JPH09238172A - 直交復調器 - Google Patents
直交復調器Info
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- JPH09238172A JPH09238172A JP8043782A JP4378296A JPH09238172A JP H09238172 A JPH09238172 A JP H09238172A JP 8043782 A JP8043782 A JP 8043782A JP 4378296 A JP4378296 A JP 4378296A JP H09238172 A JPH09238172 A JP H09238172A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 オフセット調整回路の調整を不要にする。
【解決手段】 入力される直交変調信号を２分岐し、そ
の一方に電圧制御発振器１で再生される搬送波を掛け合
わせて検波信号Ｉを発生し、他方に前記搬送波のπ／２
位相遅れたものを掛け合わせて検波信号Ｑを発生し、コ
スタスループ方式の基準位相再生回路２が前記両検波信
号Ｉ、Ｑからデータ復調用の位相信号を再生し、オフセ
ット調整回路３が前記位相信号を基に電圧制御発振器１
の制御電圧を制御して前記搬送波を再生し、コンパレー
タ４が前記検波信号Ｉ、Ｑからデジタル信号Ｉ、Ｑを復
調する直交復調器において、同直交復調器は、コンパレ
ータ４で復調されたディジタル信号Ｉ、Ｑのジッタ量を
検出するジッタ量検出器５を備え、前記オフセット調整
回路３は前記検出されたジッタ量に基づいて電圧制御発
振器１の制御電圧を調整可能である。
の一方に電圧制御発振器１で再生される搬送波を掛け合
わせて検波信号Ｉを発生し、他方に前記搬送波のπ／２
位相遅れたものを掛け合わせて検波信号Ｑを発生し、コ
スタスループ方式の基準位相再生回路２が前記両検波信
号Ｉ、Ｑからデータ復調用の位相信号を再生し、オフセ
ット調整回路３が前記位相信号を基に電圧制御発振器１
の制御電圧を制御して前記搬送波を再生し、コンパレー
タ４が前記検波信号Ｉ、Ｑからデジタル信号Ｉ、Ｑを復
調する直交復調器において、同直交復調器は、コンパレ
ータ４で復調されたディジタル信号Ｉ、Ｑのジッタ量を
検出するジッタ量検出器５を備え、前記オフセット調整
回路３は前記検出されたジッタ量に基づいて電圧制御発
振器１の制御電圧を調整可能である。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＱＰＳＫ（４相位
相変調）、ＤＱＰＳＫ（差動４相位相変調）、多値ＱＡ
Ｍ（多値振幅位相変調）等による直交変調を受けた信号
からディジタル信号を復調するための直交復調器に関す
るものである。
相変調）、ＤＱＰＳＫ（差動４相位相変調）、多値ＱＡ
Ｍ（多値振幅位相変調）等による直交変調を受けた信号
からディジタル信号を復調するための直交復調器に関す
るものである。
【０００２】
【従来の技術】例えば昭和５９年５月から開始された衛
星放送は、音声にＰＣＭ方式が採用されており、ＰＣＭ
信号の変調方式として４相差動位相変調：ＱＰＳＫ(Qua
d Phase Shift Keying) 方式が採用されている。図５は
このＱＰＳＫ方式で使用される変調器の一例である。こ
の変調器では、搬送波発振器で発生された搬送波が２分
岐され、一方の搬送波はそのまま０−π変調器Ｍ１に、
もう一方の搬送波は位相がπ／２遅れて０−π変調器Ｍ
２に入力され、各々の搬送波はロールオフフィルタによ
り帯域制限された変調パルスａ１、ａ２により０又はπ
の位相変化を受け、その後に合成器Ｃで合成されてＱＰ
ＳＫ信号になる。このＱＰＳＫ信号は必要であれば高周
波増幅器により増幅されて装置出力となり、この場合、
ＱＰＳＫ信号は二つの直交するＡＭ波の合成によって得
られ、ＱＡＭ波となる。２値の変調パルスで変調された
ＱＡＭ波を通常ＱＰＳＫ波方式とも呼んでいる。
星放送は、音声にＰＣＭ方式が採用されており、ＰＣＭ
信号の変調方式として４相差動位相変調：ＱＰＳＫ(Qua
d Phase Shift Keying) 方式が採用されている。図５は
このＱＰＳＫ方式で使用される変調器の一例である。こ
の変調器では、搬送波発振器で発生された搬送波が２分
岐され、一方の搬送波はそのまま０−π変調器Ｍ１に、
もう一方の搬送波は位相がπ／２遅れて０−π変調器Ｍ
２に入力され、各々の搬送波はロールオフフィルタによ
り帯域制限された変調パルスａ１、ａ２により０又はπ
の位相変化を受け、その後に合成器Ｃで合成されてＱＰ
ＳＫ信号になる。このＱＰＳＫ信号は必要であれば高周
波増幅器により増幅されて装置出力となり、この場合、
ＱＰＳＫ信号は二つの直交するＡＭ波の合成によって得
られ、ＱＡＭ波となる。２値の変調パルスで変調された
ＱＡＭ波を通常ＱＰＳＫ波方式とも呼んでいる。
【０００３】図６は前記ＱＰＳＫ波方式の変調信号を復
調する直交復調器の従来例であり、コスタスループ方式
の基準位相再生回路（以後、コスタスループ回路と記
す）Ｂを採用したものの例である。この直交復調器で
は、入力された直交変調信号（ここではＱＰＳＫ信号）
が２分岐され、一方の直交変調信号には電圧制御発振器
（ＶＣＯ）から出力される搬送波が掛け合わされて検波
信号Ｉが発生され、他方の直交変調信号には前記搬送波
をπ／２位相遅らせたものが掛け合わされて検波信号Ｑ
が発生される。これら両検波信号Ｉ、Ｑからはコスタス
ループ回路ＢでＶＣＯの搬送波をロックするための基準
信号が再生され、同基準信号はオフセット調整回路によ
ってオフセット調整がなされてＶＣＯに印加され、これ
によりＶＣＯの搬送波が適切な状態にロックされて、検
波器で検波された検波信号Ｉ、ＱがコンパレータＣによ
ってもとのディジタル信号Ｉ、Ｑに再生される。
調する直交復調器の従来例であり、コスタスループ方式
の基準位相再生回路（以後、コスタスループ回路と記
す）Ｂを採用したものの例である。この直交復調器で
は、入力された直交変調信号（ここではＱＰＳＫ信号）
が２分岐され、一方の直交変調信号には電圧制御発振器
（ＶＣＯ）から出力される搬送波が掛け合わされて検波
信号Ｉが発生され、他方の直交変調信号には前記搬送波
をπ／２位相遅らせたものが掛け合わされて検波信号Ｑ
が発生される。これら両検波信号Ｉ、Ｑからはコスタス
ループ回路ＢでＶＣＯの搬送波をロックするための基準
信号が再生され、同基準信号はオフセット調整回路によ
ってオフセット調整がなされてＶＣＯに印加され、これ
によりＶＣＯの搬送波が適切な状態にロックされて、検
波器で検波された検波信号Ｉ、ＱがコンパレータＣによ
ってもとのディジタル信号Ｉ、Ｑに再生される。
【０００４】前記直交復調器では、ディジタル信号Ｉ、
Ｑの正確な復調が行われるようにするため、コスタスル
ープ回路Ｂのオフセット調整回路Ｄを事前に設定してお
く必要があり、例えばコンパレータＣで復調されて本復
調器から出力されるディジタル信号Ｉ、Ｑのジッタ量が
０となるようにオフセット調整回路Ｄの手動調整を行
う。このオフセット調整が正確になされて初めて搬送波
の位相が直交復調信号の復調に適した状態に固定され、
常に正確なディジタル信号Ｉ、Ｑが復調されるようにな
る。
Ｑの正確な復調が行われるようにするため、コスタスル
ープ回路Ｂのオフセット調整回路Ｄを事前に設定してお
く必要があり、例えばコンパレータＣで復調されて本復
調器から出力されるディジタル信号Ｉ、Ｑのジッタ量が
０となるようにオフセット調整回路Ｄの手動調整を行
う。このオフセット調整が正確になされて初めて搬送波
の位相が直交復調信号の復調に適した状態に固定され、
常に正確なディジタル信号Ｉ、Ｑが復調されるようにな
る。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら図３の直
交復調器は、コスタスループ回路Ｂのオフセット調整回
路Ｄの初期設定が手動であり、また調整回路が固定式で
あるため次のような問題を持っていた。 １．オフセット調整回路Ｄの初期設定に手間がかかる。 ２．オフセット調整回路Ｄの初期設定が完全になされて
も、温度変化や時間経過等により微妙に電圧が変動して
最適点からずれることがあり、この場合、コスタスルー
プ回路Ｂから出力される復調信号Ｉ、Ｑのジッタ量が大
きくなってコンパレータＣにおける符号判定に支障をき
たす等して復調器の性能低下を招くことがある。
交復調器は、コスタスループ回路Ｂのオフセット調整回
路Ｄの初期設定が手動であり、また調整回路が固定式で
あるため次のような問題を持っていた。 １．オフセット調整回路Ｄの初期設定に手間がかかる。 ２．オフセット調整回路Ｄの初期設定が完全になされて
も、温度変化や時間経過等により微妙に電圧が変動して
最適点からずれることがあり、この場合、コスタスルー
プ回路Ｂから出力される復調信号Ｉ、Ｑのジッタ量が大
きくなってコンパレータＣにおける符号判定に支障をき
たす等して復調器の性能低下を招くことがある。
【０００６】本発明の目的は、オフセット調整回路の調
整を一切必要とせず、温度変化や時系変化に強い直交復
調器を提供することにある。
整を一切必要とせず、温度変化や時系変化に強い直交復
調器を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明の直交復調器は図
１〜４に示すように、入力される直交変調信号を２分岐
し、その一方に電圧制御発振器１で再生される搬送波を
掛け合わせて検波信号Ｉを発生し、他方に前記搬送波の
π／２位相遅れたものを掛け合わせて検波信号Ｑを発生
し、コスタスループ方式の基準位相再生回路２が前記両
検波信号Ｉ、Ｑからデータ復調用の位相信号を再生し、
オフセット調整回路３が前記位相信号を基に電圧制御発
振器１の制御電圧を制御して前記搬送波を再生し、コン
パレータ４が前記検波信号Ｉ、Ｑからデジタル信号Ｉ、
Ｑを復調する直交復調器において、同直交復調器は、コ
ンパレータ４で復調されたディジタル信号Ｉ、Ｑのジッ
タ量を検出するジッタ量検出器５を備え、前記オフセッ
ト調整回路３は前記検出されたジッタ量に基づいて電圧
制御発振器１の制御電圧を調整可能とするものである。
１〜４に示すように、入力される直交変調信号を２分岐
し、その一方に電圧制御発振器１で再生される搬送波を
掛け合わせて検波信号Ｉを発生し、他方に前記搬送波の
π／２位相遅れたものを掛け合わせて検波信号Ｑを発生
し、コスタスループ方式の基準位相再生回路２が前記両
検波信号Ｉ、Ｑからデータ復調用の位相信号を再生し、
オフセット調整回路３が前記位相信号を基に電圧制御発
振器１の制御電圧を制御して前記搬送波を再生し、コン
パレータ４が前記検波信号Ｉ、Ｑからデジタル信号Ｉ、
Ｑを復調する直交復調器において、同直交復調器は、コ
ンパレータ４で復調されたディジタル信号Ｉ、Ｑのジッ
タ量を検出するジッタ量検出器５を備え、前記オフセッ
ト調整回路３は前記検出されたジッタ量に基づいて電圧
制御発振器１の制御電圧を調整可能とするものである。
【０００８】
【発明の実施の形態１】図１は本発明の直交復調器の実
施形態であり、この直交復調器は、入力された直交変調
信号（ＱＰＳＫ信号）を同期検波する検波器１０と、検
波信号から高周波成分を除去するローパスフィルタ１１
と、検波信号から基準位相信号を再生する基準位相再生
回路（コスタスループ回路）２と、コスタスループ回路
２の基準位相信号についてオフセット調整を行なうオフ
セット調整回路３と、オフセット調整された基準位相信
号に基づいて搬送波を再生する電圧制御発振器（ＶＣ
Ｏ）１と、高周波成分を除去された検波信号からディジ
タル信号Ｉ、Ｑを復元するコンパレータ４と、ディジタ
ル信号Ｉ、Ｑからこれと同期するクロック信号を再生す
るクロック再生回路１２と、ディジタル信号Ｉ、Ｑのジ
ッタ量を検出するジッタ量検出器５とから構成される。
施形態であり、この直交復調器は、入力された直交変調
信号（ＱＰＳＫ信号）を同期検波する検波器１０と、検
波信号から高周波成分を除去するローパスフィルタ１１
と、検波信号から基準位相信号を再生する基準位相再生
回路（コスタスループ回路）２と、コスタスループ回路
２の基準位相信号についてオフセット調整を行なうオフ
セット調整回路３と、オフセット調整された基準位相信
号に基づいて搬送波を再生する電圧制御発振器（ＶＣ
Ｏ）１と、高周波成分を除去された検波信号からディジ
タル信号Ｉ、Ｑを復元するコンパレータ４と、ディジタ
ル信号Ｉ、Ｑからこれと同期するクロック信号を再生す
るクロック再生回路１２と、ディジタル信号Ｉ、Ｑのジ
ッタ量を検出するジッタ量検出器５とから構成される。
【０００９】前記検波器１０は直交復調器に入力される
ＱＰＳＫ信号を２分し、その一方の信号にＶＣＯ１から
出力される搬送波を掛け合わせ、他方の信号にＶＣＯ１
から出力される搬送波のπ／２位相遅れのものを掛け合
わせる。その掛け合わせた出力は、ローパスフィルタ１
１を通り、ＶＣＯとＱＰＳＫ信号の位相誤差電圧のみが
出力され、コンパレータ４によってもとのデジタル信号
ＩとＱが得られる。
ＱＰＳＫ信号を２分し、その一方の信号にＶＣＯ１から
出力される搬送波を掛け合わせ、他方の信号にＶＣＯ１
から出力される搬送波のπ／２位相遅れのものを掛け合
わせる。その掛け合わせた出力は、ローパスフィルタ１
１を通り、ＶＣＯとＱＰＳＫ信号の位相誤差電圧のみが
出力され、コンパレータ４によってもとのデジタル信号
ＩとＱが得られる。
【００１０】前記コスタスループ回路２は、検波信号
Ｉ、Ｑから搬送波を再生するために必要な位相信号（基
準位相信号）を再生する。コスタスループ回路は図２の
ように４つの差動増幅器、、、と３つの加算器
、、で構成され、差動増幅器と加算器〜は
四重の構成になっている。従って、差動増幅器と加算
器〜までの積が、加算器の出力信号となって現わ
れる。前記検波器１０によって復調されたデータＩ、Ｑ
は差動増幅器〜、差動増幅器へ夫々入力される。
差動増幅器へ入力されたデータＩと加算器へ入力さ
れたデータＱは、差動増幅器と加算器とで乗算器の
構成となっているため、加算器の出力はＩ・Ｑとな
る。次に、差動増幅器に入力されたデータＩは同相で
加算器に入力され、差動増幅器に入力されたデータ
Ｑは、反転増幅され加算器に入力される。従って、加
算器の出力は、Ｉ−Ｑと加算器の出力であるＩ・Ｑ
が乗算された信号Ｉ・Ｑ（Ｉ−Ｑ）となって現われる。
さらに、加算器には差動増幅器の出力信号Ｉと差動
増幅器のもう一つの出力信号Ｑが入力され、加算器
の出力には、加算器までの出力信号と加算器により
加算されたＩ＋Ｑとの積が現われるため、最終的にＩ・
Ｑ（Ｉ−Ｑ）（Ｉ＋Ｑ）＝Ｉ・Ｑ（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）なる位
相信号が出力される。
Ｉ、Ｑから搬送波を再生するために必要な位相信号（基
準位相信号）を再生する。コスタスループ回路は図２の
ように４つの差動増幅器、、、と３つの加算器
、、で構成され、差動増幅器と加算器〜は
四重の構成になっている。従って、差動増幅器と加算
器〜までの積が、加算器の出力信号となって現わ
れる。前記検波器１０によって復調されたデータＩ、Ｑ
は差動増幅器〜、差動増幅器へ夫々入力される。
差動増幅器へ入力されたデータＩと加算器へ入力さ
れたデータＱは、差動増幅器と加算器とで乗算器の
構成となっているため、加算器の出力はＩ・Ｑとな
る。次に、差動増幅器に入力されたデータＩは同相で
加算器に入力され、差動増幅器に入力されたデータ
Ｑは、反転増幅され加算器に入力される。従って、加
算器の出力は、Ｉ−Ｑと加算器の出力であるＩ・Ｑ
が乗算された信号Ｉ・Ｑ（Ｉ−Ｑ）となって現われる。
さらに、加算器には差動増幅器の出力信号Ｉと差動
増幅器のもう一つの出力信号Ｑが入力され、加算器
の出力には、加算器までの出力信号と加算器により
加算されたＩ＋Ｑとの積が現われるため、最終的にＩ・
Ｑ（Ｉ−Ｑ）（Ｉ＋Ｑ）＝Ｉ・Ｑ（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）なる位
相信号が出力される。
【００１１】次に、コスタスループ回路２から出力され
る位相信号Ｉ・Ｑ（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）について説明を行な
う。入力されるＱＰＳＫ信号が式（１）で表され、 Ｓ ＝ Ｅｃｏｓ（ωｔ＋θ） ・・・・（１） Ａ点、Ｂ点における信号Ｌｉ、Ｌｑが式（２）、（３）
で表される場合、 Ｌｉ ＝ Ｅ１ｓｉｎ（ωｔ＋θ１） ・・・ （２） Ｌｑ ＝ Ｅ１ｃｏｓ（ωｔ＋θ１） ・・・ （３） 前記コスタスループ回路２のＣ点における位相信号Ｉ・
Ｑ（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）は式（４）で表すことができる。 Ｉ・Ｑ（Ｉ2 ＋Ｑ2 ） ＝ −（（（Ｅ・Ｅ１）4 ）／６４）ｓｉｎ４（θ−θ１） ・・・ （４）
る位相信号Ｉ・Ｑ（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）について説明を行な
う。入力されるＱＰＳＫ信号が式（１）で表され、 Ｓ ＝ Ｅｃｏｓ（ωｔ＋θ） ・・・・（１） Ａ点、Ｂ点における信号Ｌｉ、Ｌｑが式（２）、（３）
で表される場合、 Ｌｉ ＝ Ｅ１ｓｉｎ（ωｔ＋θ１） ・・・ （２） Ｌｑ ＝ Ｅ１ｃｏｓ（ωｔ＋θ１） ・・・ （３） 前記コスタスループ回路２のＣ点における位相信号Ｉ・
Ｑ（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）は式（４）で表すことができる。 Ｉ・Ｑ（Ｉ2 ＋Ｑ2 ） ＝ −（（（Ｅ・Ｅ１）4 ）／６４）ｓｉｎ４（θ−θ１） ・・・ （４）
【００１２】前式（４）によれば、入力されるＱＰＳＫ
信号とＶＣＯ１の出力信号の位相誤差（θ−θ１）がｎ
π／４である場合に、出力電圧は相対的に０となり（ｎ
は任意の整数）、この状態でループがロックされること
になるが、この場合、（２ｎπ）／４と（（２ｎ＋１）
π）／４とでは出力電圧の極性は逆となり、従って、実
際は（（２ｎ＋１）π）／４の状態でＶＣＯ１にフィー
ドバックしたときに、ループがロックされるようにＶＣ
Ｏ１を構成することで、同ＶＣＯ１が出力する搬送波を
用いてＱＰＳＫ信号からディジタル信号Ｉ、Ｑを復調す
ることができる。
信号とＶＣＯ１の出力信号の位相誤差（θ−θ１）がｎ
π／４である場合に、出力電圧は相対的に０となり（ｎ
は任意の整数）、この状態でループがロックされること
になるが、この場合、（２ｎπ）／４と（（２ｎ＋１）
π）／４とでは出力電圧の極性は逆となり、従って、実
際は（（２ｎ＋１）π）／４の状態でＶＣＯ１にフィー
ドバックしたときに、ループがロックされるようにＶＣ
Ｏ１を構成することで、同ＶＣＯ１が出力する搬送波を
用いてＱＰＳＫ信号からディジタル信号Ｉ、Ｑを復調す
ることができる。
【００１３】以上の説明からわかるように前記オフセッ
ト調整回路３は、コスタスループ回路２から出力される
位相信号Ｉ・Ｑ（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）を受け、（（２ｎ＋１）
π）／４の状態でＶＣＯ１にフィードバックしたとき
に、ループがロックするようにしてある。従って、この
電圧制御発信器１においては、コスタスループ回路２の
位相信号出力Ｉ・Ｑ（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）により、ＱＰＳＫ信
号がどのような状態にあっても同信号と同じ位相に搬送
波を固定することができる。
ト調整回路３は、コスタスループ回路２から出力される
位相信号Ｉ・Ｑ（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）を受け、（（２ｎ＋１）
π）／４の状態でＶＣＯ１にフィードバックしたとき
に、ループがロックするようにしてある。従って、この
電圧制御発信器１においては、コスタスループ回路２の
位相信号出力Ｉ・Ｑ（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）により、ＱＰＳＫ信
号がどのような状態にあっても同信号と同じ位相に搬送
波を固定することができる。
【００１４】前記オフセット調整回路３は、後述するジ
ッタ量検出器５で検出されるジッタ量に応じても、ＶＣ
Ｏ１に印加する制御電圧を可変し、ジッタ量を最小に保
つようにすることができる。
ッタ量検出器５で検出されるジッタ量に応じても、ＶＣ
Ｏ１に印加する制御電圧を可変し、ジッタ量を最小に保
つようにすることができる。
【００１５】図１、３に示されるジッタ量検出器５は、
コンパレータ４から出力されるディジタル信号Ｉ、Ｑを
取り込んで次のようにしてジッタ量の検出を行う。図４
はこのジッタ量検出の様子を示した波形図である。１．
図１に示すクロック再生回路１２でディジタル信号Ｉ又
はＱと同期したクロック信号（ＣＬＫ）を用意し、この
ＣＬＫとディジタル信号Ｉ又はＱとの論理積（ＡＮＤ）
を取る。この論理積Ｉ（Ｑ）・ＣＬＫからはディジタル
信号Ｉ（Ｑ）のジッタ成分（波形のゆらいでいる部分）
とＣＬＫの”Ｈ”パルスを抽出することができる。２．
ディジタル信号Ｉ（Ｑ）と１８０度位相が異なる波形を
用意し、この波形を、ＣＬＫの”Ｈ”パルスが同波形
の”Ｌ”パルスの中央に来るように遅延回路で遅延させ
た後（Ｉ（Ｑ）・ＣＬＫ）との論理積（Ｉ（Ｑ）・ＣＬ
Ｋ）・Ａを取る。この論理積（Ｉ（Ｑ）・ＣＬＫ）・Ａ
からは、ディジタル信号Ｉ（Ｑ）のジッタ量に比例した
パルス幅のパルスが抽出される。３．この抽出されたパ
ルスからジッタ量を検出することができる。
コンパレータ４から出力されるディジタル信号Ｉ、Ｑを
取り込んで次のようにしてジッタ量の検出を行う。図４
はこのジッタ量検出の様子を示した波形図である。１．
図１に示すクロック再生回路１２でディジタル信号Ｉ又
はＱと同期したクロック信号（ＣＬＫ）を用意し、この
ＣＬＫとディジタル信号Ｉ又はＱとの論理積（ＡＮＤ）
を取る。この論理積Ｉ（Ｑ）・ＣＬＫからはディジタル
信号Ｉ（Ｑ）のジッタ成分（波形のゆらいでいる部分）
とＣＬＫの”Ｈ”パルスを抽出することができる。２．
ディジタル信号Ｉ（Ｑ）と１８０度位相が異なる波形を
用意し、この波形を、ＣＬＫの”Ｈ”パルスが同波形
の”Ｌ”パルスの中央に来るように遅延回路で遅延させ
た後（Ｉ（Ｑ）・ＣＬＫ）との論理積（Ｉ（Ｑ）・ＣＬ
Ｋ）・Ａを取る。この論理積（Ｉ（Ｑ）・ＣＬＫ）・Ａ
からは、ディジタル信号Ｉ（Ｑ）のジッタ量に比例した
パルス幅のパルスが抽出される。３．この抽出されたパ
ルスからジッタ量を検出することができる。
【００１６】図１の直交復調器は、前記検出されたジッ
タ量を平滑回路で直流に変換し、これをオフセット調整
回路３に入力し、同オフセット調整回路３でジッタ量に
応じてＶＣＯ１に印加する制御電圧を可変し、最終的に
直交復調器から出力されるディジタル信号Ｉ、Ｑのジッ
タ量が最小にされるようになる。
タ量を平滑回路で直流に変換し、これをオフセット調整
回路３に入力し、同オフセット調整回路３でジッタ量に
応じてＶＣＯ１に印加する制御電圧を可変し、最終的に
直交復調器から出力されるディジタル信号Ｉ、Ｑのジッ
タ量が最小にされるようになる。
【００１７】
【発明の効果】本発明の直交復調器には次のような効果
がある。 １．オフセット調整回路の調整が不要であり、調整の手
間が省ける。 ２．温度変化や時系変化によるジッタの発生が抑制され
るため、直交信号を安定に復調することができる。
がある。 １．オフセット調整回路の調整が不要であり、調整の手
間が省ける。 ２．温度変化や時系変化によるジッタの発生が抑制され
るため、直交信号を安定に復調することができる。
【図１】本発明に係る直交復調器の実施形態例を示した
ブロック図。
ブロック図。
【図２】図１の直交復調器におけるコスタスループ回路
のブロック図。
のブロック図。
【図３】図１の直交復調器におけるジッタ量検出器のブ
ロック図。
ロック図。
【図４】図３のジッタ量検出器におけるジッタ量検出の
説明図。
説明図。
【図５】ＱＰＳＫ式直交変調器の一例を示したブロック
図。
図。
【図６】従来のＱＰＳＫ復調器の一例を示したブロック
図。
図。
１ 電圧制御発振器 ２ 基準位相再生回路 ３ オフセット調整回路 ４ コンパレータ ５ ジッタ量検出器
Claims (1)
- 【請求項１】入力される直交変調信号を２分岐し、その
一方に電圧制御発振器（１）で再生される搬送波を掛け
合わせて検波信号（Ｉ）を発生し、他方に前記搬送波の
π／２位相遅れたものを掛け合わせて検波信号（Ｑ）を
発生し、コスタスループ方式の基準位相再生回路（２）
が前記両検波信号（Ｉ、Ｑ）からデータ復調用の位相信
号を再生し、オフセット調整回路（３）が前記位相信号
を基に電圧制御発振器（１）の制御電圧を制御して前記
搬送波を再生し、コンパレータ（４）が前記検波信号
（Ｉ、Ｑ）からデジタル信号（Ｉ、Ｑ）を復調する直交
復調器において、同直交復調器は、コンパレータ（４）
で復調されたディジタル信号（Ｉ、Ｑ）のジッタ量を検
出するジッタ量検出器（５）を備え、前記オフセット調
整回路（３）は前記検出されたジッタ量に基づいて電圧
制御発振器（１）の制御電圧を調整可能であることを特
徴とする直交復調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8043782A JPH09238172A (ja) | 1996-02-29 | 1996-02-29 | 直交復調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8043782A JPH09238172A (ja) | 1996-02-29 | 1996-02-29 | 直交復調器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09238172A true JPH09238172A (ja) | 1997-09-09 |
Family
ID=12673339
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8043782A Pending JPH09238172A (ja) | 1996-02-29 | 1996-02-29 | 直交復調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09238172A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013183171A (ja) * | 2012-02-29 | 2013-09-12 | Oki Electric Ind Co Ltd | 光位相同期ループ装置 |
-
1996
- 1996-02-29 JP JP8043782A patent/JPH09238172A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013183171A (ja) * | 2012-02-29 | 2013-09-12 | Oki Electric Ind Co Ltd | 光位相同期ループ装置 |
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