bit dadurch erzeugt, dass ein Quantisierungspegel ermittelt wird,
so dass der Gradient der Quantisierungsverstärkung die beiden linearen Kennlinien
des TCXO 153 zeigt.
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Deshalb
ermitteln die A/D-Wandler 315 und 335 die Eingangspegel
des Empfangssignals mit unterschiedlichen linearen Kennlinien. Die
A/D-Wandler 315 und 335 ermitteln Quantisierungs-Bits,
so dass der Gradient der Quantisierungsverstärkung die beiden linearen Kennlinien
der TCXO 153 zeigt, und sie wandeln Eingangssignale in
digitale Daten um. Dann empfängt
die AFC 151 die Daten q_a bit und q_b bit von den A/D-Wandlern 315 und 335 und
führt schnell
eine Phasensynchronisierung aus. Das bedeutet, dass die AFC 151 schnell
Phasensynchronisierung erreichen kann, indem sie die Quantisierungs-Bits
passend auf eine Art auswählt,
dass die beiden linearen Kennli nien erhalten werden. Der TCXO 153 vervielfältigt den
RX Haupttakt, den er von der AFC 153 empfing, und überträgt den vervielfältigten
Haupttakt auf die PLL-Einheiten 117 und 137. Das
Bezugszeichen 300 bedeutet, dass die A/D-Wandler 315 und 335 entsprechend
den linearen Kennlinien jeder Betriebsart anwendbar Quantisierungs-Bits
zuweisen.
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Nun
wird die Wirkungsweise einer Schaltung mit automatischer Frequenzregelung
in zwei Betriebsarten unter Verwendung eines ACPE (erweiteter verbreiteter
Phasenfehler) unter Bezug auf 5 beschrieben.
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Der
Mischer 111 mischt das Eingangssignal RX mit einer Oszillationsfrequenz,
die von dem Oszillator 119 empfangen wurde, und gibt das
erste gemischte Signal Fc1 aus. Der LPF 113 tiefpass-filtert
den Ausgang des Mischers 111. Der Ausgang des LPF 113 ist
eine Amplitude A1 des Eingangssignals. Der A/D-Wandler 115 wandelt
den Ausgang des LPF 113 in digitale Daten q_a bit um.
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Der
Mischer 131 mischt das Eingangssignal RX mit einer Oszillationsfrequenz,
die von dem Oszillator 139 empfangen wurde, und gibt das
zweite gemischte Signal Fc2 aus. Das LPF 133 tiefpass-filtert
das Signal, das vom Mischer 131 empfangen wurde. Der Ausgang
des LPF 133 ist eine Amplitude A2 des Eingangssignals.
Der A/D-Wandler 135 wandelt den Ausgang des LPF 133 in
digitale Daten q_b bit um.
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Die
AFC 151 empfängt
die digitalen Daten q_a bit und q_b bit von den A/D-Wandlern 115 und 135 und einem
Wahl-Anzeigegerät
von einer Leitdatenstation (nicht gezeigt) und erzeugt ein Signal
(RX Haupttakt) zur automatischen Steuerung einer Empfangsfrequenz.
Ein erstes Frequenz-Überwachungsgerät 511 erzeugt
einen anfänglichen
Ladefrequenz-Fehler aus dem Ausgang der AFC 151. Im Besonderen
lädt das
erste Frequenz-Überwachungsgerät 511 einen
Frequenzfehler, den die AFC 151 in den vorausgehenden Betriebsart als
Eingangswert hat, und überträgt ihn auf
den TCXO 153. Der TCXO 153 vervielfältigt den
Ausgang der AFC 151 und den anfänglichen Ladefrequenz-Fehler,
um eine gewünschte
RF/IF zu erzeugen. Der PLL1 117 erzeugt ein Steuerungssignal
zur Erzeugen einer phasengeregelten Frequenz entsprechend dem vervielfältigten Signal,
das vom TCXO 153 empfangen wurde. Der Oszillator VCO1 119 erzeugt
die Frequenz, die unter der Steuerung der PLL1 117 festgesetzt
wurde, und überträgt die Frequenz
auf den Mischer 111. Der PLL2 137 erzeugt ein
Steuerungssignal zum Erzeugen einer phasengeregelten Frequenz entsprechend
dem vervielfältigten
Signal, das vom TCXO 153 empfangen wurde. Der Oszillator
VCO2 139 erzeugt die Frequenz, die unter Steuerung des
PLL2 137 festgesetzt wurde, und überträgt die Frequenz auf den Mischer 131.
Die BBA-Schaltung 155 erzeugt einen Abtasttakt für den A/D-Wandler 115 in
Reaktion auf den Ausgang des TCXO 153. Die BBA-Schaltung 157 erzeugt
einen Abtasttakt für
den A/D-Wandler 135 in Reaktion auf den Ausgang des TCXO 153.
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Ein
PDS-(Phasendichte-Spektrum)-Überwachungsgerät 513 empfängt die
PDS-Information
von dem TCXO 153 und das zweite gemischte Signal Fc2 von
dem Mischer 131 und überwacht
ein PDS. Ein Phasenfehler-Kalkulator 515 misst den Phasenunterschied
zwischen dem PDS-Signal, das vom PDS-Überwachungsgerät 513 empfangen
wurde, und den Daten q_a bit vom A/D-Wandler 135. Eine
Multiplikations-Einrichtung 517 vervielfältigt den
Ausgang des A/D-Wandlers 135 und des Phasenfehler-Kalkulators 515 und
rekompensiert die digitalisierten Daten.
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Die
AFC-Schaltung mit zwei Betriebsarten aus 5 kompensiert
die Spanne des Rauschens aus 2 am empfangenden
Ende unter Verwendung der Kennlinien der TCXO 153. Dafür ist das
Signal Fc1 zunächst
so gestaltet, dass es einen kleinen dynamischen Bereich besitzt,
das PDS-Überwachungsgerät 513 überwacht
die PDS-Kennlinie
des TCXO 153 und der Phasenfehler-Kalkulator 515 berechnet
einen verbreiteten Phasenfehler (CPE), indem das PDS-Signal analysiert
wird. Gleichzeitig überwacht
das erste Frequenz-Überwachungsgerät 511 die
Komponente des Verfolgungsfehlers von Fc1 und lädt den entsprechenden Frequenzfehler
als den anfänglichen
Ladefrequenz-Fehler, wenn die Schleife von Fc2 bedient wird. Dann, wenn
die Fc2-Schleife
die Verfolgung beginnt, wird der Phasenfehler-Kalkulator 515 bedient,
um hierbei den CPE-Wert zu ermitteln und den Phasenfehler der AFC 151 basierend
auf dem CPE-Wert zu kompensieren.
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Insbesondere
ist der anfängliche
Ladewert auf einen stabilen Frequenzübergangs-Wert durch das erste
Frequenz-Überwachungsgerät 511 von
Fc1 festgelegt und dann wird der CPE ermittelt.
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Um
den CPE zu ermitteln, wird die PDS-Kennlinie des TCXO
153 überwacht,
ein ekda-Wert bestimmt und daraus das PDS eines Phasenrauschens
ermittelt. Das PDS berechnet sich aus
wobei
f1 und a die Frequenz bzw. die Verstärkung der PLL-Kennlinien darstellen,
f2 eine Frequenz unter Bezug auf das Grundrauschen einer Kennlinien-Kurve
bezeichnet, b der Gradient der Kennlinien-Kurve ist, und c den Wert
des Grundrauschens darstellt.
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Die
obige PDS-Kennlinie bleibt als verbleibender Frequenzausgleich des
Phasendetektors bestehen, und ein Phasenrauschen in dem Phasenfehler-Kalkulator
515 aus
5 wird
erhalten und am nächsten
Ende kompensiert. Der Phasenfehler berechnet sich durch
wobei N
L einen Überwachungszeitraum
darstellt, n
cl,l einen berechneten Amplituden-Wert bezeichnet,
der von dem Kanal-Kalkulierungs-Kompensator erhalten wurde, und
l,cl,l die Phase des vorherigen Symbols darstellt. Der
Einfluss linearer Frequenz-Kennlinien
auf ein verbleibendes Phasenrauschen kann durch Rekompensieren des
CPE, der über
die oben beschriebene Vorgehensweise erhalten wurde, am nächsten Ende
des kanal-kalkulierten Werts kompensiert werden. Dadurch kann die
AFC stabilisiert werden.
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Nach
der vorliegenden Erfindung kann, wenn ein Endgerät mit zwei Betriebsarten eine
oder zwei AFC-Schaltungen benutzt, die Zeitspanne, die zum Erlangen
einer Verfolgungs-Synchronisierung in einer PLL-Schaltung für eine erste
Frequenz benötigt
wird, dadurch verringert werden, dass eine Test-Erhöhungs-Frequenz,
die ein ganzes Vielfaches einer verbleibenden Frequenz zur Erlangung
einer Verfolgungs-Synchronisierung einer PLL-Schaltung für eine erste
Frequenz ist, auf die die erste Frequenz für eine verlässliche Erlangung einer Synchronisierung
wechselt. Fehler in Bezug auf die dynamischen Bereiche des Ausgangs,
die durch den Gebrauch von zwei AFC verursacht werden, werden verringert
und daher die demodulierende Leistung eines Empfängers sichergestellt, indem
die Quantisierungs-Bits des A/D-Takts basierend auf den dynamischen
Bereichen von verbleibenden Frequenzfehlern variiert werden. Die
demodulierende Leistung kann auch dadurch sichergestellt werden,
dass eine ACPE-Schaltung für
eine AFC-Schaltung, die viele verbleibende Frequenzfehler besitzt,
bedient wird. Bei diesem Verfahren werden die Frequenz-Kennlinien des
Endgeräts
mit zwei Betriebsarten stabilisiert und die Stabiltität eines
Demodulators aufgrund eines Frequenzausgleichs erhöht. Als
Ergebnis wird die stabile demodulierende Leistung sichergestellt.
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Während die
Erfindung unter Bezug auf eine bestimmte, bevorzugte Ausführungsform
gezeigt und erklärt
wurde, ist von Kennern der Technik einzusehen, dass verschiedene Änderungen
in Form und Detail erfolgen können.
