CN115997371A

CN115997371A - 频率偏移估计

Info

Publication number: CN115997371A
Application number: CN202180047767.8A
Authority: CN
Inventors: 丹尼尔·瑞安
Original assignee: Nordic Semiconductor ASA
Current assignee: Nordic Semiconductor ASA
Priority date: 2020-06-08
Filing date: 2021-06-08
Publication date: 2023-04-21
Also published as: WO2021250042A1; US11962443B2; US20230283505A1; GB202008616D0; EP4162659A1

Abstract

一种接收器(15)包括匹配滤波器组(37)、判决逻辑(39)和频率偏移估计器(35)。匹配滤波器组(37)包括用于接收表示频率调制信号或相位调制信号的数据的输入端。判决逻辑(39)根据匹配滤波器组(37)的输出生成解调符号值的序列。频率偏移估计器(35)根据匹配滤波器组(37)的第一输出确定第一相位值并且根据匹配滤波器组(37)的第二输出确定第二相位值，第二输出相对于第一输出偏移L个符号周期。它还根据解调符号值的序列中的L符号子序列确定相位调整值，每个子序列值根据在第一输出和第二输出之间由匹配滤波器组(37)输出的值确定。它基于第一相位值加上相位调整值与第二相位值之间的差来估计频率偏移。

Description

频率偏移估计

背景技术

本发明涉及用于估计接收器系统中的频率偏移的设备和方法。

已知传输系统用于将信号从发送器发送到接收器。在一些系统中，数字消息数据被调制到频率调制或相位调制的载波信号上。示例包括蓝牙^TM和蓝牙低功耗(BLE)^TM，它们使用高斯FSK(GFSK)调制。在二进制频移键控(FSK)调制中，数据由发送偏移至载波频率的任一侧的两个不同频率中的一个的发送器编码。可以使用连续相位FSK(CP-FSK)应用调制，使得发送信号的相位是连续的。GFSK是一种类型的CP-FSK，其中通过对调制数据信号进行高斯整形来减少频谱泄漏。

接收器可以使用相干检测，其中接收器使用载波相位的知识来解调信号，或者使用非相干检测，其中不使用相位参考。一种已知的对信号进行非相干解调的方法是使用匹配滤波器组(MFB)，其将进入的采样信号与表示对应于不同的调制数据的各个波形的一组预定滤波器序列进行互相关，以确定由进入的信号的特定部分传送的最可能的符号序列。

如果接收器使用的参考时钟未锁定到发送器的参考时钟，则存在出现频率不匹配或偏移的可能性。这种频率偏移可能导致接收器不准确地对频率调制数据或相位调制数据进行解调。

已知的前导码或训练序列可用于生成初始频率偏移估值，其可用于应用补偿，例如通过将进入的采样点旋转适当的相位角。然而，在接收数据分组的过程期间，频率可能继续漂移。因此，期望在接收任意消息数据的同时继续估计频率估值。

从本申请人较早的专利申请WO 2014/167318和WO 2019/134947中得知，确定在接收到的GFSK调制信号中的两个不同点处的MFB中的特定滤波器的输出相位的差，其中在这两个点之间解调的“0”和“1”比特位的数量相等，并且使用该相位差来确定发送器和接收器之间的频率漂移的估值。

这种方法对于短的滤波器序列(例如3比特位长)可以良好地工作，但是在使用较长的滤波器序列(例如5比特位或更多)时可能导致生成频率偏移估值的延迟，因为对于较长的滤波器序列，在同一滤波器序列的两次匹配之间出现相同数量的0和1逐渐变得稀少。因此，频率估值可能到达得太晚而无用。它们也可能不准确，因为频率可能以不同的方式漂移和/或接收器可能在观察窗口上进行了不同的调整，使得频率估值不提供任何有用的信息。观察窗口内相位缠绕(wrapping)的风险也更大。

本发明试图提供一种替代方法来估计频率偏移。

发明内容

根据第一方面，本发明提供了一种估计接收器系统中的频率偏移的方法，该接收器系统被配置成：

向匹配滤波器组提供表示频率调制信号或相位调制信号的数据；以及

根据匹配滤波器组的输出生成解调符号值的序列，

该方法包括：

根据匹配滤波器组的第一输出确定第一相位值；

根据匹配滤波器组的第二输出确定第二相位值，其中，第二输出相对于第一输出偏移符号周期的偏移数量L；

根据解调符号值的序列中的L符号子序列确定相位调整值，其中，L个符号值中的每一个至少部分地根据匹配滤波器组在从第一输出到第二输出的时间间隔期间输出的相应的一个或更多个值来确定；以及

根据i)第一相位值加上相位调整值与ii)第二相位值之间的差来估计频率偏移。

根据另一方面，本发明提供了一种接收器系统，包括：

匹配滤波器组；

判决逻辑；以及

频率偏移估计器，其中：

匹配滤波器组包括用于接收表示频率调制信号或相位调制信号的数据的输入端；

判决逻辑被配置成根据匹配滤波器组的输出生成解调符号值的序列；

频率偏移估计器被配置成：

根据匹配滤波器组的第一输出确定第一相位值；

通过根据i)第一相位值加上相位调整值与ii)第二相位值之间的差来估计频率偏移，从而生成频率偏移估值。

因此，将看到，根据本发明，在信号内彼此偏移的两个MFB输出之间确定频率偏移估值，但不需要在这些位置之间的解调数据上满足特定条件。相反，解调符号历史用于确定相位调整值。该调整值可以计入在对应于L个符号的偏移量的间隔上接收到的特定数据的相位的影响。以这种方式，可以设置L个符号的偏移间隔，其确定了估计频率偏移的观察窗口的长度，而不依赖于发送的实际数据，并且不直接依赖于匹配滤波器组中的滤波器序列的长度。

第一相位值和第二相位值受信道相位(与发送器和接收器之间的间隔距离相关)、直到各自输出之前接收到的数据以及任何频率偏移相位误差的组合的影响。通过根据第一相位值和第二相位值之间的差生成频率偏移，可以忽略信道相位。相位调整值可以针对在观察窗口L期间解调的实际数据进行校正。因此，该差可以提供由于发送器和接收器之间的频率偏移引起的相位误差的估值(假设信道相位保持恒定)。

通过使用来自MFB的输出来估计频率偏移，可以以最小延迟生成频率偏移估值。在一些实施方式中，该估值可以取决于表示信号中的一个或更多个符号位置的数据，判决逻辑尚未例如根据已由MFB处理的数据为该一个或更多个符号位置确定相应的解调符号值以生成用于特定符号位置的软判决数据，但是在该情况下判决逻辑(和/或任何可选的下游解码器，诸如维特比(Viterbi)解码器)尚未根据后来接收到的采样点处理另外的软判决数据以便能够针对符号位置生成解调值。这可以允许非常快速地跟踪频率偏移，这不依赖于判决逻辑和/或任何下游解码器的延时。

在一些实施方式中，匹配滤波器组提供一组具有共同长度的滤波器，例如K＝2、3、5、7或更多个符号长度。符号可以是1比特位、2比特位(例如，当接收正交调制信号时)或任何其他长度。

偏移数量L可以小于、等于或大于MFB的滤波器长度K。与滤波器长度无关地设置偏移的能力提供了比上面讨论的已知方法更大的灵活性。

接收器系统可以被配置成生成一连串的频率偏移估值，这些频率偏移估值可以具有规则间隔，例如每个符号周期一个。频率偏移估计器可以根据频率偏移的一个或更多个估值输出频率控制信号。它可以对一连串的频率偏移估值应用阻尼操作，例如缩放每个单独估值提供的控制信号的变化。接收器系统可以被配置成使用每个估计的频率偏移将相应的频率偏移补偿操作，诸如复旋转，应用于表示频率调制信号或相位调制信号的数据。接收器系统可以被配置成使用每个估计的频率偏移来控制模拟或数字本地振荡器信号。

接收器系统可以是非相干接收器系统。它可以包括相关器，其被配置成例如通过将表示信号的数据中的至少一些与一个或更多个模板进行互相关来确定初始频率偏移估值。初始频率偏移估值可以根据信号的预定前导码部分来确定。

MFB的第一输出和第二输出可以是MFB中的相应的最佳匹配滤波器的输出。与早期的方法相比，这对于两个输出不需要是同一滤波器。每个输出可以包括复相关系数。接收器系统可以包括用于基于每个输出确定相应的相位值的CORDIC(坐标旋转数字计算机)电路。频率偏移估计器可以被配置成按间隔，例如每个符号周期确定相应的相位值。它可以包括被配置成存储一个或更多个相位值的移位寄存器。它可以包括：减法器，其被配置成从L个符号周期之后确定的相位值中减去移位寄存器中的最旧的相位值。以这种方式，可以计算第一相位值和第二相位值之间的差；这可以按规则的间隔，例如每个符号周期重复。在一些实施方式中，移位寄存器的长度为L个符号，并且每个符号周期将新的相位值加载到移位寄存器。如下文所公开的，相位调整值可以单独应用于该差。

第二相位值可以比第一相位值晚L个符号周期输出。

偏移数量L优选地大于1。这可以提供更准确的频率偏移估值，例如具有更好的信噪比。

频率偏移可以是i)第一相位值加上相位调整值与ii)第二相位值之间的差的线性函数。它可以通过从第一相位值中减去第二相位值，并且通过减去(或加上)相位调整值来确定。频率偏移估计器可以包括除法器，其被配置成将该差除以偏移数量L。

偏移数量L可以是2的整数次方(例如L＝4、8或16)。这可以使用硬件或软件移位，而不需要除法器来促成更简单的除法。

相位调整值可以根据最近解调的L个符号来确定。这确保了频率偏移估值尽可能是新的。

当使用二进制符号时，相位调整值可以通过对正值或负值，例如+1或-1连续求和来确定，根据相应的解调比特位是1还是0来选择每个正值或负值。求和的值还可以取决于调制指数值，其可以是预先配置的或者可以从调制信号估计。更一般地，接收器系统可以被配置成接收或生成调制指数参数(已知值或估值)并且在计算相位调整值时使用该参数。

在一些实施方式中，确定相位调整值包括将L个相移值存储在L符号长的移位寄存器中，其可以随着每个连续的解调符号值被确定而递增。每个存储的相移值可以被计算为L个相应值的和，L个相应值中的每一个取决于解调符号值的序列中的相应的解调符号值。当相移值被移出移位寄存器时，它可以被加到累加的相移值以提供相位调整值，相位调整值可以被输出到减法器。

判决逻辑可以包括多数表决逻辑或任何其他适当的解调逻辑。每个解调符号值可以基于滤波器组中的单个最佳匹配滤波器来确定，但是在其他实施方式中，它基于来自多个不同时间的匹配滤波器组的多个输出来确定。判决逻辑可以被配置成针对每个符号位置确定单个相应的解调硬判决符号值，或者可以被配置成针对每个符号位置确定单个相应的解调软判决符号值(例如当使用二进制符号时，区间[0,1]中的值)。对于相应的符号位置，每个硬或软解调符号值可以根据一组相应的软比特位值来确定，这些软比特位值是通过匹配滤波器组根据对符号位置的多次观察而确定的，例如通过多数表决确定。在一些实施方式中，判决逻辑可以将硬或软解调符号值输出到解码器，诸如维特比解码器，例如在使用前向纠错(FEC)对数据进行编码的情况下，该解码器可以进一步对符号解码。然而，这不是必需的。

表示频率调制信号或相位调制信号的数据可以包括采样点值的序列，采样点值可以是复值。它可以存储在存储器(例如RAM)或寄存器中。采样点可以位于基带。接收器系统可以包括用于对接收到的频率调制信号进行采样的模数转换器(ADC)。它可以包括：模拟或数字混频器，用于将接收到的信号下混频到例如到基带。

频率调制信号或相位调制信号可以是，例如由接收器系统通过有线或无线信道从分立的发送器系统接收的接收信号。本文公开的方法可以包括接收频率调制信号或相位调制信号。接收到的信号可以是无线电信号。它可以围绕载波频率，例如围绕2.4GHz进行调制。它可以是蓝牙^TM或BLE信号。该信号可以在接收器系统的天线处被接收。接收器系统可以包括用于根据接收到的信号生成表示接收到的信号的数据，例如用于对接收到的信号进行下混频和采样的电路。

频率调制信号或相位调制信号可以是频移键控(FSK)调制信号。它可以是二进制FSK信号。它可以是CP-FSK信号。它可以是GFSK信号。它可以使用最小相移键控(MSK)、差分相移键控(DPSK)、偏移正交相移键控(OQPSK)或连续相位调制(CPM)进行调制。它可以在幅度以及相位和/或频率上进行调制，例如使用正交幅度调制(QAM)。

该信号可以对部分或全部数据分组，例如BLE基带数据分组进行编码。该信号可以包括前导码部分和消息数据部分。前导码部分可以在信号的开始处或其附近并且可以对预定的前导码数据进行编码。消息数据部分可以对接收器系统事先不知晓的消息数据进行编码。

接收器系统可以是或包括诸如无线电接收器或收发器的接收器设备。它可以是或包括集成电路装置，例如硅芯片。匹配滤波器组和/或判决逻辑和/或频率偏移估计器可以全部或部分地以软件实现，但是在一组实施方式中，这些模块中的至少一个或所有模块是专用硬件电路，而不同于任何处理器。它们可以集成在片上系统装置上。接收器系统可以包括以下中的一个或更多个：电源、天线、晶体、低噪声放大器、本地振荡器、模拟混频器、数字混频器、ADC、分立电容、分立电阻器等。它可以包括处理器和用于存储由处理器执行的软件指令的存储器。它可以包括一个或更多个处理器、DSP、逻辑门、放大器、滤波器、数字部件、模拟部件、非易失性存储器(例如，用于存储软件指令)、易失性存储器、存储器总线、外围设备、输入端、输出端和任何其他相关的电子部件或特征。

本文描述的任何方面或实施方式的特征可以在适当的情况下应用于本文描述的任何其他方面或实施方式。在提及不同实施方式或实施方式的组的情况下，应当理解这些不一定不同但可以交叠。

附图说明

现在将参考附图仅通过示例的方式描述本发明的某些优选实施方式，其中：

图1是包括实施本发明的无线电接收器的无线电通信系统的示意图；

图2是无线电接收器的接收器电路内的功能单元的示意图；

图3是无线电接收器的频率估计器内的硬件逻辑的示意图；

图4是由图1的无线电接收器的接收器电路执行的操作的流程图；

图5是发送器振荡器和由实施本发明的第一模拟接收器生成的相应的频率估值的漂移相对时间的曲线图；以及

图6是发送器振荡器和由实施本发明的第二模拟接收器生成的相应的频率估值的漂移相对时间的曲线图。

具体实施方式

图1示出了与无线电接收器装置15通信的无线电发送器装置1。无线电接收器装置15实施了本发明。

无线电发送器装置1具有连接到片上系统(SoC)5的传感器3(例如，温度传感器)。SoC 5包括无线电收发器电路7和微处理器9，诸如ARM^TM Cortex M系列处理器，用于执行存储器11中存储的软件。装置1还可以包含其他部件，诸如电池、晶体振荡器、分立部件等，这些在图1中为简单起见而被省略。无线电收发器电路7连接到无线电天线13，用于发送和接收无线电信号。

无线电接收器装置15具有：片上系统(SoC)17，包括无线电收发器电路19、微处理器21，诸如ARM^TM Cortex M系列处理器，以及用于存储要由微处理器21执行的软件的存储器23。无线电收发器电路19连接到天线25，用于接收和发送无线电信号。SoC 17连接到输出外围装置27，诸如显示屏，用于输出可以至少部分地基于无线电收发器电路19通过天线25接收的数据的响应。接收器装置15可以包含其他部件(未示出)，诸如电池、晶体振荡器、分立部件、另外的微处理器等。

在使用中，无线电发送器装置1从天线13发送使用具有调制指数h的二级GFSK调制在射频载波(例如，在约2.4GHz)上的数据分组。(调制指数h是二级FSK信号中的两个频率之间的差除以编码数据流的比特率。)数据分组包括预定的同步序列和消息数据部分。它还可以包括地址数据、链路层标识符、分组长度数据和任何其他适当元素中的一个或更多个。为了下文描述的互相关的目的，分组的前导码部分可以包括同步序列的一些或全部和/或地址或链路层数据的一些或全部。无线电接收器装置15被配置成接收、解调(即检测)和解码这样的数据分组。它还可以发送类似的数据分组。数据分组可以符合蓝牙低功耗(BLE)^TM核心规范的版本，例如蓝牙^TM 5的部分或全部。无线电接收器装置15可以是BLE接收器。分组可以通过标准范围的1Mbps或2Mbps BLE物理传输层(PHY)连接、或者通过远程125kbps或500kbps BLE连接或任何其他合适的无线电连接进行传递。

无线电接收器装置15中的无线电收发器电路19使用匹配滤波器组(MFB)来实现进入的数据的非相干检测(即非相干解调)。MFB一次可以观测数量为K的比特位。该观测间隔可以是K＝3、5或7个比特位长，或者任何其他合适的长度。

无线电收发器电路19使用(例如从接收器装置15中的石英晶体得到的)时钟参考对进入的信号进行解调。该时钟参考旨在与发送器装置1中的收发器电路7使用的时钟参考相匹配。然而，这些时钟参考中通常存在某种不匹配，导致在接收器装置15的天线25处接收到的进入的信号的预期频率和实际进入的频率之间的频率偏移。例如由于在发送器1或接收器15处的时钟漂移，或者由于信道条件的变化，诸如发送器1和接收器5之间的相对运动(例如多普勒频移)，该偏移可能在数据分组的传输期间变化。

因此，接收器装置15可以在接收调制信号的同时连续地估计频率偏移，以便提高解调的准确性。这在下文更详细地描述。它通过估计固定时间间隔上的相位偏移来实现。(瞬时频率实际上是瞬时相位的时间导数)。

图2示出了由片上系统(SoC)17提供的用于对进入的二级CP-FSK编码无线电信号进行解码的各种功能块。这些块中的每一个都可以使用无线电收发器电路19中的专用电路来实现，例如被实现为包括专用寄存器和逻辑门的块。然而，在一些实施方式中，一个或更多个块的一个或更多个操作可由例如在微处理器21上执行的软件来实现。纯软件实现是可能的，但是出于性能原因可能是不合乎需要的。

无线电收发器电路19可以使用放大器、混频器、滤波器、模数转换器等的任何组合来根据接收到的模拟无线电信号生成包括在基带处的复值数字采样点I和Q的序列的采样无线电信号。这些采样点表示在特定载波频率附近，例如在2.4GHz频谱内的频段接收到的无线电信号。信号可以通过因子R被过采样。在一些示例中，R＝8，但是它可以取任何合适的值。

通过图2的部件的主要信号路径使用实线箭头示出，而控制和反馈路径使用虚线箭头示出。

复基带采样点I和Q的流被输入到频率校正块31。这基于从前导码相关器33和从频率偏移估计器35接收到的频率偏移信息执行采样点的复旋转以补偿任何频率偏移。频率校正块31可以包括一个或更多个用于执行旋转的CORDIC电路。

复基带采样点的流也被输入到前导码相关器33。这确定了初始频率偏移估值(例如，由接收器15的振荡器和发送器7的振荡器之间的偏移引起)。随着分组的剩余部分被频率估计器35的输出端接收到，该频率偏移估值随后被优化，频率估计器35根据数据分组的剩余部分(例如，根据净荷消息数据)周期性地进一步确定频率偏移估值。

前导码相关器33还确定调制指数的估值，并且执行定时恢复和帧同步，以使接收器15能够更准确地解调信号。

前导码相关器33通过将进入的采样点与一组存储的模板进行互相关来确定这些值。这些模板都基于共同的固定前导码比特流，该比特流由针对接收器15的每个数据分组编码，但是每个模板是使用不同的假定调制指数生成的。每个模板包括(复)系数的序列，其表示前导码的调制基带波形。

前导码可以包括存在于系统内的每个数据分组中的恒定同步序列的部分或全部，和/或接收器15的地址的部分或全部和/或信道或链路标识符的部分或全部和/或任何其他适当的数据。当接收BLE数据分组时，前导码相关器33可以例如使用16比特位前导码序列，其由BLE前导码字段的最后两个比特位和地址字段的前十四个比特位组成。相关器使用的前导码至少对于一些分组可以位于数据分组中编码的消息数据之前。

前导码相关器33是数据辅助的联合定时和频率估计器。它利用接收到的符号中的数据的知识来消除FSK调制对延迟和相关类型的载波频率偏移估计器的估值的影响。在这些实施方式中使用的同步背后的原理可以如参考本申请人在WO 2014/167318中的双相关器所描述的那样，其全部内容通过引用并入本文。

详细地，为了确定初始频率偏移和定时，前导码相关器33针对一个模板识别进入的采样点流和模板之间的(每个采样点执行的)互相关的相关系数中的峰值的时间位置。仅将一个模板用于，例如将所有调制指数假设中的最中心的调制指数生成的模板用于频率偏移和定时估计可能就足够了。

更具体地，载波频率偏移估计器由下式给出：

其中；

L是相关长度[注意，这与频率偏移估计器块35中使用的偏移间隔不是同一个参数，后者也被标记为L]；

D是延迟值(例如D＝16个采样点，对应于两个比特位周期；可以选择D从而不违反最大频率偏移，即DT<1/(2Δfmax))；

z表示复(I和Q)基带采样点；

d_i＝p_i ^*p_i+D，其中p是上采样分组同步前导码波形的采样点；以及

T是采样率周期。

相关长度L可以是24、128或192，或任何其他适当的值。通常，相关长度是估计精度、实现成本和已知前导码数据(例如来自前导码或同步字，诸如访问地址)的长度之间的权衡。

当在式(2)中检测到峰值时，实现分组检测：

(2)

其中

(3)

以及

(4)

分组检测峰值的采样时间提供帧同步。前导码相关器33基于式(2)至(4)实现运算以执行复基带采样点与模板采样点之间的复相关。前导码相关器33使用来自式(4)的信号功率P_n的测量值来归一化(缩放)式(2)中的相关器峰值的幅度。(2)中的有效峰值是针对可配置的阈值确定的。该阈值通常被设置在0.7-0.8的范围内。

式(1)可以用极坐标形式重写为：

(5)

其中{r,u}是复数的幅度。假设载波频率偏移近似恒定，

是D个采样点上的相位的变化。

当同步时(即当式(2)达到峰值时)，采样点角度跟踪系数角度(θ_n-i≈γ_i)并且式(5)可被重写为：

(6)

如果T＝125ns并且D＝16，则可以估计的(在任一方向上的)最大载波频率偏移为

当存在高相关时，即当式(2)达到峰值时，初始载波频率偏移估值是有效的。因此，该估计器联合估计载波频率偏移和定时。假设u₁＝1，式(6)中的和有效地评估相关时L个基带采样点中的能量。在前导码相关器33将(归一化的)相关系数与例如在0.7至0.8的范围内的阈值进行比较之前，该值使用式(2)中的P_n进行归一化。在一个示例中选择D＝16的值，因为+/-250kHz的相应的载波频率偏移估计器范围支持50ppm的晶体规格，其在许多应用中是足够的，但是也可以使用其他的值。

通过在一个联合操作中执行定时恢复、帧同步和初始频率偏移估计，前导码相关器33对于必须快速执行同步的情况是理想的。

为了估计调制指数，前导码相关器33并行地或者通过在不同时间对不同模板执行互相关运算(例如矢量点积计算)(即串行地)将进入的信号与两个或更多个模板进行互相关。串行地执行这些操作可以使前导码相关器33能够通过执行单个相应的点积计算来为每个另外的模板生成相关系数。一旦成功实现帧同步，就可以依次使用一个或更多个另外的模板的系数为每个模板重新配置前导码相关器33。

使用对应于一个或更多个另外的模板的加载在前导码相关器33中的不同系数执行另外的互相关运算可能还能够获得另外的频率偏移估值，其可以(例如通过平均)与原始频率偏移组合以获得更准确的初始频率偏移估值。

在使用第一模板实现帧同步之后，前导码相关器33使用下一个模板的相关系数重新配置。基于上式(2)确定新的归一化峰值相关系数。如果已经建立了帧同步，则仅需要为每个已经位于峰值位置的另外的模板计算单个相关系数。

前导码相关器33跨模板的集合比较归一化峰值相关系数以识别最高峰值。具有最高峰值的模板确定由前导码相关器33输出到匹配滤波器组37和频率偏移估计器35的调制指数估值。

由双相关器33确定的符号和帧(即分组)定时信息被输出到频率校正块31。初始频率估值可以精确到约10kHz或更小以内，以便避免显著的灵敏度下降。

频率校正块31对采样点流应用复旋转以补偿估计的频率偏移。旋转还使用频率偏移估计器35的输出而考虑了接收分组时的实时漂移。

定时信息和估计的调制指数也从前导码相关器33输出到匹配滤波器组(MFB)37和频率估计器35。

匹配滤波器组37从频率校正块31接收频率校正采样点的流，向其应用一组滤波器，每个滤波器长度为K比特位。在图2中，K＝5，但K可以是3、4、7、11或任何其他长度。MFB37的每个滤波器在采样的信号和表示根据相应的比特位模式调制的基带波形的相应的滤波器系数序列之间执行复互相关。MFB 37使用从前导码相关器33接收到的调制指数估值

来调整滤波器序列系数。

在每个时间步长，匹配滤波器组37生成2^K个复相关系数的集合，所选择的组中的每个滤波器一个复相关系数，表示进入的采样点的窗口与相应的模板之间的相关的程度。MFB 37计算每个系数的实值模并且将这些作为2^K个相关强度值的集合输出到判决单元39。在一些实施方式中，MFB 37可以类似于申请人较早的申请WO 2019/134947中公开的MFB那样来实现，其全部内容通过引用并入本文，调制指数h根据前导码相关器33输出的估值来确定。

判决单元39接收该相关强度数据并且对其进行处理以生成检测到的硬比特位(即0或1值)的序列。该处理可以与申请人较早的申请WO 2019/207009中针对判决单元描述的处理类似或相同，其全部内容通过引用并入本文。在其他实施方式中，MFB输出可以使用如WO 2014/167318中公开的多数表决原理来处理。判决单元39在每个比特位周期输出解调比特位值。每个解调比特位的值可以根据在K个不同的符号(比特位)周期处的MFB 37的输出确定，这是因为相同的比特位位置在滤波器序列内的K个不同的比特位位置被考虑K次。

在一些实施方式中，进入的数据还可以例如使用基于卷积的前向纠错(FEC)码被编码。在这样的实施方式中，判决单元39可以将解调的比特位输出到单独的解码器，诸如维特比解码器，用于对编码的进入的数据进行解码。在一些实施方式中，检测到的硬比特位的序列可以被馈送到解码器，而在其他实施方式中，判决单元可以将解调的软比特位的序列(即范围从0到1的分数值)输出到解码器。

在一些实施方式中，检测到的比特位沿着反馈路径41被反馈到MFB 37。在这样的实施方式中，这些比特位可以被MFB 37用于帮助优化MFB 37将其与接收到的采样点进行互相关的滤波器序列，例如如WO 2019/207009中描述的那样。

来自匹配滤波器组37的复相关系数也被发送到频率估计器35，同时数据分组被解调。频率估计器35使用它们来检测在前导码相关器33估计的初始频率偏移之后正在进行的频率漂移。这种漂移如果不被校正，可能会对解调的性能产生负面影响。频率漂移的估值被用于将控制信号发送到频率校正块31。

由判决单元39输出的解调比特位流可以存储在存储器23中和/或可以由无线电接收器15或某个其他装置适当地进一步处理。在一些应用中，它可以确定来自外围装置27的输出，例如来自数据分组的可变消息部分的解码数据，可以控制在接收器装置15的显示屏上显示的内容。

图3提供了频率估计器块35的更多细节。

频率估计器35具有用于在每个比特位周期接收MFB 37中的最高相关滤波器的复互相关输出的输入端。它还具有用于接收由判决单元39输出的硬比特位值的流的输入端。它还具有用于从前导码相关器33接收表示调制指数估值的信号的输入端。它具有用于向频率校正块31发送频率调整信号的输出端。

频率估计器块35实现了基于最新的MFB输出的相位与L个比特位以前的MFB输出的相位之间的差来进行频率校正，检测到的比特位历史被用于生成累加的相位偏移，其被用作校正因子以去除由两个MFB输出之间的L比特位延迟引起的相位差的影响。[注意，这与上文前导码相关器33的描述中使用的L不同。]

首先，将描述估计器35的数学基础，接着是示例性硬件实现的描述。

系统模型

以R的比率过采样的连续相位调制信号x_m可被建模为

其中：

-n是数据分组中的当前比特位位置的索引；

-r∈[0,R-1]是每个比特位中的采样点的索引，与符号(即本示例中的比特位)定时锚点的偏移；

-j＝√-1；

-h是调制指数；

-β_k＝2.b_k–1是与比特位b_k位对应的瞬时相移的符号；即使用{-1,1}而不是{0,1}中的值；以及

-P_x是x₀处的功率。

指数内的被加数表示当前符号之前的所有符号的累加相位偏移，其到目前为止在整个比特位流上累加，即从数据分组的第一比特位(l＝0)直到并且包括正好在当前比特位(n)之前的比特位(l＝n-1)。

在某些情况下，发送的信号可以采用脉冲整形，诸如高斯滤波。在这些情况下，该模型仅是近似的；然而，MFB 37的系数仍然有可能基于该模型并成功解调这种信号。

接收到的信号则由下式给出

y_nR+r＝hx_nR+r+υ_nR+r

其中h是表示信道增益和相位的复数，而υ_nR+r是噪声项。

MFB 37通过将采样无线电信号与2^K个滤波器进行非相干相关来检测该接收信号，所述2^K个滤波器的具有对应于所有可能的K比特位序列的调制信号的系数。

漂移跟踪算法

对于特定的比特位序列b(在使用|.|²运算取得其幅度之前为复数)，在符号时间n，对于将接收到的信号与比特位序列b＝{β_n-K+1,…,β_n}进行互相关的K比特位长的滤波器，MFB输出由下式给出

外部被加数将K个项加在一起以计算向量内积。中间的被加数对每个比特位的R个采样点的结果进行相加。由于当前比特位之前的滤波器序列的比特位，内部被加数累加相位偏移。

最大化|d_n(b)|²的特定比特位序列b是非相干最大似然估值。

现在可以扩展接收信号模型y_Rk+r，排除噪声，并且假设没有残余调制指数偏移，并且残余频率偏移δ_f,n在具有值的K个符号的观测窗口上是恒定的。得到的相移等于θ+δ_f,n.n，其中θ是由于信道引起的相对相移并且假定在分组上恒定。这给出：

假设MFB输出比特位序列b_n,est匹配正确的比特位序列和从多数表决比特位检测器39获得的输出b_n,mv的值，最后一个式子可被重新整理以给出下式：

这为基于L个比特位上的相位差d_n(b_n,est)在每个比特位周期计算更新的频率估值提供了基础。选择L>1提供了更好的信噪比。

假设频率在比特位n和比特位n-L处恒定，则

因此，频率估计器35通过跟踪移位寄存器中的b_n,mv的累积和以及另一个移位寄存器中的输出相位arg{d_n(b_n,est)}来生成频率漂移估值的序列，并且提供逻辑来实现该式。注意，由于信道θ引起的相移已被减去。

需要稍少的存储器的替选实施方式只是跟踪移位寄存器中的如下的差

注意，累积比特位之和与相位差都可用于被放置在移位寄存器中时，它们之间存在时间差。

优选地在每个比特位更新漂移频率，这甚至在使用L>1个比特位的相位偏移观测窗口时也是可能的。实验表明，L＝4的值在一些接收器中可以产生良好的性能。

实现

图3示出了在示例性频率偏移估计器35中实现该方法的硬件电路。当然，许多不同的硬件和/或软件实现也是可能的。

一旦判决单元39开始输出检测到的比特位，开关301就激活频率估计器35。此时，前导码相关器33已确定定时信息、初始频率偏移估值和调制指数h的估值。

硬判决比特位“bit”从判决单元39移出并且进入频率估计器35。第一块303为每个比特位计算β＝2.bit-1，并且乘法器305计算β和h的积。

该积被输入到检测比特位累加块307-315，其目的是计算在每个连续的比特位周期的更新的相位调整值

-arg{d_n(b_n，est)}+arg{d_n-L[b_n-L，_cs_t)}。

它使用加法环路307和单个寄存器309来累加解调比特位流暗示的最新相移，而L+1位置移位寄存器311存储前面L个比特位上的累加相位值的历史。缠绕单元313确保这些相位值保持在区间(-π,π]内。减法器315计算最新的解调比特位与L个比特位以前的解调比特位之间的相位差。

一旦最初的L个解调比特位已通过解调比特位累加块307-315，使能信号(“Full”)就被发送到差块319中的激活开关317。

差块319还接收由相位差块321-327计算的相位差值，相位差块321-327作用于MFB37的输出以计算以下项

在每个比特位周期，MFB 37中的最佳匹配滤波器的最新的复输出通过CORDIC321，CORDIC 321通过计算复滤波器输出的反正切值将其转换为相位值。缠绕单元323将其置于区间(-π,π]。该最新的MFB相位值存储在L位置移位寄存器325中。减法器327从最新的相位值减去在移位寄存器325的末尾处的经L比特位周期延迟的相位值。该相位差值被传递到差块319。

差块319包含：减法器329，其从ii)从差块319接收的相位差值减去i)从解调比特位累加块307-315接收的相位调整值。乘法器331将答案除以L(在该特定实现方案中乘以512，以保持定点硬件中的精度)以便将在L比特位周期上测量的相位偏移转换为频率偏移值“delta_f”。阻尼单元333通过阻尼因子α维持与delta_f成比例地向上或向下调整的频率调整值“dffilt”，以避免频率估计的突然的大变化。该调整值dffilt通过硬件特定的缩放单元335缩放并且作为控制信号被发送到频率校正块31。每个比特位周期发送新的控制信号。

图4总结了使用SoC 17执行的解调处理中的一些关键步骤，重点是新颖的频率估计处理。

接收401物理无线电信号并对其进行采样403。将采样点与一个或更多个模板的集合进行互相关405以检测接收到的分组的前导码部分，并且确定比特位级同步、帧级同步、初始频率偏移估值以及调制指数估值。将MFB 37与判决电路39结合而用于解调407数据分组的消息部分。然后频率偏移估计器35计算409最新的MFB最佳匹配滤波器输出的相位与L比特位之前的最佳匹配滤波器的相位之间的差。它还根据判决单元39输出的最新的L个解调比特位计算411相位调整值。它将该相位调整应用413于计算的差(通过适当地对其进行加或减)，并且将答案除以415L以获得频率偏移的更新的估值。频率校正块31使用更新的估值通过将进入的采样点旋转相应的量来应用417频率校正，以补偿频率偏移。该频率估计处理在每个比特位周期重复419直到数据分组结束。

仿真结果

图5示出了实现本文公开的原理的无线电接收器的仿真性能。接收器使用K＝5比特位的滤波器长度、L＝24的前导码相关长度、长度L＝4比特位的相位差观测窗、阻尼系数α＝0.0125、通过接收器使用完美调制指数估计得到的固定调制指数0.5、以及零初始频率偏移。

第一条线51示出了自数据分组开始以来由发送器的压控振荡器(VCO)施加的以kHz为单位的仿真频率漂移与时间的关系。第二条线53示出了接收器在接收到该数据分组时估计的频率偏移。该曲线图示出了接收器极为准确地跟随发送器PLL引起的频率漂移。

图6示出了当对发送器频率应用随机漂移时同一通信系统的仿真性能。第一条线61示出了真实的发送器频率漂移，而第二条线63示出了使用本文公开的原理获得的接收器的频率偏移的估值。存在至少K+L＝9比特位周期的初始周期，同时判决逻辑和移位寄存器正在顺序操作(filing)，此时接收器(错误地)输出零偏移，但此后接收器估值可靠地跟踪实际频率漂移，经受由阻尼因子α提供的一些低通滤波。

蓝牙低功耗^TM(BLE)仿真

使用为蓝牙^TM指定的“脏”仿真参数，通过呈现约200Hz/μsec的频率漂移的“脏”发送器仿真BLE信道。调制指数保持在0.5。应用0Hz的初始频率偏移。MFB的尺寸为K＝5。

已认识到可以使用本方法来补偿前导码相关器中的误差。因此针对较小的前导码相关器长度来对性能进行仿真。将L＝4、α＝0.125的值用于频率偏移估计器中。对100个分组执行仿真，并且使用四个所产生的灵敏度的平均值。此外，由于减少前导码相关器的长度也会影响同步定时，因此还使用精灵选通(即假设完美的定时同步)执行仿真。

下表示出了在BLE 1Mbps模式下各种前导码相关器长度的漂移计算性能，使用了h_TX＝0.5、K＝5、频率偏移0Hz、L＝4、α＝0.125：

可以看出，脏发送器和净发送器之间的性能损失可以忽略不计。此外，漂移计算在校正前导码相关器的残余频率偏移方面做得非常好。

漂移计算取决于调制指数估值，因此执行仿真以查看这是否会相对于不存在漂移的情况产生一些另外的损害。对发送器调制指数h_TX＝0.45的值执行仿真，但保持接收器估值固定在h_RX＝0.5，并且设置调制指数的两个差值h_Drift＝0.45用于漂移计算。设置h_RX＝0.5的值以考虑不执行调制指数估计的实施方式；如果执行，则可以直接查看漂移校正。

下表示出了在BLE 1Mbps模式下各种前导码相关器长度的漂移计算性能，使用了h_TX＝0.45、h_RX＝0.45、K＝5、频率偏移0Hz、L＝4、α＝0.125、超过100个分组：

可以看出，当漂移计算具有调制指数的正确估值时，改善高达约0.3dB。当在干净情况下打开漂移计算时，性能有约0.1dB的改善。

对此至少有两种可能的响应：调制指数估计，或者排除调制指数偏移的影响。对于后者，仅在L个符号观测上0和1的数量相等时，才能更新漂移计算。L＝4的16个可能序列中的6个会发生这种情况。因此，执行了将α的值乘以16/6进行补偿的仿真。

下表示出了在BLE 1Mbps模式下各种前导码相关器长度的漂移计算性能，使用了h_TX＝0.45、h_RX＝0.5、h_Drift＝0.5、K＝5、频率偏移0Hz、L＝4、α＝0.125*(16/6)、超过100个分组：

可以看出，0-1计数方法呈现良好工作，并且性能与完美漂移估计时的性能大致相同。

尽管已经在二进制符号(即比特位)的上下文中描述了以上公开的一些内容，但是将认识到，相同的原理也可以应用于使用更高阶调制，诸如正交调制的系统，其中每个符号可以具有四个或更多可能的值。

本领域的技术人员将认识到，本发明已经通过描述其各种具体实施方式来说明，但不限于这些实施方式；在所附权利要求的范围内，许多变化和修改是可能的。

Claims

1.一种接收器系统，包括：

匹配滤波器组；

判决逻辑；以及

频率偏移估计器，

其中：

所述匹配滤波器组包括用于接收表示频率调制信号或相位调制信号的数据的输入端；

所述判决逻辑被配置成根据所述匹配滤波器组的输出生成解调符号值的序列；

所述频率偏移估计器被配置成：

根据所述匹配滤波器组的第一输出确定第一相位值；

根据所述匹配滤波器组的第二输出确定第二相位值，其中，所述第二输出相对于所述第一输出偏移符号周期的偏移数量L；

根据所述解调符号值的序列中的L符号子序列确定相位调整值，其中，L个符号值中的每一个至少部分地根据所述匹配滤波器组在从所述第一输出到所述第二输出的时间间隔期间输出的相应的一个或更多个值来确定；以及

通过根据i)所述第一相位值加上所述相位调整值与ii)所述第二相位值之间的差来估计频率偏移，从而生成频率偏移估值。

2.根据权利要求1所述的接收器系统，其中，所述频率偏移估计器被配置成根据表示所述频率调制信号或相位调制信号中的、所述判决逻辑尚未确定其各自的解调符号值的一个或更多个符号位置的数据来生成所述频率偏移估值。

3.根据权利要求1或2所述的接收器系统，其中，所述匹配滤波器组包括具有共同滤波器长度的一组滤波器。

4.根据前述权利要求中任一项所述的接收器系统，其中，所述频率偏移估计器被配置成间隔地生成一连串的频率偏移估值。

5.根据前述权利要求中任一项所述的接收器系统，被配置成使用每个频率偏移估值将相应的频率偏移补偿操作应用于表示所述频率调制信号或相位调制信号的数据。

6.根据前述权利要求中任一项所述的接收器系统，被配置成使用每个频率偏移估值来控制模拟或数字本地振荡器信号。

7.根据前述权利要求中任一项所述的接收器系统，包括相关器，所述相关器被配置成通过将表示所述信号的数据中的至少一些与一个或更多个模板进行互相关来确定初始频率偏移估值。

8.根据前述权利要求中任一项所述的接收器系统，其中，所述频率偏移估计器被配置成根据所述匹配滤波器组的第一最佳匹配滤波器的输出确定所述第一相位值，并且被配置成根据所述匹配滤波器组的第二最佳匹配滤波器的输出确定所述第二相位值，其中，所述第二最佳匹配滤波器可以不同于所述第一最佳匹配滤波器。

9.根据前述权利要求中任一项所述的接收器系统，其中，所述第一输出和所述第二输出包括各自的复相关系数，以及其中，所述频率偏移估计器包括：坐标旋转数字计算机(CORDIC)电路，用于根据所述第一输出和所述第二输出确定所述第一相位值和所述第二相位值。

10.根据前述权利要求中任一项所述的接收器系统，其中，所述频率偏移估计器包括用于存储一个或更多个相位值的移位寄存器，并且被配置成以规则的间隔确定相位值并且将每个连续的相位值加载到所述移位寄存器中，以及其中，所述频率偏移估计器还包括：减法器，其被配置成从L个符号周期之后确定的相位值中减去所述移位寄存器中的最旧的相位值。

11.根据前述权利要求中任一项所述的接收器系统，其中，所述偏移数量L大于1。

12.根据前述权利要求中任一项所述的接收器系统，其中，所述频率偏移估计器被配置成通过从所述第一相位值减去所述第二相位值并且通过减去所述相位调整值来生成所述频率偏移。

13.根据权利要求12所述的接收器系统，其中，所述偏移数量L是2的整数次方，以及其中，所述频率偏移估计器被配置成使用移位来将i)所述第一相位值加上所述相位调整值与ii)所述第二相位值之间的差除以所述偏移数量L。

14.根据前述权利要求中任一项所述的接收器系统，其中，所述频率调制信号或相位调制信号使用二进制数据进行调制，以及其中，所述频率偏移估计器被配置成通过对一连串的值求和来确定所述相位调整值，其中，每个值根据每个连续的解调比特位是1还是0而被选择为正常数值或负常数值。

15.根据前述权利要求中任一项所述的接收器系统，被配置成在计算所述相位调整值时接收或生成调制指数参数并且针对该参数。

16.根据前述权利要求中任一项所述的接收器系统，其中，所述频率偏移估计器被配置成通过将L个相移值存储在L符号长的移位寄存器中来确定所述相位调整值，并且将从所述移位寄存器移出的每个相移值加到累加的相移值以提供所述相位调整值，其中，每个存储的相移值被计算为L个相应值的和，所述L个相应值中的每一个取决于所述解调符号值的序列中的相应的解调符号值。

17.根据前述权利要求中任一项所述的接收器系统，其中，所述判决逻辑包括多数表决逻辑，以及其中，每个解调符号是基于来自多个不同时间的所述匹配滤波器组的多个输出来确定的。

18.根据前述权利要求中任一项所述的接收器系统，其中，所述频率调制信号或相位调制信号是无线电信号，以及其中，所述接收器系统包括：无线电接收器电路，用于根据接收到的无线电信号生成表示所述频率调制信号或相位调制信号的数据。

19.根据前述权利要求中任一项所述的接收器系统，其中，所述接收器系统是包括处理器和无线电接收器电路的集成电路芯片，以及其中，所述匹配滤波器组、所述判决逻辑和所述频率偏移估计器被实现为不同于所述处理器的专用硬件电路。

20.一种估计接收器系统中的频率偏移的方法，所述接收器系统被配置成：

根据所述匹配滤波器组的输出生成解调符号值的序列，

所述方法包括：

根据所述匹配滤波器组的第一输出确定第一相位值；

根据i)所述第一相位值加上所述相位调整值与ii)所述第二相位值之间的差来估计频率偏移。