JP3058906B2 - キャリア再生回路 - Google Patents
キャリア再生回路Info
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Description
【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） この発明は、デジタル位相変調波の受信機にて、キャ
リアを再生して同期検波に用いるキャリア再生回路に関
する。
リアを再生して同期検波に用いるキャリア再生回路に関
する。
（従来の技術） 従来のデジタル位相変調波を受信する受信機にあって
は、第４図に示すようなキャリ再生回路を用いて、受信
変調波から同期検波に必要とされるキャリアを再生して
いる。すなわち、第４図のキャリア再生回路では、受信
変調波は位相回転回路11に供給され、ここで複素信号と
してVCO（電圧制御発振）回路12の出力との複素乗算に
よる位相回転を受けて、位相検出回路13に供給される。
この位相検出回路13は上記複素乗算によって得られた信
号の位相量を抽出するものである。この位相量は、VCO
回路12の出力と受信キャリアとの位相差に相当する。そ
こで、位相検出回路13で得られた位相量をループフィル
タ14で積分して電圧信号に変換し、この電圧信号でVCO
回路12を制御することにより、受信変調波に追随するキ
ャリアを再生している。
は、第４図に示すようなキャリ再生回路を用いて、受信
変調波から同期検波に必要とされるキャリアを再生して
いる。すなわち、第４図のキャリア再生回路では、受信
変調波は位相回転回路11に供給され、ここで複素信号と
してVCO（電圧制御発振）回路12の出力との複素乗算に
よる位相回転を受けて、位相検出回路13に供給される。
この位相検出回路13は上記複素乗算によって得られた信
号の位相量を抽出するものである。この位相量は、VCO
回路12の出力と受信キャリアとの位相差に相当する。そ
こで、位相検出回路13で得られた位相量をループフィル
タ14で積分して電圧信号に変換し、この電圧信号でVCO
回路12を制御することにより、受信変調波に追随するキ
ャリアを再生している。
しかしながら、上記構成のキャリア再生回路では、特
にオフセットQPSK変調波においては再生キャリアに定常
的な位相誤差が生じ、誤り率特性が劣化するとの不都合
があった。このような不都合を回避する手段として、変
調波形の収束的部分、すなわち、いわゆるアイパターン
中央点での位相誤差のみ、キャリア再生ループに入力す
ることが考えられる。しかし、このためにはまずクロッ
ク同期が確立していることが条件になるため、受信機全
体の同期確立時間が長くなるとの不都合がある。さら
に、変調波形として収束点を有する、いわゆるコサイン
ロールオフ型変調波形に応用が限られるという不都合が
ある。
にオフセットQPSK変調波においては再生キャリアに定常
的な位相誤差が生じ、誤り率特性が劣化するとの不都合
があった。このような不都合を回避する手段として、変
調波形の収束的部分、すなわち、いわゆるアイパターン
中央点での位相誤差のみ、キャリア再生ループに入力す
ることが考えられる。しかし、このためにはまずクロッ
ク同期が確立していることが条件になるため、受信機全
体の同期確立時間が長くなるとの不都合がある。さら
に、変調波形として収束点を有する、いわゆるコサイン
ロールオフ型変調波形に応用が限られるという不都合が
ある。
（発明が解決しようとする課題） 以上述べたように従来のキャリア再生回路では、再生
キャリアに定常的な位相誤差が生じ、これを改善するた
めにはクロック同期の確立が要求され、さらには変調方
式が特定されてしまう。
キャリアに定常的な位相誤差が生じ、これを改善するた
めにはクロック同期の確立が要求され、さらには変調方
式が特定されてしまう。
この発明は上記の問題を解決するためになされたもの
で、デジタル位相変調であるならば、クロック同期の確
立を必要とせず、また変調方式にかかわらずに定常的な
位相誤差をなくし、情報の伝送効率を低下させることな
く、良好なキャリアを再生することのできる再生回路を
提供することを目的とする。
で、デジタル位相変調であるならば、クロック同期の確
立を必要とせず、また変調方式にかかわらずに定常的な
位相誤差をなくし、情報の伝送効率を低下させることな
く、良好なキャリアを再生することのできる再生回路を
提供することを目的とする。
［発明の構成］ （課題を解決するための手段） 上記目的を達成するためにこの発明に係るキャリア再
生回路は、受信変調波を複素信号として入力すると共に
周波数信号を入力し、当該周波数信号に基づいて前記複
素信号を位相回転させる位相回転回路と、この位相回転
回路から出力される複素信号を入力して内部で複素信号
波形に対応した参照信号を発生し、前記複素信号との複
素相関値を出力する複素相関検出回路と、この複素相関
検出回路の出力の一定期間毎の複素ピーク値を検出する
ピーク検出回路と、このピーク検出回路の出力から複素
ピーク値の位相量を抽出し、雑音成分を除去して電圧制
御信号に変換するループフィルタと、このループフィル
タで得られた電圧制御信号に応じて前記位相回転回路へ
の周波数信号を発生する電圧制御発振回路とを具備して
構成される。
生回路は、受信変調波を複素信号として入力すると共に
周波数信号を入力し、当該周波数信号に基づいて前記複
素信号を位相回転させる位相回転回路と、この位相回転
回路から出力される複素信号を入力して内部で複素信号
波形に対応した参照信号を発生し、前記複素信号との複
素相関値を出力する複素相関検出回路と、この複素相関
検出回路の出力の一定期間毎の複素ピーク値を検出する
ピーク検出回路と、このピーク検出回路の出力から複素
ピーク値の位相量を抽出し、雑音成分を除去して電圧制
御信号に変換するループフィルタと、このループフィル
タで得られた電圧制御信号に応じて前記位相回転回路へ
の周波数信号を発生する電圧制御発振回路とを具備して
構成される。
（作用） 上記構成によるキャリア再生回路では、情報信号に付
加したプリアンブルを用いることなく、電圧制御発振回
路にて生成した周波数信号に基づいて複素信号である受
信変調波を位相回転させ、この位相回転した複素信号
と、この複素信号の波形に対応する参照信号との複素相
関値を求め、この複素相関値の一定期間におけるピーク
値から位相量を検出し、この位相量に基づいて電圧制御
発振回路を制御しているので、上記プリアンブルを必要
としないことより情報の伝送効率が高く、また受信変調
波の受信中は、常に電圧制御発振回路から出力されるキ
ャリア再生信号を受信変調波の位相変化に確実に追随さ
せ、定常的な位相誤差をなくし、例えば振幅制限のよう
な非直線歪みに起因する誤り率特性の劣化を改善するこ
とができる。
加したプリアンブルを用いることなく、電圧制御発振回
路にて生成した周波数信号に基づいて複素信号である受
信変調波を位相回転させ、この位相回転した複素信号
と、この複素信号の波形に対応する参照信号との複素相
関値を求め、この複素相関値の一定期間におけるピーク
値から位相量を検出し、この位相量に基づいて電圧制御
発振回路を制御しているので、上記プリアンブルを必要
としないことより情報の伝送効率が高く、また受信変調
波の受信中は、常に電圧制御発振回路から出力されるキ
ャリア再生信号を受信変調波の位相変化に確実に追随さ
せ、定常的な位相誤差をなくし、例えば振幅制限のよう
な非直線歪みに起因する誤り率特性の劣化を改善するこ
とができる。
（実施例） 以下、第１図乃至第３図を参照してこの発明の一実施
例を説明する。
例を説明する。
第３図はその全体構成を示すもので、受信変調波は複
素信号として位相回転回路21に供給され、VCO回路22の
出力との複素乗算によって位相回転を受け、さらに複素
相関検出回路23に送られる。この複素相関検出回路23
は、内部で変調信号波形に対応した参照信号を発生し、
両信号の複素相関値を出力するものである。この複素相
関値は１シンボル毎に高い絶対値を示す。
素信号として位相回転回路21に供給され、VCO回路22の
出力との複素乗算によって位相回転を受け、さらに複素
相関検出回路23に送られる。この複素相関検出回路23
は、内部で変調信号波形に対応した参照信号を発生し、
両信号の複素相関値を出力するものである。この複素相
関値は１シンボル毎に高い絶対値を示す。
この複素相関値はピーク検出回路24に供給される。こ
のピーク検出回路24は上述した１シンボル毎の複素ピー
ク値を検出するものである。ここで検出された複素ピー
ク値の位相成分はVCO回路32の出力と受信キャリアとの
位相差を示す。そこで、位相検出回路25によりこの位相
差、すなわち複素ピーク値から位相量を抽出し、ループ
フィルタ26によって雑音成分を除去して電圧制御信号に
変換し、この信号によってVCO回路22を制御する。
のピーク検出回路24は上述した１シンボル毎の複素ピー
ク値を検出するものである。ここで検出された複素ピー
ク値の位相成分はVCO回路32の出力と受信キャリアとの
位相差を示す。そこで、位相検出回路25によりこの位相
差、すなわち複素ピーク値から位相量を抽出し、ループ
フィルタ26によって雑音成分を除去して電圧制御信号に
変換し、この信号によってVCO回路22を制御する。
すなわち、従来のキャリア再生回路では、瞬時の位相
判定値を全て取り込み、これをループフィルタで平均化
しているため、帯域制限の形式によっては正しい位相誤
差が得られなかったが、上記構成のキャリア再生回路で
は、相関検出によって１シンボル（あるいは数シンボル
でもよい）の期間に渡った位相誤差を検出しているの
で、どのような形式の帯域制限に対しても正しい位相誤
差が得られる。
判定値を全て取り込み、これをループフィルタで平均化
しているため、帯域制限の形式によっては正しい位相誤
差が得られなかったが、上記構成のキャリア再生回路で
は、相関検出によって１シンボル（あるいは数シンボル
でもよい）の期間に渡った位相誤差を検出しているの
で、どのような形式の帯域制限に対しても正しい位相誤
差が得られる。
したがって、上記構成によるキャリア再生回路は、正
しい位相誤差が得られるので、再生キャリア位相に定常
誤差が現れなくなり、ビット誤り率の劣化を防ぐことが
できる。さらに、サイクルスリップ特性を改善すること
ができ、さらには複素相関検出の期間を調節することに
よって初期位相引込み特性を変化させることができ、設
計上の自由度を向上させることができる。
しい位相誤差が得られるので、再生キャリア位相に定常
誤差が現れなくなり、ビット誤り率の劣化を防ぐことが
できる。さらに、サイクルスリップ特性を改善すること
ができ、さらには複素相関検出の期間を調節することに
よって初期位相引込み特性を変化させることができ、設
計上の自由度を向上させることができる。
以下、オフセットQPSK変調方式の場合を例にとり、第
１図及び第２図を参照してさらに具体的に説明する。
１図及び第２図を参照してさらに具体的に説明する。
すなわち、衛生利用の移動体通信にオフセット（以下
Ｏと記す）QPSK変調方式を採用する例が多く見られる
が、これは周波数利用効率が良いこと、電力利用効率の
良いＣ級増幅器を通したときのスペクトル劣化が少ない
こと等の利点によるものである。一方、OPSK変調方式に
は、符号点での位相が一定でなく、従来のキャリア再生
回路では再生位相誤差が生じやすいという難点がある。
Ｏと記す）QPSK変調方式を採用する例が多く見られる
が、これは周波数利用効率が良いこと、電力利用効率の
良いＣ級増幅器を通したときのスペクトル劣化が少ない
こと等の利点によるものである。一方、OPSK変調方式に
は、符号点での位相が一定でなく、従来のキャリア再生
回路では再生位相誤差が生じやすいという難点がある。
これを改善するために、送受信双方にコサインロール
オフフィルタを配置する手法が考えられている。すなわ
ち、OQPSK波の位相特性について、コサインロールオフ
フィルタ系を前提にしたとき、QPSKでは符号判定時点の
位相は90度おきに４点のみである。このことからキャリ
ア位相検出の容易さが理解でき、特に符号判定点でサン
プルする場合は明白である。一方、OPQSK波は符号判定
時点で保証されるのは、直交２成分のいずれかが一定値
になることだけで、信号点は線上に存在する。
オフフィルタを配置する手法が考えられている。すなわ
ち、OQPSK波の位相特性について、コサインロールオフ
フィルタ系を前提にしたとき、QPSKでは符号判定時点の
位相は90度おきに４点のみである。このことからキャリ
ア位相検出の容易さが理解でき、特に符号判定点でサン
プルする場合は明白である。一方、OPQSK波は符号判定
時点で保証されるのは、直交２成分のいずれかが一定値
になることだけで、信号点は線上に存在する。
しかしながら、上記フィルタを配置する手法では、OP
SK波をＣ級増幅器を介して伝送すると、符号間干渉を生
じてアイパターンの劣化、つまり誤り率特性の劣化を招
く。OPQSK波に定常位相回転を与えた場合の位相誤差平
均値をプロットしてみると、第２図中のパターンＡのよ
うになる。これは、計算機上で１シンボル当り４サンプ
ルのデータを生成し、全てのサンプルの位相安定点（±
45゜,135゜）からのずれ（瞬時位相判定値）を求めて平
均化したものである。同図から、位相回転量０付近で不
安定な特性を示していることがわかる。
SK波をＣ級増幅器を介して伝送すると、符号間干渉を生
じてアイパターンの劣化、つまり誤り率特性の劣化を招
く。OPQSK波に定常位相回転を与えた場合の位相誤差平
均値をプロットしてみると、第２図中のパターンＡのよ
うになる。これは、計算機上で１シンボル当り４サンプ
ルのデータを生成し、全てのサンプルの位相安定点（±
45゜,135゜）からのずれ（瞬時位相判定値）を求めて平
均化したものである。同図から、位相回転量０付近で不
安定な特性を示していることがわかる。
そこで、この発明では第３図に示した回路構成を利用
し、複素相関回路23を例えば第１図に示すように構成し
て、位相比較特性を改善する。
し、複素相関回路23を例えば第１図に示すように構成し
て、位相比較特性を改善する。
第１図において、231は８ビットシリアル形式のOQPSK
波入力を順次８ビットパラレルで出力するための複素ア
ナログシフトレジスタ、232は＃１（00,00,00,00）から
＃256（11,11,11,11）の複素軌跡参照パターンを格納す
る記憶装置、233はシフトレジスタ231からのOPQSK入力
について＃１〜＃256全てのパターンとの相関をとる相
関検出部である。
波入力を順次８ビットパラレルで出力するための複素ア
ナログシフトレジスタ、232は＃１（00,00,00,00）から
＃256（11,11,11,11）の複素軌跡参照パターンを格納す
る記憶装置、233はシフトレジスタ231からのOPQSK入力
について＃１〜＃256全てのパターンとの相関をとる相
関検出部である。
すなわち、OQPSKの複素軌跡のパターンは有限であ
り、その数はロールオフ係数で定まる。そこで、この相
関検出回路23では８ビットOQPSK波入力に対して256個の
複素軌跡参照パターン＃１〜＃256を用意し、その全て
についてOQPSK波入力との相関をとり、絶対値最大の相
関値の位相、すなわち複素相関平均を検出位相として出
力するようにしている。その処理結果を第２図に重ねて
示す（図中パターンＢ）。パターンA,Bを比較して明ら
かなように、位相比較特性の改善が認められる。
り、その数はロールオフ係数で定まる。そこで、この相
関検出回路23では８ビットOQPSK波入力に対して256個の
複素軌跡参照パターン＃１〜＃256を用意し、その全て
についてOQPSK波入力との相関をとり、絶対値最大の相
関値の位相、すなわち複素相関平均を検出位相として出
力するようにしている。その処理結果を第２図に重ねて
示す（図中パターンＢ）。パターンA,Bを比較して明ら
かなように、位相比較特性の改善が認められる。
したがって、第１図の構成によれば、従来の瞬時位相
判定にでは０近傍で大きかった誤差を改善して定常的な
位相誤差をなくし、非直線歪みに起因する誤り率特性の
劣化を改善することができる。
判定にでは０近傍で大きかった誤差を改善して定常的な
位相誤差をなくし、非直線歪みに起因する誤り率特性の
劣化を改善することができる。
尚、OQPSK波入力を例にとって説明したが、他のデジ
タル位相変調方式であっても同様に実施可能であること
はいうまでもない。
タル位相変調方式であっても同様に実施可能であること
はいうまでもない。
［発明の効果］ 以上のようにこの発明によれば、デジタル位相変調で
あるならば、クロック同期の確立を必要とせず、また変
調方式にかかわらずに定常的な位相誤差を常になくし
て、良好なキャリアを再生することができ、さらにはプ
リアンブルを用いることなく上記位相誤差をなくすた
め、情報の伝送効率が高いキャリア再生回路を提供する
ことができる。
あるならば、クロック同期の確立を必要とせず、また変
調方式にかかわらずに定常的な位相誤差を常になくし
て、良好なキャリアを再生することができ、さらにはプ
リアンブルを用いることなく上記位相誤差をなくすた
め、情報の伝送効率が高いキャリア再生回路を提供する
ことができる。
第１図乃至第３図はこの発明に係るキャリア再生回路の
一実施例を示すもので、第１図はこの発明の特徴となる
相関検出回路の具体的な構成を示すブロック回路図、第
２図は従来回路と本願発明に係る回路との位相特性を比
較して示す特性図、第３図はこの発明に係るキャリア再
生回路の全体構成を示すブロック回路図、第４図は従来
のキャリア再生回路の構成を示すブロック回路図であ
る。 11,21……位相回転回路、12,22……VCO回路、13,25……
位相検出回路、14,26……ループフィルタ、23……複素
相関検出回路、231……複素アナログシフトレジスタ、2
32……格納する記憶装置、233……相関検出部、＃１〜
＃256……複素軌跡参照パターン、24……ピーク検出回
路。
一実施例を示すもので、第１図はこの発明の特徴となる
相関検出回路の具体的な構成を示すブロック回路図、第
２図は従来回路と本願発明に係る回路との位相特性を比
較して示す特性図、第３図はこの発明に係るキャリア再
生回路の全体構成を示すブロック回路図、第４図は従来
のキャリア再生回路の構成を示すブロック回路図であ
る。 11,21……位相回転回路、12,22……VCO回路、13,25……
位相検出回路、14,26……ループフィルタ、23……複素
相関検出回路、231……複素アナログシフトレジスタ、2
32……格納する記憶装置、233……相関検出部、＃１〜
＃256……複素軌跡参照パターン、24……ピーク検出回
路。
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04L 27/227 H04L 27/38
Claims (3)
- 【請求項１】受信変調波を複素信号として入力すると共
に周波数信号を入力し、当該周波数信号に基づいて前記
複素信号を位相回転させる位相回転回路と、この位相回
転回路から出力される複素信号を入力して内部で複素信
号波形に対応した参照信号を発生し、前記複素信号との
複素相関値を出力する複素相関検出回路と、この複素相
関検出回路の出力の一定時間毎の複素ピーク値を検出す
るピーク検出回路と、このピーク検出回路の出力から複
素ピーク値の位相量を抽出し、雑音成分を除去して電圧
制御信号に変換するループフィルタと、このループフィ
ルタで得られた電圧制御信号に応じて前記位相回転回路
への周波数信号を発生する電圧制御発振回路とを具備す
るキャリア再生回路。 - 【請求項２】前記複素相関検出回路は、入力複素信号を
シリアル／パラレル変換する複素アナログシフトレジス
タと、前記入力複素信号のシンボル数に応じた複素軌跡
参照パターンを格納する記憶装置と、前記シフトレジス
タからのパラレル複素入力について前記記憶装置に格納
された全てのパターンとの相関をとり、複素相関平均を
検出位相として出力する相関検出部とで構成されること
を特徴とする請求項１記載のキャリア再生回路。 - 【請求項３】前記受信変調波は振幅制限を受けたオフセ
ットQPSK変調波であることを特徴とする請求項１記載の
キャリア再生回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2265004A JP3058906B2 (ja) | 1990-10-04 | 1990-10-04 | キャリア再生回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2265004A JP3058906B2 (ja) | 1990-10-04 | 1990-10-04 | キャリア再生回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04142847A JPH04142847A (ja) | 1992-05-15 |
| JP3058906B2 true JP3058906B2 (ja) | 2000-07-04 |
Family
ID=17411235
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2265004A Expired - Fee Related JP3058906B2 (ja) | 1990-10-04 | 1990-10-04 | キャリア再生回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3058906B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR102517392B1 (ko) * | 2021-05-24 | 2023-04-04 | 주식회사 디섹 | 액화가스 저장탱크용 발판구조물 및 상기 발판구조물의 설치방법 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3633497B2 (ja) * | 2001-03-22 | 2005-03-30 | 三菱電機株式会社 | 周波数誤差推定を行う受信機および周波数誤差の推定方法 |
-
1990
- 1990-10-04 JP JP2265004A patent/JP3058906B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR102517392B1 (ko) * | 2021-05-24 | 2023-04-04 | 주식회사 디섹 | 액화가스 저장탱크용 발판구조물 및 상기 발판구조물의 설치방법 |
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| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04142847A (ja) | 1992-05-15 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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|
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