CN1277757A - 双模式终端中控制接收频率的自动频率控制设备和方法 - Google Patents

双模式终端中控制接收频率的自动频率控制设备和方法 Download PDF

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Abstract

一种双模式终端中的控制接收频率的AFC(自动频率控制)设备和方法。当一个双模式终端采用一个或两个AFC电路时,使用测试增加频率可减少一个频率的PLL电路中获得跟踪同步所需的时间,该测试增加频率是另一频率的PLL电路的跟踪同步获取残余频率的整数倍,为了获得可靠同步第一频率转换到另一频率。由于采用两个AFC引起的有关输出动态范围的误差减少了,因此接收器的解调性能通过改变一个A/D时钟的量化比特而得到保证,该时钟基于频率区间内的残余误差的动态范围。为了得到具有许多残余频率误差的AFC电路,解调性能也可以通过运行ACPE电路得到保证。用这种方法,双模式终端的频率特性得到稳定化并且解调器的稳定性由于频率补偿而提高。结果,稳定的解调器性能就可确保。

Description

双模式终端中控制接收频率的 自动频率控制设备和方法
发明背景
1.发明领域
本发明通常涉及用于在移动通信系统终端中控制接收频率的一种设备和方法，并且特别涉及一种双模式终端的AFC(自动频率控制)设备和方法。
2.相关技术说明
移动通信系统中的终端通常以FDD(频分复用)模式或TDD(时分复用)模式传送数据。下一代移动通信系统考虑实现具有这两种优点的双模式终端。由于双模式终端使用不同的频带，需要振荡器来生成不同的频率，所以用于振荡器的AFC(自动频率控制器)的设计就越来越重要。在获得不同频率同步的过程中，要在传统终端中的两个振荡器中加入不同的反馈回路是很困难的。
图1是双模式终端的接收器中AFC电路的方块图。参看图1，混频器111将输入信号RX与从第一电压控制振荡器(VCO1)119接收到的振荡频率混合，并输出第一混频信号Fc1。低通滤波器(LPF)113对混频器111的输出进行低通滤波。LPF 113的输出是输入信号的振幅A1。模/数(A/D)转换器115将LPF113的输出转换成数字数据q＿a比特。混频器131将输入信号RX与从第二电压控制振荡器(VCO2)139接收到的振荡频率混合，并输出第二混频信号Fc2。LPF133低通滤波从混频器131接收到的信号。LPF133的输出是输入信号的振幅A2。A/D转换器135将LPF133的输出转换成数字数据q＿b比特。
AFC151从A/D转换器115和135接收数字数据并生成用于自动控制接收频率的信号(RX主时钟)。TCXO(温度补偿晶体振荡器)153倍增AFC151的输出以生成预定的RF(射频)/IF(中频)。PLL(锁相环路)117根据从TCXO 153接收到的已倍增的信号生成一个用于产生锁相频率的控制信号。振荡器119在PLL 117的控制下生成频率集合，并将频率加入混频器111。PLL137根据从TCXO 153接收到的已倍增的信号生成一个用于产生锁相的频率的控制信号。振荡器139在PLL 137的控制下生成频率集合，并将频率加入混频器131。BBA电路155响应于TCXO 153的输出生成一个用于A/D转换器115的采样时钟。BBA(基带模拟)回路157响应于TCXO 153的输出生成一个用于A/D转换器135的采样时钟。
振荡器在上述结构的双模式终端接收AFC电路中，通过所述的多个PLL生成不同的频率。
上述传统的AFC电路应用于双态传送模式存在下列问题。双模式终端具有多个不同的RF/IF，并且当模式转变到不同频带时采用AFC电路以使每个振荡器稳定。在此，AFC电路用于获得频率补偿。为此，在残余频率抖动量的范围内执行一个反馈回路，以确保在接收端实现解调，从而得到稳定的性能。然而，通过在模式转变时执行反馈回路建立一条稳定的通路需要很长时间，导致为确保解调性能所需时间的增加。如图1所示，当多个不同的IF/RF应由一个TCXO倍增并由多个不同的PLL控制时，对每个回路都设置不同的动态控制范围。因此，每个VCO输出的相位噪声误差的抖动量在控制两个不同的VCO时是不同的，所以就降低了接收器的解调性能。
图2是说明双模式终端中接收AFC电路的不等动态范围特性的示意图。参看图2，参考标号222和224表示TCXO 153的两个频率斜率F1＿step/V＿step和F2＿step/V＿step。参考标号226和228分别表示第一和第二混频信号Fc1和Fc2的动态范围。参考标号230表示从TCXO 153输出的那些频率的相位噪声容限。如图2所示，由于在传统的双模式终端的AFC电路中采用TCXO 153，所以所述的AFC 151具有不同的频率转换控制电压的动态范围。因此，就需要如图2所示的显示不同斜率的TCXO，但设计困难。
如上所述，传统双模式终端的接收AFC电路存在问题，即在每种模式下需执行不同的操作或者通过采用单一AFC电路延长频率误差跟踪时间。另一个问题是在使用具有控制两个RF/TF参考频率的某个TCXO时，由于TCXO的残余相位噪声，所以关于所述两个VCO的输出的相位噪声输出的动态范围是不同的，从而降低了接收端的解调性能。
              发明简述
本发明的一个目的是提供一种双模式终端中的自动频率控制电路和方法，其能使频率特性稳定以便提高解调性能。
本发明的另一个目的是提供一种双模式终端中的自动频率控制电路和方法，其改变数字化数据的量化电平以提高线性频率转换特性。
本发明的另一个目的是提供一种双模式终端中的自动频率控制电路和方法，其引进一种正向公共相位误差补偿模式以提高解调性能。
为了达到上述目的，提供了一种双模式终端中的AFC电路。按本发明的一个方面，所述AFC电路包括：带有第一频率振荡器的第一IF发生器，用于通过将第一输入信号与第一振荡频率混频而生成第一IF；在AFC电路中，第一A/D转换器接收第一量化步长值，分配量化比特以获得第一线性特性，然后将第一IF转化为数字数据；带有一个第二频率振荡器的第二IF发生器，并通过将第二输入信号与第二振荡频率混频而生成第二IF；第二A/D转换器接收第二量化步长值，分配量化比特以获得第二线性特性，然后将第二IF转化为数字数据；自动频率控制器(AFC)接收第一和第二数字数据并基于两个输入信号线性特性自动控制主时钟的频率；倍增器倍增该时钟并将已倍增的时钟加入到第一和第二频率振荡器中。
按本发明的另一个方面，所述AFC电路包括：带有第一频率振荡器的第一IF发生器，用于通过将第一输入信号与第一振荡频率混频而生成第一IF；第一A/D转换器，将第一IF转换成数字数据；带有一个第二频率振荡器的第二IF发生器，用于通过将第二输入信号与第二振荡频率混频而生成第二IF；然后第二A/D转换器将第二IF转换成数字数据；AFC，接收第一和第二数字数据并基于两个输入信号线性特性自动控制主时钟的频率；第一频率监测器，监测第一输入信号的频率；倍增器，接收到一个时钟和第一频率监测器与AFC的输出，然后倍增该时钟，并将已倍增的时钟加入到第一和第二频率振荡器中；PDS监测器，接收第一IF和倍增器的PDS信息，并生成一个PDS监测信号；相位误差估计器，从第二A/D转换器和PDS监测器的输出估计相位误差；然后倍增器将第二A/D转换器的输出与该相位误差相乘以便校正该相位误差。
                 附图简述
通过结合附图对本发明的优选实施例进行详细描述，本发明的上述和其他目的、特性、优点将会变得更加清楚，其中：
图1是按现有技术的双模式终端中AFC电路的方块图；
图2是说明如图1所示的双模式终端的AFC电路中不等动态范围的示意图；
图3是按照本发明的实施例采用自适应A/D量化比特分配方法的双模式AFC电路的方块图；
图4A和4B是如图3所示的双模式终端中用于比特分配的AFC电路的方块图；
图5是按照本发明的另一实施例具有正向公共误差补偿功能的双模式AFC电路的方块图。
              优选实施例的详述
下文将参考附图对本发明的优选实施例进行描述。在下列描述中，由于众所周知的功能和结构会在不必要的细节上混淆本发明，所以不进行描述。
进行下列描述的前提是，第一和第二输入信号分别表示为RX1和RX2，第一和第二IF分别表示为Fc1和Fc2，第一和第二量化步长分别表示为F1step/V＿step和F2＿step/V＿step。
在采用AFC电路和支持双模式TCXO的双模式终端中，AFC电路和TCXO由于不同的线性特性而产生误差。所以，双模式终端降低了由两种模式的不同线性特性导致的IF误差，方法是使用测试增加(test augmentation)频率减少使用第一频率的模式中获得PLL电路的跟踪同步所需的时间，该测试增加频率是第二频率的PLL电路跟踪同步获取残余频率的整数倍，为了获得可靠同步第一频率转换到第二频率，这样就能确保解调的实现。另外，由模式转换时不同线性特性引起的关于动态范围的误差，可以通过改变基于频率残余误差动态范围的A/D时钟信号的量化比特被减小，以确保解调的实现。
解调性能也可以通过对一个具有很多残余频率误差的AFC电路执行一个ACPE(高级公共相位误差)电路得到保证。用这种方法，稳定双模式终端的频率特性并且解调器的稳定性由于频率补偿得到提高。结果，可确保稳定的解调器性能。
在上述双模式终端的AFC电路中采用具有两种不同RF频率信号的单一TCXO，有三种克服问题的方法：(1)使用能支持两种模式的TCXO；(2)适当选择一个量化电平以获得两种线性特性；(3)沿基带的正向方向补偿一个线性特性相对于另一线性特性的残余相位误差。即，所述的TCXO满足某一模式的一个线性特性，另一模式的线性特性可通过补偿数字化数据的残余相位误差得到满足。上述确保AFC电路稳定特性的三种方法可根据配置接收终端所包含的成本应用于双模式终端。
参看图3、4A和4B，根据本发明的优选实施例给出双模式终端中AFC电路运行的描述。图3是采用自适应A/D量化比特分配方法提高线性频率特性的AFC电路的方块图。图4A和4B分别是A/D转换器315和335的方块图。
参看图3，混频器111将输入信号RX与从振荡器119接收到的一个振荡频率混频并输出第一混频信号Fc1。LPF 113对混频器111的输出进行低通滤波。LPF 113的输出是输入信号的振幅A1。A/D转换器315将LPF 113的输出转换成数字数据q＿a比特。A/D转换器315可配置为如图4A所示。参看图4A，最大振幅检测器412检测从LPF 113接收到的输入信号RX的振幅A1的最大振幅MAX＿A1。量化增益控制器416生成一个控制信号，用于响应于第一量化步长F1＿step/V＿step控制量化增益。量化比特分配器414根据最大振幅MAX＿A1和从量化增益控制器416接收到的量化增益控制信号生成第一量化电平信息。A/D转换器410接收第一量化电平信息并将具有振幅A的输入信号转化为数字数据q＿a。
混频器131将输入信号RX与从振荡器139接收到的振荡频率混频并输出第二混频信号Fc2。LPF 133对从混频器131接收到的信号进行低通滤波。LPF 133的输出是输入信号的振幅A2。A/D转换器135将LPF 133的输出转换成数字数据q＿b比特。
A/D转换器335可配置为如图4B所示。参看图4B，最大振幅检测器422检测从LPF 133接收到的输入信号RX振幅A2的最大振幅MAX＿A2。量化增益控制器426生成一个控制信号，用于响应于第二量化步长F2＿step/V＿step控制量化增益。量化比特分配器424根据最大振幅MAX＿A2和从量化增益控制器426接收到的量化增益控制信号生成第二量化电平信息。A/D转换器420接收第二量化电平信息并将具有振幅Awis的输入信号转化为数字数据q＿b比特。
AFC 151从A/D转换器115和135接收数字数据q＿a比特和q＿b比特，并生成用于自动控制接收频率的一个信号(RX主时钟)。TCXO 153倍增AFC151的输出以生成一预期的RF/IF。PLL1 117根据从TCXO 153接收到的已倍增的信号生成一个能产生锁相频率的控制信号。振荡器VCO1 119在PLL1 117的控制下生成频率集合并将该频率加入混频器111。PLL2 137根据从TCXO153接收到的已倍增的信号生成一个用于产生锁相的频率的控制信号。振荡器VCO2 139在PLL2 137的控制下生成频率集合并将该频率加入混频器131。BBA电路155响应于TCXO 153的输出为A/D转换器115生成一个采样时钟。BBA电路157响应于TCXO 153的输出为A/D转换器135生成一个采样时钟。
为了控制A/D转换的量化电平，用于AFC 151的相位检测器的斜率由输入量化电平决定。即，相位检测器的输入电平应设计得不同以便代表两种线性.特性。图3中输入信号Fc1和Fc2的电平应设置为具有不同的线性特性以便AFC 151能稳定的运行。为了决定输入电平，AFC 151由下式计算A/D转换的量化增益值： K q = 2 b 2 A - - - - ( 1 )
其中，b表示A/D转换的量化电平，A表示接收到的信号的最大振幅。
由于量化电平是AFC 151的相位检测器的斜率，所以TCXO 153的输入电平斜率可以通过改变量化比特进行控制。量化电平决定相位补偿分辨率，并且当相位补偿分辨率下降时，相位误差的灵敏度提高。
在决定量化电平时应考虑量化转换率，因为在A/D转换中应考虑噪声容限的成份。量化率是A/D转换器315的量化电平与A/D转换器的比率。量化转换率由下式给出： K q = 2 b 2 A * R 100 - - - - ( 2 )
在等式2中，量化数据qad＿a比特和qad＿b比特是通过决定量化电平生成的，从而量化增益的斜率表示了TCXO 153的两种线性特性。[R是转换率吗？]
因此，A/D转换器315和335决定了具有不同线性特性的接收信号的输入电平。A/D转换器315和335决定量化比特，从而量化增益的斜率表示了TCXO 153的两种线性特性，并且它们将输入信号转换成数字数据。随后，AFC 151从A/D转换器115和135接收数据q＿a比特和q＿b比特并迅速执行相位同步。即，通过用这种方法适当选择量化比特以获得两种线性特性，AFC 151就能迅速实现相位同步。TCXO 153倍增从AFC 151接收到的RX主时钟并将倍增后的RX主时钟加入PLL 117和137。参考标号300表明A/D转换器315和335根据每种模式的线性特性自适应地分配量化比特。
现在，将参考图5描述采用ACPE(高级公共相位误差)的双模式自动频率控制电路的执行。
混频器111将输入信号RX和从振荡器119接收到的振荡频率混频并输出第一混频信号Fc1。LPF 113对混频器111的输出进行低通滤波。LPF 113的输出是输入信号的振幅A1。A/D转换器115将LPF 113的输出转换成数字数据q＿a比特。
混频器131将输入信号RX与从振荡器139接收到的振荡频率混频并输出第二混频信号Fc2。LPF 133对混频器131的输出进行低通滤波。LPF 133的输出是输入信号的振幅A2。A/D转换器135将LPF 133的输出转换成数字数据q＿b比特。
AFC 151从A/D转换器115和135接收到数字数据q＿a比特和q＿b比特，从一终端控制(未表示出)接收到一个选择指示符，并生成用于自动控制接收频率的信号(RX主时钟)。第一频率监测器511从AFC 151的输出生成一个初始载入频率误差。特别的，第一频率监测器511载入一个AFC 151在以前模式下所具有的频率误差作为初始值，并将其加入TCXO 153。TCXO153倍增AFC 151的输出和初始载入频率误差以生成预定的RF/IF。PLL1 117根据从TCXO 153接收到的已倍增的信号生成一个用于产生锁相的频率的控制信号。振荡器VCO1 119在PLL1 117的控制下生成频率集合，并将其加入混频器111。PLL2 137根据从TCXO 153接收到的已倍增的信号生成一个用于产生锁相的频率的控制信号。振荡器VCO2 139在PLL2 137的控制下生成频率集合，并将其加入混频器131。BBA电路155响应于TCXO 153的输出生成一个用于A/D转换器115的采样时钟。BBA电路157响应于TCXO 153的输出生成一个用于A/D转换器135的采样时钟。
一个PDS(相位密度频谱)监测器153从TCXO 153接收PDS信息以及从混频器131接收第二混频信号Fc2，并监测PDS。相位误差估计器515测量从PDS监测器513接收到的PDS信号和从A/D转换器135得到的数据q＿a比特之间的相位差。倍增器517相乘A/D转换器135和相位误差估计器515的输出并重新补偿数字化数据。
图5的双模式AFC电路在接收端利用TCXO 153的特性补偿图2的噪声容限。为此，信号Fc1首先设计为具有较小的动态范围，PDS监测器513监测TCXO 153的PDS特性，并且相位误差估计器515通过分析PDS信号估计公共相位误差(CPE)。同时，第一频率监测器511监测Fc1的跟踪误差分量并在Fc2回路工作时载入相应的频率误差作为初始载入频率误差。然后，当Fc2回路开始跟踪时，相位误差估计器515运行以便获得CPE的值并根据该CPE值补偿AFC 151的相位误差。
更特别地，初始载入值由Fc1的第一频率监测器511设置为一个稳定的频率转换值，然后就可获得所述的CPE。
为了得到所述CPE，监测TCXO 153的PDS特性，确定一个ekda值，然后就得到相位噪声的PDS。该PDS由下式计算： L &phi;N ( f ) = 10 - c + 10 - a : | f | < f 1 10 ( f - f 1 ) b f 2 - f 1 : f 1 < f 10 ( f + f 1 ) b f 2 - f 1 a : f &LeftArrow; f - - - ( 3 )
其中，f1和a分别是PLL的特性频率和增益，f2是关于特性曲线噪声基底的频率，c是噪声基底值。
上述PDS特性仍是相位检测器的残余频率补偿，并且相位噪声在图5的相位误差估计器515中获得并在下一端补偿。相位误差由下式估计： &Theta; E L = &Sigma; i = 1 N L &eta; cl , l &bull; &theta; l , cl , l &Sigma; i = 1 N L &eta; cl , l - - - - ( 4 )
其中，NL是观察时间，ncl，l是由一个信道估计补偿器得到的估计的振幅值，θl，cl，l是先前符号的相位。线性频率特性对残余相位噪声的影响能够通过在信道下端重新补偿在上述过程中获得的所述CPE估计值而得到补偿，该CPE是由上述过程中信道下一端的估计值获得的。所以，所述AFC能够稳定化。
按照本发明，当双模式终端采用一个或两个AFC电路时，使用测试增加频率可减少第一频率的在PLL电路中获得跟踪同步所需的时间，该测试增加频率是第二频率的PLL电路的跟踪同步获取残余频率的整数倍，为了获得可靠同步第一频率转换到第二频率。关于使用两个AFC导致输出动态范围的误差被减少，因此接收器解调性能可通过基于频率残余误差的动态范围改变A/D时钟的量化比特得到保证。为了有许多残余频率误差的AFC电路，解调性能也可通过运行ACPE电路得到保证。利用这种方法，双模式终端的频率特性得到稳定化并且解调器的稳定性由于频率补偿而提高。结果，稳定的解调器性能得到确保。
尽管本发明是参照其特定的优选实施例来描述的，但本领域的技术人员应该理解，在不脱离由所附权利要求限定的本发明的精神和范围的情况下，可以对其进行形式和细节的各种修改。

Claims (10)

1.一种双模式终端中的自动频率控制(AFC)设备，包括：
带有第一频率振荡器的第一IF(中频)发生器，用于通过将第一输入信号与第一振荡频率混频而生成第一IF；
一个第一模/数(A/D)转换器，用于接收第一量化步长值，分配量化比特以便得到第一线性特性，然后将第一IF转换成第一数字数据；
带有第二频率振荡器的第二IF发生器，用于通过将第二输入信号与第二振荡频率混频而生成第二IF；
第二A/D转换器，用于接收第二量化步长值，分配量化比特以便得到第二线性特性，然后将第二IF转换成第二数字数据；
自动频率控制器，用于接收第一和第二数字数据并基于第一和第二线性特性自动控制主时钟的频率；
频率倍增器，用于倍增所述的时钟信号，并将该倍增的时钟信号加入所述的第一和第二频率振荡器。
2.如权利要求1所述的AFC设备，其中，每个第一和第二A/D转换器包括：
最大振幅检测器，用于检测所述IF的最大振幅值；
量化增益控制器，用于接收量化步长值并生成一个量化增益控制信号；
量化比特分配器，用于由量化增益控制信号对最大振幅分配量化比特。
3.如权利要求1所述的AFC设备，其中，每个第一和第二IF发生器包括：
锁相环(PLL)，用于将频率倍增器的输出与预定的频率相位同步；
混频器，用于将相应的输入信号与频率振荡器的输出进行混频；
滤波器，用于从混频器的输出滤波预想的IF频带；
其中，频率振荡器通过PLL的输出生成内部振荡频率。
4.如权利要求2所述的AFC设备，其中，每个第一和第二IF发生器包括：
锁相环路(PLL)，用于将频率倍增器的输出与预定的频率相位同步；
混频器，用于将相应的输入信号与频率振荡器的输出进行混频；
滤波器，用于从混频器的输出滤波预想的IF频带；
其中，频率振荡器通过PLL的输出生成内部振荡频率。
5.一种在双模式终端中的自动频率控制(AFC)设备，包括：
带有第一频率振荡器的第一中频(IF)发生器，用于通过将第一输入信号与第一振荡频率混频而生成第一IF；
第一模/数(A/D)转换器，用于将第一IF转换成数字数据；
带有第二频率振荡器的第二IF发生器，用于通过将第二输入信号与第二振荡频率混频而生成第二IF；
第二A/D转换器，用于将第二IF转换成数字数据；
自动频率控制器，用于接收第一和第二数字数据并基于第一和第二线性特性自动控制主时钟的频率；
频率倍增器，用于接收一个时钟信号和所述AFC的输出，倍增该时钟信号并将该倍增的时钟信号加入所述的第一和第二频率振荡器；
PDS监测器，用于接收第一IF和倍增器的PDS信息，并生成一个PDS监测信号；
相位误差估计器，用于从第二A/D转换器和PDS监测器的输出估计一个相位误差；
倍增器，用于将相位误差与第二A/D转换器的输出以便校正该相位误差。
6.如权利要求5所述的AFC设备，其中，每个第一和第二IF发生器包括：
PLL，用于将频率倍增器的输出与预定的频率相位同步；
混频器，用于将相应的输入信号与频率振荡器的输出进行混频；
滤波器，用于从混频器的输出滤波预想的IF频带；
其中，频率振荡器通过PLL的输出生成内部振荡频率。
7.如权利要求5所述的AFC设备，其中，所述的AFC进一步包括第一频率监测器，用于监测输入到AFC的信号的频率，当模式转换时载入先前模式的输入频率误差，以及输出载入误差到频率倍增器。
8.如权利要求7所述的AFC设备，其中，频率倍增器初始载入第一频率误差并倍增时钟。
9.一种双模式终端中的自动频率控制方法，包括以下步骤：
通过将第一和第二输入信号与第一和第二振荡频率混频以生成第一和第二中频(IF)；
根据第一和第二IF的线性特性确定量化增益和转化率并生成第一和第二数字数据；
自动控制第一和第二数字数据的频率并生成一个时钟信号；
根据该时钟信号生成第一和第二IF。
10.一种双模式终端中的自动频率控制方法，包括以下步骤：
通过将第一和第二输入信号与第一和第二振荡频率混频以生成第一和第二中频(IF)；
根据第一和第二IF的线性特性生成第一和第二数字数据；
当估计相位误差时监测第一输入信号的跟踪误差分量，载入估计的频率误差值作为生成时钟信号的初始值，以及生成时钟信号；和
根据该时钟信号生成第一和第二振荡频率，当第二输入信号的自动控制
环路开始跟踪时估计相位误差，并补偿该相位误差。
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