JPH09162943A

JPH09162943A - 受信装置

Info

Publication number: JPH09162943A
Application number: JP7346324A
Authority: JP
Inventors: Katsuhiko Hiramatsu; 勝彦平松
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1995-12-13
Filing date: 1995-12-13
Publication date: 1997-06-20
Anticipated expiration: 2015-12-13
Also published as: JP3388079B2

Abstract

(57)【要約】【課題】受信信号のレベル変動が大きい場合でも既知
のパタンを的確に検出することができる受信装置を提供
する。【解決手段】受信信号に含まれる既知のシンボルを検
出する機構を備えた受信装置において、受信信号と、既
知のシンボルにより構成される既知のパタンとの相関値
を求める相関値算出手段110と、この相関値の包絡線を
求める包絡線検出手段116と、受信信号の包絡線を求め
る受信包絡線検出手段118と、相関値の包絡線を受信信
号の包絡線で規格化する規格化手段120と、規格化され
た相関値を閾値と比較する判定手段122とを設ける。相
関値を受信信号レベルで規格化しているため、受信信号
レベルが変動した場合でも、相関値と閾値との比較を安
定して行なうことができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、移動通信などの受
信装置に関し、特に、受信レベルの変動が大きかった
り、周波数オフセットが大きいときでも的確に同期確立
ができるようにしたものである。

【０００２】

【従来の技術】ＴＤＭＡ方式のディジタル移動通信で
は、送信側は、タイムスロットに同期ワードを含めてデ
ータを送信し、受信側は、同期ワードの既知のパタンを
検出して、受信データの復号の同期を確立する。

【０００３】従来の受信装置は、この同期確立を行なう
機構として、図１０に示すように、受信信号の同相成分
（Ｉ−ｃｈ）をサンプリングするＡ／Ｄ変換器1003と、
受信信号の直交成分（Ｑ−ｃｈ）をサンプリングするＡ
／Ｄ変換器1004と、既知のパタンのシンボル数分（Ｎ
個）の受信信号を格納するメモリ1007と、既知のシンボ
ルのパタンを格納するメモリ1013と、受信信号の同相成
分と直交成分及び既知のシンボルの同相成分と直交成分
の間の相関値を求める相関器1010と、相関出力の包絡線
を求める包絡線検出回路1012と、相関値の包絡線を閾値
と比較して閾値よりも大きい場合には既知のシンボルが
検出されたと判定する判定回路1018とを備えている。

【０００４】この装置では、相関器1010が、メモリ1007
に格納されたＮシンボル分の受信信号とメモリ1013に保
持されている既知のパタンとの相関値を計算し、包絡線
検出回路1016が、この相関値の包絡線を算出する。この
相関器1010と包絡線検出回路1016との動作により、受信
信号と既知シンボルとの相関が次式（１）により与えら
れる。

【０００５】 comb＝(１／Ｎ)√(Σｒ(ｉ)×ｓｗ*(ｉ)）（Σはｉ＝１からＮまで加算）（１）但し、ｓｗ(ｉ)は既知のパタン、Ｎは既知のパタンのシ
ンボル数、ｒ(ｉ)は受信信号、＊は複素共役を表す。

【０００６】このような計算を行なうことにより、受信
信号列が既知のパタンと同じ時は相関値は１となり、異
なる場合は１よりも非常に小さい値となる。判定回路10
18は、この相関値を閾値と比較し、相関値が閾値よりも
大きい場合は既知のパタンが検出されたと判定する。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかし、実際の通信で
は、こうした方法での同期確立を妨げるいくつかの要因
がある。その一つは、移動通信の環境で起こるフェージ
ングであり、時々刻々の大きな受信レベル変動が既知の
パタンの検出を誤らせる。いま、受信信号のレベル変動
比をＡとすると、相関値は次式（２）のようになる。 comb＝√(Σ（Ａｒ(ｉ)）×ｓｗ*(ｉ)）（Σはｉ＝１からＮまで加算）＝Ａ^1/2√(Σｒ(ｉ)×ｓｗ*(ｉ)）（２）但し、式（２）でｓｗ(ｉ)は既知のパタン、Ｎは既知の
パタンのシンボル数、ｒ(ｉ)は受信信号、＊は複素共役
である。また、ここでは簡単のために、受信信号の変動
比Ａは既知のパタンの受信時刻では変動しないとしてい
る。この相関値は、受信信号と既知のパタンとの相関結
果が１になる正しい時刻において、受信信号の振幅比Ａ
が１よりも大きければ、１より大きくなり、振幅比Ａが
１よりも小さければ、１より小さくなる。従って、この
相関値を閾値と比較しても、既知のパタンの受信時刻を
正しく求めることができなくなる。

【０００８】そこで、従来は飽和型の受信機を用い、受
信信号の包絡線を一定にすることにより、このような問
題の解決を図ってきた。しかし、等化器などの高機能な
受信信号補正機能を実現するためには、飽和型の受信機
でなく、受信信号のレベルをそのまま受信する線形受信
機を用いる必要があり、そのため、このような線形受信
機を用いる場合であっても、受信信号のレベル変動に影
響を受けずに同期確立が可能な同期機構が求められる。

【０００９】また、送信機の変調周波数と受信機の復調
周波数との周波数差（以下、周波数オフセットと呼ぶ）
が大きい場合にも、受信機における既知シンボルの検出
性能が劣化する。図３は、この周波数オフセットの相関
値に与える影響を示したものであり、横軸に周波数オフ
セットを、縦軸に相関値を表している。この図３から分
かるように、周波数オフセットが大きくなると相関値が
小さくなり、そのため、既知のシンボルを正確に検出す
ることができなくなる。

【００１０】本発明は、こうした従来の問題点を解決す
るものであり、受信信号のレベル変動が大きい場合でも
既知のパタンを的確に検出することができる受信装置を
提供し、また、周波数オフセットが存在する場合に、そ
の周波数オフセットを簡単に検出し、補償し、また、そ
の周波数オフセットに影響されずに既知パタンを検出す
ることができる受信装置を提供することを目的としてい
る。

【００１１】

【課題を解決するための手段】そこで、本発明の受信装
置では、受信信号と、既知のシンボルにより構成される
既知のパタンとの相関値を求める相関値算出手段と、こ
の相関値の包絡線を求める包絡線検出手段と、受信信号
の包絡線を求める受信包絡線検出手段と、相関値の包絡
線を受信信号の包絡線で規格化する規格化手段と、規格
化された相関値を閾値と比較する判定手段とを設けてい
る。

【００１２】このように、相関値を受信信号レベルで規
格化しているため、受信信号レベルが変動した場合で
も、相関値と閾値との比較を安定して行なうことができ
る。

【００１３】また、現時刻に受信した既知のシンボルと
その前に受信した１シンボル前の既知のシンボルとの位
相差を求める差分手段と、この位相差から既知のシンボ
ル間の本来の位相差の分を減らして、位相差の差分を求
める逆変調手段と、この位相差の差分を既知のシンボル
数に渡って平均し、周波数オフセットベクトルを求める
平均手段とを設けている。

【００１４】このように、受信した既知のシンボル間の
位相差が本来の既知のシンボル間の位相差と差があると
き、その差が周波数オフセットであり、この差を既知の
シンボル数にわたって平均を取ることにより、入力信号
の周波数オフセットを求めることができる。

【００１５】

【発明の実施の形態】本発明の請求項１に記載の発明
は、受信信号に含まれる既知のシンボルを検出する機構
を備えた受信装置において、受信信号と、既知のシンボ
ルにより構成される既知のパタンとの相関値を求める相
関値算出手段と、この相関値の包絡線を求める包絡線検
出手段と、受信信号の包絡線を求める受信包絡線検出手
段と、相関値の包絡線を受信信号の包絡線で規格化する
規格化手段と、規格化された相関値を閾値と比較する判
定手段とを設けたものであり、相関値を受信信号レベル
で規格化しているため、受信信号レベルが変動した場合
でも、相関値と閾値との比較を安定して行なうことがで
きる。

【００１６】請求項２に記載の発明は、受信信号に含ま
れる既知のシンボルを検出する機構を備えた受信装置に
おいて、受信信号と、既知のシンボルにより構成される
既知のパタンとの相関値を求める相関値算出手段と、こ
の相関値のパワを求めるパワ検出手段と、受信信号のパ
ワを求める受信パワ検出手段と、相関値のパワを受信信
号のパワで規格化する規格化手段と、規格化された相関
値を閾値と比較する判定手段とを設けたものであり、こ
の場合も相関値を受信信号レベルで規格化しているた
め、受信信号レベルが変動したときでも、相関値と閾値
との比較を安定して行なうことができる。また、包絡線
を計算する場合に比べて、平方根の計算が不要になり、
演算処理が簡単になる。

【００１７】請求項３に記載の発明は、受信信号に含ま
れる既知のシンボルを検出する機構を備えた受信装置に
おいて、現時刻に受信した既知のシンボルとその前に受
信した１シンボル前の既知のシンボルとの位相差を求め
る差分手段と、この位相差から既知のシンボル間の本来
の位相差の分を減らして、位相差の差分を求める逆変調
手段と、この位相差の差分を既知のシンボル数に渡って
平均し、周波数オフセットベクトルを求める平均手段と
を設けたものであり、積和演算のみによって周波数オフ
セットを求めることができる。

【００１８】請求項４に記載の発明は、この平均手段が
求めた周波数オフセットベクトルから現時刻の入力信号
の周波数オフセットを補正するための周波数オフセット
推定値を求めるベクトル積算出手段と、周波数オフセッ
ト推定値を用いて入力信号の周波数オフセットを補正す
る周波数オフセット除去手段とを設け、ベクトル積算出
手段が、１シンボル前の入力信号の補正に用いた周波数
オフセット推定値と平均手段の求めた周波数オフセット
ベクトルとのベクトル積を求め、これを次の入力信号に
対する周波数オフセット推定値とするように構成したも
のであり、積和演算のみで周波数オフセットを補正する
ことができる。

【００１９】請求項５に記載の発明は、請求項３の構成
に対して、平均手段が求めた周波数オフセットベクトル
の同相成分及び直交成分から周波数オフセット値を求め
るベクトル・周波数変換手段を付加したものであり、位
相の変位量を周波数の変位量に換えて出力することがで
きる。

【００２０】請求項６に記載の発明は、請求項５の構成
に対して、ベクトル・周波数変換手段が求めた周波数オ
フセット値をアナログ電圧に変換するＤ／Ａ変換手段
と、このアナログ電圧により周波数を制御する周波数制
御手段とを付加して、入力信号の周波数オフセットを補
正するように構成したものであり、フィードバックルー
プを通じての周波数オフセットの補正が可能となる。

【００２１】請求項７に記載の発明は、周波数オフセッ
ト除去手段が補正した入力信号と既知のパタンとの相関
値を求める相関値算出手段と、この相関値の包絡線を求
める包絡線検出手段と、入力信号の包絡線を求める受信
包絡線検出手段と、相関値の包絡線を入力信号の包絡線
で規格化する規格化手段と、規格化された相関値を閾値
と比較する判定手段とを設けたものであり、請求項４の
構成と請求項１の構成とを組合せることにより、受信レ
ベルの変動に対しても、周波数オフセットに対しても影
響を受けずに既知のシンボルを検出することができる。

【００２２】請求項８に記載の発明は、複数種類の周波
数オフセットが付加された既知のパタンを格納する記憶
手段と、ベクトル・周波数変換手段が求めた周波数オフ
セット値に応じて記憶手段から読出される既知のパタン
を選択する選択手段と、受信信号と選択手段により選択
された既知のパタンとの相関値を求める相関値算出手段
と、相関値の包絡線を求める包絡線検出手段と、受信信
号の包絡線を求める受信包絡線検出手段と、相関値の包
絡線を受信信号の包絡線で規格化する規格化手段と、規
格化された相関値を閾値と比較する判定手段とを設けた
ものであり、請求項５の構成と請求項１の構成とを組合
せることにより、受信レベルの変動に対しても、周波数
オフセットに対しても影響を受けずに既知のシンボルを
検出することができる。また、この場合、請求項７の構
成に比べて、演算量を減らすことができる。

【００２３】以下、本発明の実施の形態について、図面
を用いて説明する。

【００２４】（実施の形態１）第１の実施形態の受信装
置は、受信信号レベルの変動が大きい場合でも、受信信
号に含まれる既知のパタンを的確に検出する同期機構を
持つ。この装置は、同期機構として、図１に示すよう
に、受信信号の包絡線を求める受信包絡線検出回路118
と、相関値の包絡線を受信信号の包絡線で規格化する規
格化回路120とを備えている。その他の構成は従来の装
置（図１０）と変わりがない。

【００２５】この装置では、受信信号の同相成分（Ｉ−
ｃｈ）と直交成分（Ｑ−ｃｈ）とがそれぞれＡ／Ｄ変換
器103、104に入力し、ここで量子化された結果がメモリ
107に入力する。メモリ107は既知のパタン数（Ｎ）個の
受信信号を格納する。新しい受信信号は、最も古い受信
信号の上に上書きされる。

【００２６】メモリ111は既知のパタンを格納してい
る。相関器110は、メモリ107に格納された受信信号とメ
モリ111に格納された既知のパタンとの相関値を求め
る。実際には、相関器110は、次式（３）、（４）によ
り、同相成分、直交成分の相関値をそれぞれ求め、次
に、包絡線検出回路116が、次式（５）により、同相成
分と直交成分との包絡線を求める。ここで、下付きのＩ
は同相成分、Ｑは直交成分を表す。

【００２７】 comb_I＝Ｒｅ［Σｓｗ(ｉ)×ｒ(ｉ)*］＝Σ｛ｓｗ_I(ｉ)×ｒ_I(ｉ)＋ｓｗ_Q(ｉ)×ｒ_I(ｉ)｝（３） comb_Q＝Ｉｍ［Σｓｗ(ｉ)×ｒ(ｉ)*］＝Σ｛−ｓｗ_Q(ｉ)×ｒ_I(ｉ)＋ｓｗ_I(ｉ)×ｒ_Q(ｉ)｝（４）（Σはｉ＝１からＮまで加算） comb ＝√（comb_I ²＋comb_Q ²）（５）これらの式による演算は、ＤＳＰ等の信号処理プロセッ
サのソフトウェアにより簡単に行なうことができる。

【００２８】一方、受信包絡線検出回路118は、受信信
号の包絡線を次式（６）によって求める。

【００２９】Ａ＝√（Σｒ(ｉ)×ｒ(ｉ)*）（Σはｉ＝１からＮまで加算）＝√（Σ｛ｒ_I(ｉ)×ｒ_I(ｉ)＋ｒ_Q(ｉ)×ｒ_Q(ｉ)}）（６）次に、規格化回路120は、次式（７）により、前記相関
値の包絡線117を受信信号の包絡線119で割って、相関値
を規格化する。

【００３０】ｘ＝comb／Ａ（７）判定回路122は、この受信信号の包絡線で規格化された
相関値を閾値と比較し、この相関値が閾値よりも大きい
場合に既知のシンボルが検出されたものと判定する。

【００３１】なお、相関値を包絡線で割った閾値で比較
することと、閾値に包絡線を掛けた相関値で比較するこ
ととは、全く等価である。後者にすることにより、割算
は不要になる。

【００３２】このように、この受信装置では、相関値を
受信信号の包絡線で規格化しているため、受信信号レベ
ルに左右されずに既知のパタンを検出することができ
る。従って、フェージングが発生しているときでも安定
的に同期確立を図ることができる。

【００３３】（実施の形態２）第２の実施形態の受信装
置は、同期確立のための演算時間の短縮化を図ることが
できる。この装置は、多大な演算時間を費やす平方根演
算を無くすために、図２に示すように、相関値の包絡線
検出に代えて、相関値のパワを検出するパワ検出回路21
6と、受信信号の包絡線検出に代えて、受信信号のパワ
を検出するパワ検出回路218とを備えており、また、判
定回路222は、閾値としてパワの閾値を有している。そ
の他の構成は第１の実施形態（図１）と変わりがない。

【００３４】この装置では、第１の実施形態と同じよう
に、メモリ207に受信信号が格納され、相関器210は、前
記式（３）及び（４）を用いて、受信信号と既知のパタ
ンとの同相成分及び直交成分における相関値を計算す
る。

【００３５】次いで、相関値のパワ検出回路216は、相
関値の同相成分214と直交成分215とから次式（８）によ
って相関パワを求める。

【００３６】 comb ＝comb_I ²＋comb_Q ² （８）一方、受信信号のパワ検出回路218は、受信信号の同相
成分208と直交成分209とから、受信信号のパワを次式
（９）によって求める。

【００３７】Ａ＝Σｒ(ｉ)×ｒ(ｉ)* （Σはｉ＝１からＮまで加算）＝Σ｛ｒ_I(ｉ)×ｒ_I(ｉ)＋ｒ_Q(ｉ)×ｒ_Q(ｉ)} （９）次に、規格化回路220は、次式（１０）により、前記相
関値のパワ217を受信信号のパワ219で割って、相関値を
規格化する。

【００３８】ｘ＝comb／Ａ（１０）判定回路222は、この受信信号で規格化された相関値の
パワを閾値と比較し、この相関値のパワが閾値よりも大
きい場合に既知のシンボルが検出されたものと判定す
る。

【００３９】なお、相関値をパワで割った閾値で比較す
ることと、閾値にパワを掛けた相関値で比較することと
は、全く等価である。後者にすることにより、割算は不
要になる。

【００４０】このように、この受信装置では、相関値の
パワを受信信号のパワで規格化し、その値を用いて既知
のパタンを検出しているため、受信信号レベルに左右さ
れずに、既知のパタンを検出することができる。

【００４１】また、この受信装置では、平方根回路を用
いていないため、ＤＳＰなどの信号処理プロセッサを用
いて演算を行なう場合に、その実行時間が短くて済み、
リアルタイム処理が可能となる。また、この装置をハー
ドウエアで実現する場合でも、構成が簡単となり消費電
流が少なくて済む。但し、演算の構成をすべて第１の実
施形態のときの各値の２乗で用いているために、固定小
数点のハードウェアで実現した場合にダイナミックレン
ジは第１の実施形態の半分になる。

【００４２】（実施の形態３）第３の実施形態の受信装
置は、周波数オフセットのベクトルを検出する機構を持
つ。この装置は、図４に示すように、受信信号の同相成
分（Ｉ−ｃｈ）401をサンプリングするＡ／Ｄ変換器403
と、受信信号の直交成分（Ｑ−ｃｈ）402をサンプリン
グするＡ／Ｄ変換器404と、受信信号を１シンボル時間
だけ遅延させる遅延回路410と、現時刻の受信信号と１
シンボル前の受信信号との位相差を検出する差分回路40
7と、既知のパタンを構成する既知のシンボル間の位相
差を記憶するメモリ416と、差分回路407の出力信号に対
して既知のシンボル間（現時刻の既知のシンボルと１シ
ンボル前の既知のシンボル）の位相差だけ逆回転処理を
する逆変調回路413と、逆変調回路413の出力を平均化し
て周波数オフセットベクトルを出力する平均回路419と
を備えている。

【００４３】ここでは、同相成分と直交成分とから成る
受信信号ベクトルｒ(ｔ)を極座標でｅｘｐ（ｊθ(ｔ)）
と表すことにする。既知のパタンは既知のシンボルの列
で構成され、各既知シンボルとその１つ前のシンボルと
の間の位相変化量（即ち、双方の受信信号ベクトルの成
す角度）は既知である。メモリ416には、既知のシンボ
ル間のこの位相変化量が記憶されている。

【００４４】この装置では、受信信号の同相成分（Ｉ−
ｃｈ）と直交成分（Ｑ−ｃｈ）とがそれぞれＡ／Ｄ変換
器403、404に入力し、Ａ／Ｄ変換器403、404は、量子化
した同相成分と直交成分とを出力する。これらの成分
は、差分回路407と遅延回路410とに入力し、遅延回路41
0は、それを１シンボル時間遅延させて差分回路407に出
力する。これを受けて、差分回路407は、現シンボル
と、遅延回路410から出力された１つ前のシンボルとの
位相差を次式（１１）により検出する。

【００４５】 δ＝ｒ(t)×ｒ*(t-T) ＝ｅｘｐ（ｊ（θ(t)＋ａｔ））×ｅｘｐ（−ｊ（θ(t-T)＋ａ(t-T)））＝ｅｘｐ（ｊ（θ(t)−θ(t-T)）×ｅｘｐ（ｊａＴ）（１１）但し、Ｔはシンボルとシンボルとの間の時間（１シンボ
ル時間）を示し、ａは１シンボル当たりの周波数オフセ
ットによる位相変化量を示す。ここで、ｅｘｐ（ｊ（θ
(t)−θ(t−T)））は変調による項であり、ｅｘｐ（ｊ
ａＴ）は周波数オフセットによる項である。

【００４６】この実際の計算は以下のように行なう。 δ_I＝Ｒｅ［ｒ(ｔ)×ｒ*(ｔ−Ｔ)］＝ｒ_I(ｔ)×ｒ_I(ｔ−Ｔ)＋ｒ_Q(ｔ)×ｒ_Q(ｔ−Ｔ) （１２） δ_Q＝Ｉｍ［ｒ(ｔ)×ｒ*(ｔ−Ｔ)］＝−ｒ_I(ｔ）×ｒ_Q(t−Ｔ）＋ｒ_Q(ｔ)×ｒ_I(ｔ−Ｔ）（１３）下付きのＩとＱとはそれぞれ同相成分と直交成分とを表
す。この差分回路407の演算結果の同相成分408と直交成
分409とは逆変調回路413に入力する。

【００４７】逆変調回路413は、差分回路407から出力さ
れた差分信号に対応する既知シンボルの位相差をメモリ
416から読出し、その差分信号を既知シンボルの位相差
だけ逆方向に回転する逆回転処理（逆変調処理）を行な
う。いま、既知パタンを構成する既知のシンボルが受信
され、差分回路407から、その受信信号の差分信号が出
力されているものとすると、逆変調回路413は、メモリ4
16から、対応する既知シンボルの前シンボルとの位相差
を読出し、次式（１４）によって逆回転処理を行なう。
その結果、周波数オフセットに起因する１シンボル分の
位相変化量の同相成分及び直交成分が出力される。

【００４８】 δθ＝δ×δｓｗ*(ｔ) ＝ｅｘｐ（ｊ（θ(ｔ)−θ(ｔ−Ｔ)）×ｅｘｐ（ｊａＴ） ×ｅｘｐ（−ｊ（θ(ｔ)−θ(ｔ−Ｔ)）＝ｅｘｐ（ｊａＴ）＝δθ_I＋ｊδθ_Q （１４）但し、δｓｗは既知のシンボルの１シンボル時間での位
相変化量である。

【００４９】この計算は、実際には、次式（１５）（１
６）の積和演算により行なう。

【００５０】 δθ_I＝Ｒｅ［δ(ｔ)×δｓｗ*(ｔ)］＝δ_I(ｔ)×δｓｗ_I(ｔ)＋δ_Q(ｔ)×δｓｗ_Q(ｔ) （１５） δθ_Q＝Ｉｍ［δ(ｔ)×δｓｗ*(ｔ)］＝−δ_I(ｔ)×δｓｗ_Q(ｔ)＋δ_Q(ｔ)×δｓｗ_I(ｔ) （１６）このようにして、周波数オフセットの同相成分414と直
交成分415とが検出される。

【００５１】逆変調回路413は、この処理を既知のシン
ボルの数だけ行ない、平均回路419が、その平均値を求
める。

【００５２】以上の処理により、既知のシンボルを用い
て周波数オフセットに起因する１シンボル当たりの位相
変化量を求めることができ、周波数オフセットベクトル
の検出が可能となる。

【００５３】この装置では、ａｒｃｔａｎなどの演算を
含まずに、積和演算だけで周波数オフセットベクトルの
計算を行なっているため、演算が簡単である。

【００５４】（実施の形態４）第４の実施形態の受信装
置は、周波数オフセットベクトルを補正する機構を持
つ。この装置は、図５に示すように、受信信号の同相成
分501と直交成分502とをサンプリングするＡ／Ｄ変換器
503、504と、周波数オフセットベクトル推定値を出力す
る周波数オフセット出力回路508と、周波数オフセット
ベクトル推定値を更新するベクトル積回路515と、受信
信号の周波数オフセットを補正する周波数オフセット除
去回路507とを備えている。

【００５５】周波数オフセット出力回路508は、ここで
は一定の周波数オフセットベクトルの推定値を出力する
ものとする。

【００５６】ベクトル積回路515は、この周波数オフセ
ットベクトルの推定値と前シンボルの周波数オフセット
の補正に用いた補正値とのベクトル積を計算し、それを
現シンボルの周波数オフセット補正値として周波数オフ
セット除去回路507に出力する。

【００５７】この装置への入力信号ｒ′(ｔ)は、周波数
オフセットを含む場合に次式（１７）のように表され
る。

【００５８】ｒ'(ｔ)＝ｒ(ｔ)×ｅｘｐ（ｊａｔ）＝ｒ_I'(ｔ)＋ｊｒ_Q'(ｔ) （１７）但し、ａは１シンボル時間での周波数オフセットによる
位相変化量である。

【００５９】この入力信号に対して、周波数オフセット
除去回路507が、ベクトル積回路515から出力されたｅｘ
ｐ（ｊａ'ｔ)という補正値を用いて周波数オフセットを
補正する。ここでａ'は周波数オフセットによる位相変
化量の推定値である。

【００６０】時刻Ｔにおいて受信された入力信号は次式
（１８）のようになり、また、その入力信号に対する補
正値は式（１９）のようになる。

【００６１】ｒ'(Ｔ)＝ｒ(Ｔ)×ｅｘｐ（ｊａｔ）＝ｒ_I'(Ｔ)＋ｊｒ_Q'(Ｔ) （１８） δ(Ｔ) ＝ｅｘｐ（−ｊａ'ｔ）＝δ_I(Ｔ)−ｊδ_Q(Ｔ) （１９）周波数オフセット除去回路507は、この入力信号の周波
数オフセットを次式（２０）によって補正する。

【００６２】ｒ''(Ｔ)＝ｒ'(Ｔ)×δ(Ｔ) ＝ｒ(Ｔ)×ｅｘｐ（ｊａｔ）×ｅｘｐ（−ｊａ'ｔ）＝ｒ(Ｔ)×ｅｘｐ（ｊ（ａ−ａ'）Ｔ）（２０）周波数オフセット推定値ａ'が正しく推定されていれば
ａ−ａ'は零となり、周波数オフセットが除かれる。こ
のとき、周波数オフセット除去回路507は、実際の演算
を、受信信号の同相成分505と直交成分506、及び周波数
オフセット補正ベクトルの同相成分511と直交成分512と
を用いて次式（２１）及び（２２）のように行なう。

【００６３】ｒ_I''(Ｔ)＝Ｒｅ［ｒ'(Ｔ)×δ(Ｔ)］＝ｒ_I'(Ｔ)×δ_I(Ｔ)＋ｒ_Q'(Ｔ)×δ_Q(Ｔ) （２１）ｒ_Q''(Ｔ)＝Ｉｍ［ｒ'(Ｔ)×δ(Ｔ)］＝−ｒ_I'(Ｔ)×δ_Q(Ｔ)＋ｒ_Q'(Ｔ)×δ_I(Ｔ) （２２）

【００６４】次に、時刻２Ｔの場合について考える。時
刻２Ｔに受信した入力信号は次式（２３）のようにな
る。この場合、周波数オフセットによる位相変化が２ａ
Ｔとなっているのが分かる。

【００６５】ｒ'(２Ｔ)＝ｒ(２Ｔ)×ｅｘｐ（ｊ２ａＴ）＝ｒ_I'(２Ｔ)＋ｊｒ_Q'(２Ｔ) （２３）このとき、ベクトル積回路515は、周波数オフセット出
力回路508から出力された周波数オフセットベクトル推
定値δ(Ｔ)と前シンボルの周波数オフセットの補正に用
いた補正値δ(Ｔ)とのベクトル積を計算し、計算結果を
現シンボルの周波数オフセット補正値として周波数オフ
セット除去回路507に出力する。このときの現シンボル
の周波数オフセット補正値は、次式（２４）に示すよう
に、 δ(２Ｔ)＝δ(Ｔ)×δ(Ｔ) ＝ｅｘｐ（−ｊａ'Ｔ）×ｅｘｐ（−ｊａ'Ｔ）＝ｅｘｐ（−ｊ２ａ'Ｔ）＝δ_I(２Ｔ)−ｊδ_Q(２Ｔ) （２４）となり、位相変化量が先の（−ａ'Ｔ）から（−２ａ'
Ｔ）へと増加する。

【００６６】そのため、周波数オフセット除去回路507
は、この補正値を用いて、次式（２５）により、入力信
号ｒ'(２Ｔ)に含まれる周波数オフセットベクトルを補
正することができる。

【００６７】ｒ''(２Ｔ)＝ｒ'(２Ｔ)×δ(２Ｔ) ＝ｒ(２Ｔ)×ｅｘｐ（ｊ２ａｔ）×ｅｘｐ（−ｊ２ａ'ｔ）＝ｒ(２Ｔ)×ｅｘｐ（ｊ２（ａ−ａ'）Ｔ）（２５）この実際の演算は、受信信号の同相成分505と直交成分5
06、及び周波数オフセット補正ベクトルの同相成分511
と直交成分512を用いて、式（２１）及び（２２）に準
じて行なわれる。

【００６８】時刻３Ｔ以降の入力信号についても、同じ
ように、ベクトル積回路515が周波数オフセット補正値
を更新し、周波数オフセット除去回路507が、更新され
た補正値を用いて、入力信号に含まれる周波数オフセッ
トの除去を行なう。

【００６９】このように、この装置では、積和演算のみ
で周波数オフセットベクトルの補正を行なうことができ
る。

【００７０】（実施の形態５）第５の実施形態の受信装
置は、図６に示すように、第３の実施形態の機構に、ベ
クトル（位相）を周波数に変換するベクトル−周波数変
換回路622を付加したものであり、検出された周波数オ
フセットベクトルから、ＶＯＣの制御などに用いるため
の周波数の変位を得ることを可能にしている。

【００７１】周波数オフセットベクトルは、第４の実施
形態の補正機構を用いて周波数オフセットを補正する場
合に有効である。しかし、アナログの発振器を電圧で制
御するＶＣＯを用いて周波数オフセットを補正する場合
には、周波数オフセットのベクトルを求めるよりも、周
波数の変位量を求めて、これをＶＣＯに与えた方が有効
である。

【００７２】この装置では、第３の実施形態で説明した
動作により、平均回路619から周波数オフセットベクト
ルの同相成分620と直交成分621とが次式（２６）により
出力される。

【００７３】 δ＝ｅｘｐ（−ｊａｔ）＝δ_I−ｊδ_Q （２６）ここで、ａは周波数オフセットによる１シンボル時間当
たりの位相変化量であり、単位は［ｒａｄ／ｓ］であ
る。これを周波数の変位δｆ［Ｈｚ］に変換するとａ／
２πとなる。

【００７４】ベクトル−周波数変換回路622は、周波数
オフセットベクトルの直交成分δ_Iと同相成分δ_Qとから
式（２７）によりδｆを計算する。

【００７５】 δｆ＝ａ／２π ＝ｔａｎ^-1（−δ_Q／δ_I）／２πＴ（２７）こうして、この装置では、ベクトル−周波数変換回路62
2を付加したことにより、周波数オフセットベクトルの
直交成分δ_Iと同相成分δ_Qとから周波数オフセット623
を検出することができる。

【００７６】（実施の形態６）第６の実施形態の受信装
置は、第５の実施形態の機構で検出された周波数オフセ
ットを補正するための構成を有している。この装置は、
図７に示すように、周波数オフセット推定値をアナログ
電圧に変換するＤ／Ａ変換器729と、電圧により発振周
波数を制御する電圧制御型発振器（ＶＣＯ）731と、高
周波数の入力信号とＶＣＯ731の周波数とを掛け合わせ
て低周波数に変換するミキサ725と、不要周波数を取り
除くバンドパルフィルタ（ＢＰＦ）726と、ＩＦ周波数
を同相成分と直交成分とに変換する直交検波回路728と
を備えている。その他の構成は第５の実施形態と変わり
がない。

【００７７】この装置では、検出された周波数オフセッ
ト723が位相−周波数変換回路722から出力され、Ｄ／Ａ
変換器729に入力する。Ｄ／Ａ変換器729は、周波数オフ
セット推定値723をアナログ電圧730に変換する。

【００７８】ＶＣＯ731は電圧によって発振周波数を制
御できる発振器であり、予め設定してある発振周波数に
対して、周波数オフセット推定値のアナログ電圧730に
応じて発振周波数を微調整することができる。

【００７９】ミキサ725は、ＶＣＯ731から出力された、
発振周波数の微調整されている周波数（周波数＝ｆ２）
732と、高周波の受信信号（周波数＝ｆ１）724とを掛け
算する。すると、（ｆ１＋ｆ２）と（ｆ１−ｆ２）との
２種類の周波数733がミキサ725から出力される。

【００８０】ＢＰＦ726は、この内の低い方の周波数
（ｆ１−ｆ２）を通すように構成されている。直交検波
回路728は、ＢＰＦ726の出力を同相成分701と直交成分7
02とに変換する。

【００８１】このように、この装置では、フィードバッ
クループを通じて、検出された周波数オフセットに応じ
た調整がミキサ725に加えられ、周波数オフセットが補
正される。

【００８２】（実施の形態７）第７の実施形態の受信装
置は、図８に示すように、第３の実施形態の周波数オフ
セットベクトルの検出機構と、第４の実施形態の周波数
オフセットの補正機構と、第１の実施形態の既知シンボ
ル検出機構とを組合せたものである。

【００８３】それぞれの機構の動作は、各実施形態にお
いて説明した通りである。

【００８４】この装置では、まず、周波数オフセットベ
クトル検出機構が、既知のシンボル分（Ｎ個）の受信信
号列から周波数オフセットベクトルの同相成分820と直
交成分821とを推定する。このとき、既知のシンボル分
（Ｎ個）の受信信号はメモリ822に格納される。

【００８５】次に、周波数オフセット補償機構は、周波
数オフセットベクトルの同相成分820と直交成分821とを
用いて、メモリ822に格納されている受信信号の周波数
オフセットを補償する。

【００８６】周波数オフセットが補償された受信信号の
同相成分826と直交成分827とは、既知シンボルの検出機
構に入力し、ここで、既知のシンボルの同相成分835と
直交成分836との相関が計算され、さらに受信信号の包
絡線840での正規化が行なわれ、閾値判定により既知の
シンボルの受信が検出される。

【００８７】このように、この装置では、周波数オフセ
ットに影響されず、また、受信信号レベルの変動にも影
響されずに、既知のシンボルの受信時刻を検出すること
ができる。

【００８８】（実施の形態８）第８の実施形態の受信装
置は、図９に示すように、第５の実施形態の周波数オフ
セット検出機構と、第１の実施形態の既知シンボル検出
機構とを組合せると共に、この既知シンボル検出機構の
相関器933に対して、検出された周波数オフセットを付
加した既知パタンを与えるための既知パタン選択機構を
設けている。

【００８９】この既知パタン選択機構は、数種類の周波
数オフセットが付加された既知のパタンを格納している
メモリ925と、検出された周波数オフセットに応じて、
メモリ925から読出すべき既知パタンを選択する選択回
路924とを備えている。

【００９０】この装置では、周波数オフセット検出機構
が、既知のシンボル分（Ｎ個）の受信信号列から周波数
オフセット923を推定する。このとき、既知のシンボル
分（Ｎ個）の受信信号はメモリ930に格納される。

【００９１】一方、周波数オフセット923が入力した選
択回路924は、既知パタン選択機構のメモリ925に格納さ
れている複数種類の周波数オフセットが付加された既知
シンボルの中から、周波数オフセット923に最も近い周
波数オフセットが付加された既知シンボルを選び、相関
器933に出力する。

【００９２】このとき、選択回路924は、（１）周波数
オフセット923を量子化し、テーブルの引数を計算し、
（２）この引数を用いて、複数種類の周波数オフセット
が付加された既知のパタンを格納してあるメモリ925か
らテーブル引きを行なう、という手順によって、適切な
周波数オフセットの付加された既知のパタンを得ること
ができる。

【００９３】既知シンボル検出機構の相関器933は、メ
モリ930に格納された受信信号の直交成分931及び同相成
分932と、選択回路924により選択された既知のシンボル
の同相成分928及び直交成分929との相関を計算する。そ
の後の既知シンボル検出機構における手順は、第７の実
施形態の場合と同じである。

【００９４】この装置は、第７の実施形態よりも、ハー
ド構成における回路規模を減らし、また、ソフトで実現
する場合の演算量を削減することができる。

【００９５】

【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
の受信装置は、受信信号のレベル変動が大きい場合で
も、既知のシンボルを的確に検出し、安定した同期確立
を図ることができる。

【００９６】また、既知のシンボルを用いて、周波数オ
フセットや周波数オフセットベクトルを検出することが
でき、また、検出結果に基づいて周波数オフセットを補
正することができる。

【００９７】また、この補正機構を同期確立の構成に組
み入れることにより、周波数オフセットの影響を受けず
に、既知のシンボルを検出して、安定的に同期を確立す
ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施形態における受信装置の構
成を示すブロック図、

【図２】本発明の第２の実施形態における受信装置の構
成を示すブロック図、

【図３】相関値の周波数オフセットにおける劣化を示す
図、

【図４】本発明の第３の実施形態における受信装置の構
成を示すブロック図、

【図５】本発明の第４の実施形態における受信装置の構
成を示すブロック図、

【図６】本発明の第５の実施形態における受信装置の構
成を示すブロック図、

【図７】本発明の第６の実施形態における受信装置の構
成を示すブロック図、

【図８】本発明の第７の実施形態における受信装置の構
成を示すブロック図、

【図９】本発明の第８の実施形態における受信装置の構
成を示すブロック図、

【図１０】従来の受信装置の構成を示すブロック図であ
る。

【符号の説明】

103、104、203、204、403、404、 503、504、603、604、703、704、 803、804、903、904、1003、1004 Ａ／Ｄ変換器 107、111、207、211、416、616、716、815、821、833、
916、925、930、1007 メモリ 110、210、830、933、1010 相関器 116、118、836、838、936、938、1016 包絡線検出回路 120、840、940 規格化回路 122、222、842、942、1018 判定回路 216、218 パワ検出回路 407、607、707、807、907 差分回路 410、610、710、809、910 遅延回路 413、613、713、812、913 逆変調回路 419、619、719、818、919 平均回路 508 周波数オフセット出力回路 515、827 ベクトル積回路 507、824 周波数オフセット除去回路 622、722、922 ベクトル−周波数変換回路 729 Ｄ／Ａ変換器 731 電圧制御発振器 725 ミキサ 726 バンドパスフィルタ 728 直交検波器 924 選択回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】受信信号に含まれる既知のシンボルを検
出する機構を備えた受信装置において、受信信号と、既知のシンボルにより構成される既知のパ
タンとの相関値を求める相関値算出手段と、前記相関値の包絡線を求める包絡線検出手段と、受信信号の包絡線を求める受信包絡線検出手段と、前記相関値の包絡線を前記受信信号の包絡線で規格化す
る規格化手段と、規格化された前記相関値を閾値と比較する判定手段とを
具備することを特徴とする受信装置。
【請求項２】受信信号に含まれる既知のシンボルを検
出する機構を備えた受信装置において、受信信号と、既知のシンボルにより構成される既知のパ
タンとの相関値を求める相関値算出手段と、前記相関値のパワを求めるパワ検出手段と、受信信号のパワを求める受信パワ検出手段と、前記相関値のパワを前記受信信号のパワで規格化する規
格化手段と、規格化された前記相関値を閾値と比較する判定手段とを
具備することを特徴とする受信装置。
【請求項３】受信信号に含まれる既知のシンボルを検
出する機構を備えた受信装置において、現時刻に受信した既知のシンボルとその前に受信した１
シンボル前の既知のシンボルとの位相差を求める差分手
段と、前記位相差から前記既知のシンボル間の本来の位相差の
分を減らして、位相差の差分を求める逆変調手段と、前記位相差の差分を既知のシンボル数に渡って平均し、
周波数オフセットベクトルを求める平均手段とを具備す
ることを特徴とする受信装置。
【請求項４】前記平均手段が求めた周波数オフセット
ベクトルから現時刻の入力信号の周波数オフセットを補
正するための周波数オフセット推定値を求めるベクトル
積算出手段と、前記周波数オフセット推定値を用いて入
力信号の周波数オフセットを補正する周波数オフセット
除去手段とを具備し、前記ベクトル積算出手段が、１シ
ンボル前の入力信号の補正に用いた周波数オフセット推
定値と前記平均手段の求めた周波数オフセットベクトル
とのベクトル積を求め、これを次の入力信号に対する周
波数オフセット推定値とすることを特徴とする請求項３
に記載の受信装置。
【請求項５】前記平均手段が求めた周波数オフセット
ベクトルの同相成分及び直交成分から周波数オフセット
値を求めるベクトル・周波数変換手段を付加したことを
特徴とする請求項３に記載の受信装置。
【請求項６】前記ベクトル・周波数変換手段が求めた
周波数オフセット値をアナログ電圧に変換するＤ／Ａ変
換手段と、前記アナログ電圧により周波数を制御する周
波数制御手段とを付加して、入力信号の周波数オフセッ
トを補正することを特徴とする請求項５に記載の受信装
置。
【請求項７】前記周波数オフセット除去手段が補正し
た入力信号と既知のパタンとの相関値を求める相関値算
出手段と、前記相関値の包絡線を求める包絡線検出手段
と、前記入力信号の包絡線を求める受信包絡線検出手段
と、前記相関値の包絡線を前記入力信号の包絡線で規格
化する規格化手段と、規格化された前記相関値を閾値と
比較する判定手段とを具備することを特徴とする請求項
４に記載の受信装置。
【請求項８】複数種類の周波数オフセットが付加され
た既知のパタンを格納する記憶手段と、前記ベクトル・
周波数変換手段が求めた周波数オフセット値に応じて前
記記憶手段から読出される前記既知のパタンを選択する
選択手段と、受信信号と前記選択手段により選択された
既知のパタンとの相関値を求める相関値算出手段と、前
記相関値の包絡線を求める包絡線検出手段と、受信信号
の包絡線を求める受信包絡線検出手段と、前記相関値の
包絡線を前記受信信号の包絡線で規格化する規格化手段
と、規格化された前記相関値を閾値と比較する判定手段
とを具備することを特徴とする請求項５に記載の受信装
置。