JPS6048648A - 搬送波再生回路 - Google Patents
搬送波再生回路Info
- Publication number
- JPS6048648A JPS6048648A JP58156316A JP15631683A JPS6048648A JP S6048648 A JPS6048648 A JP S6048648A JP 58156316 A JP58156316 A JP 58156316A JP 15631683 A JP15631683 A JP 15631683A JP S6048648 A JPS6048648 A JP S6048648A
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- JP
- Japan
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- signal
- circuit
- bit
- phase
- quadrature
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- Granted
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/3818—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation, i.e. using one or more nominally phase synchronous carriers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（技術分野〕
本発明は多値直交振幅変調方式においてＡ／Ｊ）変換器
、ディジタル信号処理回路を用いた搬送波再生回路の構
成法に関するものである。
、ディジタル信号処理回路を用いた搬送波再生回路の構
成法に関するものである。
（背景技術〕
多値直交振幅変調方式において同期検波用の搬送波を再
生する回路としてＡ／Ｄ変換器により多値信号を識別し
、その識別結果を用いてディジタル処理回路（例えば１
（ＯＭ、論理回路等）により搬送波位相の制御信号を得
る搬送波再生回路が考案されている。（例えば特願昭５
８−２１６０４ ）この搬送波再生回路は搬送波位相の
同期引き込み特性を改善するため同４目軸および直交軸
からの距離が等ｔ２い信号点だけを制御情報としていた
ため、位相同期時において、復調信号の符号量干渉の少
ない定常時には位相同期回路のループゲインの低下し再
生搬送波ジッタが増加するという欠点があった。
生する回路としてＡ／Ｄ変換器により多値信号を識別し
、その識別結果を用いてディジタル処理回路（例えば１
（ＯＭ、論理回路等）により搬送波位相の制御信号を得
る搬送波再生回路が考案されている。（例えば特願昭５
８−２１６０４ ）この搬送波再生回路は搬送波位相の
同期引き込み特性を改善するため同４目軸および直交軸
からの距離が等ｔ２い信号点だけを制御情報としていた
ため、位相同期時において、復調信号の符号量干渉の少
ない定常時には位相同期回路のループゲインの低下し再
生搬送波ジッタが増加するという欠点があった。
（発明の目的９
本発明はこれらの欠点を解決するため、同期引ぎ込み時
および同期時において復調信号の符号量干渉量が大の場
合、擬似引き込み現象の防１」１お工びループゲインの
低下を防ぐため、同相軸および直交軸からの距離が等し
い点だけを選択し、位相制御情報とする。一方同期時に
おいて復調信号の符号量干渉が小の場合（定常時）、す
へての点を制御情報とすることにより定常時におけるル
ープケインの向上および再生搬送波のＣ／Ｎの向上が可
能なように、Ａ／１〕変換器出力の識別結果により一ヒ
位（ｎ＋１）ビット目と上位（ｎ ＋２ ）ビット目の
排他的論理和の結果により自動的に制御情報を切り替え
ることを可能にした搬送波再生回路を提供することにあ
る。
および同期時において復調信号の符号量干渉量が大の場
合、擬似引き込み現象の防１」１お工びループゲインの
低下を防ぐため、同相軸および直交軸からの距離が等し
い点だけを選択し、位相制御情報とする。一方同期時に
おいて復調信号の符号量干渉が小の場合（定常時）、す
へての点を制御情報とすることにより定常時におけるル
ープケインの向上および再生搬送波のＣ／Ｎの向上が可
能なように、Ａ／１〕変換器出力の識別結果により一ヒ
位（ｎ＋１）ビット目と上位（ｎ ＋２ ）ビット目の
排他的論理和の結果により自動的に制御情報を切り替え
ることを可能にした搬送波再生回路を提供することにあ
る。
（発明の構成及び作用）
以下、本発明を図面に基づいて説明する。
本発明の構成を第１図に示す。同図において、１は入力
端子、２と２′は直交位相検波器、３と３′は高調波除
去用低域通過フィルタ、１１と４′は直流増幅器、５と
５′は（ｎ ＋ ２ ）ビットのＡ／Ｊ）変換器、］６
はループフィルタ（ＬＰ］、ｉ”）、１７は電圧制御発
振器（八ｒｃｏ）、１８はπ／２移Ａ目器、２２はＶ
ＣＯ制御回路である。動作原理について説明すると、入
力端子１を介して２２′１値の直交振幅変調波を入力し
、直交位相検波器２、Ｉを通して得られた同相および直
交成分の２ｎ値のベースバント信号に対し高調波除去用
低域通過フィ／Ｌ、夕３．３′を通し所定のレベルにな
るように直流増幅器４．４′を通し、所動ミ立ケ＝９
−°」ニー」竺凸匝 ｉミそのゲインとオフセントを調整する。その信号を（
ｎ＋２）ビットのＡ／Ｄ変換器５．５１を通すことによ
り、上位】〕ビピッがそのまま識別結果となる。その上
位ｎビット、上位（ｎ＋ｔ）ビット目及び上位（ｎ＋２
）ビットロをｖＣＯ制御回路２２を通すことにより■Ｃ
Ｏ制御信号を取り出す。
端子、２と２′は直交位相検波器、３と３′は高調波除
去用低域通過フィルタ、１１と４′は直流増幅器、５と
５′は（ｎ ＋ ２ ）ビットのＡ／Ｊ）変換器、］６
はループフィルタ（ＬＰ］、ｉ”）、１７は電圧制御発
振器（八ｒｃｏ）、１８はπ／２移Ａ目器、２２はＶ
ＣＯ制御回路である。動作原理について説明すると、入
力端子１を介して２２′１値の直交振幅変調波を入力し
、直交位相検波器２、Ｉを通して得られた同相および直
交成分の２ｎ値のベースバント信号に対し高調波除去用
低域通過フィ／Ｌ、夕３．３′を通し所定のレベルにな
るように直流増幅器４．４′を通し、所動ミ立ケ＝９
−°」ニー」竺凸匝 ｉミそのゲインとオフセントを調整する。その信号を（
ｎ＋２）ビットのＡ／Ｄ変換器５．５１を通すことによ
り、上位】〕ビピッがそのまま識別結果となる。その上
位ｎビット、上位（ｎ＋ｔ）ビット目及び上位（ｎ＋２
）ビットロをｖＣＯ制御回路２２を通すことにより■Ｃ
Ｏ制御信号を取り出す。
その信号をループフィルタ１６を通して平滑化し、ＶＣ
Ｏ］、７を制御することにより搬送波を再生−ｆ’る。
Ｏ］、７を制御することにより搬送波を再生−ｆ’る。
具体的には、Ｖ ＣＯ制御回路は（ｎ ＋２ ）ビット
のＡｌ１）変換器２２の出力に基づいて、搬送波位相誤
差信号（信号１とする）と、搬送波再生ループの状態を
検出する信号（信号２とするつと、同相軸および論文軸
からの距離が等しい信号たげを選択する信号（信号３と
する〕とを検出し、信号２と３の論理和なとりこの結果
とタイミング信号の論理積をとった信号により信号１を
サンプルホールドし、電圧制御発振器２２を制御する。
のＡｌ１）変換器２２の出力に基づいて、搬送波位相誤
差信号（信号１とする）と、搬送波再生ループの状態を
検出する信号（信号２とするつと、同相軸および論文軸
からの距離が等しい信号たげを選択する信号（信号３と
する〕とを検出し、信号２と３の論理和なとりこの結果
とタイミング信号の論理積をとった信号により信号１を
サンプルホールドし、電圧制御発振器２２を制御する。
次に、１．６ Ｑ ｉ〜Ｍ信号（ｎ＝２）を例にト’ｌ
、本発明の実施例を第２図〜第４図に基づいて説明する
。。第２図は１６ＱＡＭ信号を用いた場合の構成図であ
る。同図において、６．７．９．１ｏはＪＪ１他的論的
論理和ＥＸ−ＯＲ）、８．１２は拮他的反転論理相（Ｅ
Ｘ−ＮＯＲ）、１１．１４は２人カＡＮＤ、１３は２人
カＯＲ，１ｓはＤ形フリップフロップ、１９はタイミン
グ信号入力端子、２１は同相軸および直交軸からの距離
の等１−い信号点のみを選択する回路である。
、本発明の実施例を第２図〜第４図に基づいて説明する
。。第２図は１６ＱＡＭ信号を用いた場合の構成図であ
る。同図において、６．７．９．１ｏはＪＪ１他的論的
論理和ＥＸ−ＯＲ）、８．１２は拮他的反転論理相（Ｅ
Ｘ−ＮＯＲ）、１１．１４は２人カＡＮＤ、１３は２人
カＯＲ，１ｓはＤ形フリップフロップ、１９はタイミン
グ信号入力端子、２１は同相軸および直交軸からの距離
の等１−い信号点のみを選択する回路である。
尚、その他の構成については、第１図と同様である。
同図において、直交位相検波器２．２′を通して得られ
た同相および直交成分の４値のベースバンド信号（Ｃ対
し高調波除去用低域通過フィルタ；３．３′を通し第３
図のレベルダイヤとなる様、直流増幅器４．４′のゲイ
ンおよびオフセットを調９する。
た同相および直交成分の４値のベースバンド信号（Ｃ対
し高調波除去用低域通過フィルタ；３．３′を通し第３
図のレベルダイヤとなる様、直流増幅器４．４′のゲイ
ンおよびオフセットを調９する。
すなわち４ビットのディジタル信号に変換する場合、最
上位ビットの識別レベル（］”ａｔｂ ｌ の識別と呼
ぶ）をＡ／Ｄ変換器入カフ↑□；圧を２等分−ｆ′／Ｊ
よｒ）ｉｃ設定スフｓ。上位２ ヒノ） Ｕ：ｌ ０ｉ
ｉｉｌｉ別（Ｐａｔｈ ２の識別と呼ぶ）は入力電圧な
１１等分する様にレベル設定することにより」二値２ビ
ットがそのまま４値信号の識別結果となる。上位３ビツ
ト目の識別（Ｐａｔｈ ３ の識別と呼ぶ）は入力電圧
を８等分１−る様に設定し、信号点の定常状態からの偏
移方向を検出し、上位４ビツト目の識別（Ｐａｔｈ ４
の識別と呼ぶ）は入力電圧を１６等分するように設定し
信号点の定常状態からの偏移量を検出する。次に、第４
図に示す、Ｊ：５に同相分および直交分のＰａｔｈ １
の値（Ｓｕ、５Ｉ２）により信号点の象限を判定し、ｐ
ａｔｈ ３の値（８３□、８３２）により符号量干渉の
方向を判定することにより搬送波位相誤差θの方向を一
意的に決定できる。例えば第１象限では８１１”’８１
２＝１であり、Ｓｓ、＝１の場合θ−１となる。尚、Ｓ
ｌ。
上位ビットの識別レベル（］”ａｔｂ ｌ の識別と呼
ぶ）をＡ／Ｄ変換器入カフ↑□；圧を２等分−ｆ′／Ｊ
よｒ）ｉｃ設定スフｓ。上位２ ヒノ） Ｕ：ｌ ０ｉ
ｉｉｌｉ別（Ｐａｔｈ ２の識別と呼ぶ）は入力電圧な
１１等分する様にレベル設定することにより」二値２ビ
ットがそのまま４値信号の識別結果となる。上位３ビツ
ト目の識別（Ｐａｔｈ ３ の識別と呼ぶ）は入力電圧
を８等分１−る様に設定し、信号点の定常状態からの偏
移方向を検出し、上位４ビツト目の識別（Ｐａｔｈ ４
の識別と呼ぶ）は入力電圧を１６等分するように設定し
信号点の定常状態からの偏移量を検出する。次に、第４
図に示す、Ｊ：５に同相分および直交分のＰａｔｈ １
の値（Ｓｕ、５Ｉ２）により信号点の象限を判定し、ｐ
ａｔｈ ３の値（８３□、８３２）により符号量干渉の
方向を判定することにより搬送波位相誤差θの方向を一
意的に決定できる。例えば第１象限では８１１”’８１
２＝１であり、Ｓｓ、＝１の場合θ−１となる。尚、Ｓ
ｌ。
においで１はバスの番号を示しく本実施例の場合ｉ＝１
〜４）、ｊは同相分（ｊ＝１）又は直交分（ｊ＝２）を
示す。θ−１となるすべての象限について、符号量干渉
の方向との関係を真理値表で示すと第１表のようになる
。
〜４）、ｊは同相分（ｊ＝１）又は直交分（ｊ＝２）を
示す。θ−１となるすべての象限について、符号量干渉
の方向との関係を真理値表で示すと第１表のようになる
。
（以下余白）
第１表
θは次式で与えられる。
θ−８Ｈ・Ｓ＋２ ・Ｓｓ、＋８１、・８１２・８３＋
’１−ｓｌｌ’ ｓ＋２’ ＳＫＩ 十８１１” Ｓ
＋２・５３１−８１２・８３４→−８１□・８３１ −８１２■８３１ つまりθ−８Ｉ２■８３＋という関係を導くことかでき
る。従って、直交分の第１ ｒ’ａｔｈの値と同相分の
第３ Ｐａｔｈの値の排他的反転論理和（ＥＸ −Ｎ’
ＯＩ＜１） ｔ（とることにより、搬送波位相誤差信号
を得ることができる。一方、同相軸および直交軸からの
距１ξ１１が等しい信号点だけを選択する回路２１の一
例として、同相分および直交分についてそれぞれＰ ａ
Ｌ ｂ ｌとＰａｔｈ２の排他的論理和９．１０の結
果について排他的反転論理和１２をとることにより実現
することができる。
’１−ｓｌｌ’ ｓ＋２’ ＳＫＩ 十８１１” Ｓ
＋２・５３１−８１２・８３４→−８１□・８３１ −８１２■８３１ つまりθ−８Ｉ２■８３＋という関係を導くことかでき
る。従って、直交分の第１ ｒ’ａｔｈの値と同相分の
第３ Ｐａｔｈの値の排他的反転論理和（ＥＸ −Ｎ’
ＯＩ＜１） ｔ（とることにより、搬送波位相誤差信号
を得ることができる。一方、同相軸および直交軸からの
距１ξ１１が等しい信号点だけを選択する回路２１の一
例として、同相分および直交分についてそれぞれＰ ａ
Ｌ ｂ ｌとＰａｔｈ２の排他的論理和９．１０の結
果について排他的反転論理和１２をとることにより実現
することができる。
また、同相分および直交分について、それぞれＰａｔｈ
３ とｐａｔｌ＋４の拶［論的論理相６．７の結果、
第３図に示すように°゛１′″の場合には、符号量干渉
が小の場合であり、定常時であると判断する。逆に排他
的論理和の結果が０″の場合、符号量干渉が犬であるか
、または同期はずれの状態であると判断することができ
る。従って、符号量干渉が小の場合、選択信号（１２の
出力〕と論］ｌｊ相Ｊ３をとることにより選択信号にか
かわらず１″″となり、タイミング信号そのものがザン
ブルホールド回路１５を駆動するため、すべての信号点
を制御情報にすることができ定常時での再生搬送波のＣ
／Ｎを向上することができる。
３ とｐａｔｌ＋４の拶［論的論理相６．７の結果、
第３図に示すように°゛１′″の場合には、符号量干渉
が小の場合であり、定常時であると判断する。逆に排他
的論理和の結果が０″の場合、符号量干渉が犬であるか
、または同期はずれの状態であると判断することができ
る。従って、符号量干渉が小の場合、選択信号（１２の
出力〕と論］ｌｊ相Ｊ３をとることにより選択信号にか
かわらず１″″となり、タイミング信号そのものがザン
ブルホールド回路１５を駆動するため、すべての信号点
を制御情報にすることができ定常時での再生搬送波のＣ
／Ｎを向上することができる。
一方、符号量干渉が大、または同期はずれの場合、論理
和１３の出力は選択信号そのものとなりタイミング信号
と論理和１４をとることシζより第４図の識別誤りに対
する余裕の多い信号点■〜Ｖ１１だけを選択し、制御情
報とすることにより搬送波位相誤差増大に伴う識別誤り
によるループゲインの低下および擬似引き込みを防止す
ることかできる。
和１３の出力は選択信号そのものとなりタイミング信号
と論理和１４をとることシζより第４図の識別誤りに対
する余裕の多い信号点■〜Ｖ１１だけを選択し、制御情
報とすることにより搬送波位相誤差増大に伴う識別誤り
によるループゲインの低下および擬似引き込みを防止す
ることかできる。
このようにして符号量干渉の大小により制御情報を自動
的に切替え、このようにして得られた制御信刊はルーフ
フィルタ１Ｇを通り平滑化され、八ＩＣ０１７を駆動す
ることにより搬送波を再生することができる。
的に切替え、このようにして得られた制御信刊はルーフ
フィルタ１Ｇを通り平滑化され、八ＩＣ０１７を駆動す
ることにより搬送波を再生することができる。
（発明の効果）
以上説明したように、本発明によれば、同相分および直
交分のＡ／Ｄ変換器の識別結果であるＰａｔｈ ３゛と
Ｐａｔｈ４の排他的論理和なとることにより搬送波再生
ループの状態をモニタし、制御情報の切替信号とするこ
とにより定常時にはイリ生搬送波のＣ／Ｎ向上、ループ
ゲインの向上を実現し、同期引き込み時または符号量干
渉が大の場合、識別誤りによるルーズゲインの低下およ
び擬似引き込みを防止する搬送波再生回路が少数のディ
ジタル論理回路を用いて構成できる利点かある。
交分のＡ／Ｄ変換器の識別結果であるＰａｔｈ ３゛と
Ｐａｔｈ４の排他的論理和なとることにより搬送波再生
ループの状態をモニタし、制御情報の切替信号とするこ
とにより定常時にはイリ生搬送波のＣ／Ｎ向上、ループ
ゲインの向上を実現し、同期引き込み時または符号量干
渉が大の場合、識別誤りによるルーズゲインの低下およ
び擬似引き込みを防止する搬送波再生回路が少数のディ
ジタル論理回路を用いて構成できる利点かある。
第１図は本発明の構成を示すブロック図、第２図は本発
明の一実施例を示゛ｆブロック図、第：３図はＡ／Ｄ変
換器入力多値信号のレベルダイヤ、及び第４図は符号量
干渉量と搬送波位相誤差の関係を示す図である。 ■・・・入力端子、 ２．２′・・位相検波器３．３′
・・低域通過フィルタ、４．４’・・・直流増幅器５．
５′・・・Ａ／Ｄ変換器、６，７．９．１０・・排他的
論理和１１ユ４ ・２人力ＡＮＤ、 ８，１２・・・排
他的反転論理和１３・・２人力ＯＲ，１５・・・Ｄ形フ
リノグフロノプ１６・・ループフィルタ、１７・電圧制
御発振器（ｖＣｏ ）】８・・π／２移相器、 １９・
・タイミング信号入力端子２０．２σ・・Ａ／］）変換
タイミング入力端子、２１・・・同相軸および直交軸か
らの距離の等しい信号点のみを選択する回路、 ２２・・・ＶＣＯ制御回路 特許出願人 日本電信電話公社 特許出願代理人 弁理士 山 本 恵 − 秦３ 凹 一’ＥＡＦ、− 革、ａ １￥１ 直交軸
明の一実施例を示゛ｆブロック図、第：３図はＡ／Ｄ変
換器入力多値信号のレベルダイヤ、及び第４図は符号量
干渉量と搬送波位相誤差の関係を示す図である。 ■・・・入力端子、 ２．２′・・位相検波器３．３′
・・低域通過フィルタ、４．４’・・・直流増幅器５．
５′・・・Ａ／Ｄ変換器、６，７．９．１０・・排他的
論理和１１ユ４ ・２人力ＡＮＤ、 ８，１２・・・排
他的反転論理和１３・・２人力ＯＲ，１５・・・Ｄ形フ
リノグフロノプ１６・・ループフィルタ、１７・電圧制
御発振器（ｖＣｏ ）】８・・π／２移相器、 １９・
・タイミング信号入力端子２０．２σ・・Ａ／］）変換
タイミング入力端子、２１・・・同相軸および直交軸か
らの距離の等しい信号点のみを選択する回路、 ２２・・・ＶＣＯ制御回路 特許出願人 日本電信電話公社 特許出願代理人 弁理士 山 本 恵 − 秦３ 凹 一’ＥＡＦ、− 革、ａ １￥１ 直交軸
Claims (2)
- （１） 多値（２２０値〕直交振幅変調波を入力信号と
する直交位相検波器と、高調波除去用低域通過フィルタ
と、電圧制御発振器と、ループフィルタと、位相検波器
出力の２ｎ値の多値復調信号を所定のレベルに設定する
直流増幅器と、該多値復調信−１（ｎ＋２）ビットのデ
ィジタル信号に変換するＡ／Ｔ）変換器と、Ａ／Ｄ変換
された上位［１ビツト、上位（ｎ＋１）ビット目及び上
位（口＋２）ビット目を論理演算処理することにより前
記電圧制御発振器を制御するための制御信号を出力する
■Ｃ○制御回路とを具備ｔまたことを特徴とする搬送波
発生回路。 - （２）前記ｖＣＯ制御回路は、同相分および直交分の（
ｎ＋２）ビットのＡ／Ｉｔ）変換器の出力に文ＪＬ。 同相分の最上位ビットと直交分の上位（ｎ＋１）ビット
目の排他的反転論理和あるいは直交分の最上位ビットと
同相分の上位（１１＋１）ピットロの排他的反転論理和
をとる第１の回路と、同相分および直交分について上位
（ｎ＋１）ピノトロと上位（ｎ＋２）ビット目の排他的
論理和をとりそれぞれの結果の論理積をとる第２の回路
と、同相軸および直交軸からの距離が等しい信号点のみ
を選択する第３の回路と、前記第２の回路および第：３
の回路の出力の論理和をとりその結果とタイミング信号
の論理積をとった信号により前記第１の回路の出力をサ
ンプルホールドする回路とから構成されることを特徴と
する特許請求の範囲第１項に記載の搬送波再生回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58156316A JPS6048648A (ja) | 1983-08-29 | 1983-08-29 | 搬送波再生回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58156316A JPS6048648A (ja) | 1983-08-29 | 1983-08-29 | 搬送波再生回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6048648A true JPS6048648A (ja) | 1985-03-16 |
| JPH0118616B2 JPH0118616B2 (ja) | 1989-04-06 |
Family
ID=15625132
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58156316A Granted JPS6048648A (ja) | 1983-08-29 | 1983-08-29 | 搬送波再生回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6048648A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61281746A (ja) * | 1985-06-07 | 1986-12-12 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 搬送波再生回路 |
| JPS63252014A (ja) * | 1987-04-08 | 1988-10-19 | Kokusai Denshin Denwa Co Ltd <Kdd> | 位相同期方式 |
| JPS6478058A (en) * | 1987-09-19 | 1989-03-23 | Fujitsu Ltd | Carrier recovery circuit |
-
1983
- 1983-08-29 JP JP58156316A patent/JPS6048648A/ja active Granted
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61281746A (ja) * | 1985-06-07 | 1986-12-12 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | 搬送波再生回路 |
| JPH0420546B2 (ja) * | 1985-06-07 | 1992-04-03 | Nippon Telegraph & Telephone | |
| JPS63252014A (ja) * | 1987-04-08 | 1988-10-19 | Kokusai Denshin Denwa Co Ltd <Kdd> | 位相同期方式 |
| JPS6478058A (en) * | 1987-09-19 | 1989-03-23 | Fujitsu Ltd | Carrier recovery circuit |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0118616B2 (ja) | 1989-04-06 |
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