JP2901414B2 - ディジタル無線通信方式 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 【０００１】 【産業上の利用分野】本発明はディジタル無線通信方式
に関し、特にディジタル多値多相変復調方式を用いる無
線通信回線に適用される、ディジタル無線通信方式の改
良に関する。 【０００２】 【従来の技術】一般に、ディジタル多値多相変復調方式
を用いる無線通信回線においては、受信側において位相
復調する場合、ＣＮ比（Ｃａｒｒｉｅｒ Ｎｏｉｓｅ
Ｒａｔｉｏ）の改善を意図して同期検波方式が採用され
ているが、この同期検波方式においては、同期検波のた
めに必要とされる搬送波再生時に、搬送波再生用位相同
期系における引込位相に不確定性が介在し、結果とし
て、受信側における位相検波器出力の段階において、Ｐ
およびＱの両チャネルのデータ信号が、相互に交差して
出力される交差復調および前記データ信号の極性が反転
して出力される反転復調等の事態が生起し、位相検波器
出力のデータ信号は、送信側における原データ信号とは
全く異なるデータ信号として出力される。上記の交差復
調または反転復調等の異常復調状態を、位相検波器出力
のデータ信号が原データ信号に対応して正しく出力され
る正常復調状態に回復させる補償手段として、従来のデ
ィジタル無線通信方式においては、送信側および受信側
の双方において、それぞれ和分操作および差分操作によ
る差動論理変換を行う方式（詳細は、特開昭５２−１０
９８１１および特願昭５３−１２２２３５等を参照）、
および前記差動論理変換を全く行わない方式（詳細は、
本出願人による特願昭５４−１２０３０８を参照）等が
行われ、または提案されている。 【０００３】 【発明が解決しようとする課題】通常ディジタル無線通
信方式においては、周波数有効範囲利用の観点より、送
信周波数スペクトラムに対してロールオフ整形が行われ
ており、この操作は、変調部および復調部のベースバン
ド帯にそれぞれロールオフ・フィルタの特性として理論
値に近いものが得られるとよいのであるが、現実には非
常には困難であり、理論値よりは或るずれがあり、しか
も、その値はばらついている。 【０００４】これに対して、前述のように、受信側の搬
送波再生用位相同期ループにおける引込位相の不確定性
により、前述した交差復調が生じると、変調部と復調部
に用いられているロールオフ・フィルタの組合せが変化
することになり、両者の特性の理論値からのずれが同一
方向である場合には、総合的なロールオフ整形が理論値
より大きくずれる結果となる。このようにロールオフ・
フィルタが理論値どおりに実現されないために、線形歪
が存在し、正常復調では比較的ロールオフ整形に近くて
も（両者の特性の理論値からのずれが逆方向で補償され
ている場合）、交差復調になった時には、ロールオフ整
形から大きくずれることになる場合がある。 【０００５】前述した反転復調においては、交差復調ほ
どには大きな影響を受けないが、線形歪が存在して波形
が歪んでいる状態において正常復調された波形を識別整
形するために、直流レベルおよびリタイミングが最良状
態に調整されていても、反転復調状態においては、当該
最良調整状態が必ずしも最良の調整状態ではなくなる場
合がある。以上のような欠点も、通常、６４値程度の比
較的低い多値数に止まる場合においては、ベースバンド
伝送系の回路調整または等価器等の使用により、前記異
常復調の影響を最小限にとどめているが、伝送容量の増
大にともない、２５６値多値多相変復調方式を用いる無
線通信回線等においては、前記引込位相の不確定性によ
って生ずる前記ベースバンド伝送系の線形歪の影響は極
めてセンシブルとなり、上記のベースバンド伝送系の回
路調整および等価器等による対策では、前記異常復調に
対する解決策とはなり得ず、従って、異常復調の生起に
より、復調データ信号のビット誤り率特性が大きく変動
し、ディジタル無線通信回線を正常に運用維持すること
ができないという問題点がある。 【０００６】上記問題はＡ／Ｄ変換後の論理操作によっ
て補償する従来の差動論理変換を用いる方式あるいは用
いない方式では解決できない。 【０００７】 【課題を解決するための手段】本発明のディジタル無線
通信方式は、ディジタル多値多相変復調方式を用いる無
線通信回線において、ＰおよびＱの両チャネルに対応す
る第１および第２の位相検波器復調信号出力のＡ−Ｄ変
換信号出力を介して、ＰおよびＱの両チャネルにおける
引込位相を検出する引込位相判別手段と、前記引込位相
判別手段による所定の判別信号を介して、復調系の搬送
波再生用位相同期系に含まれる電圧制御発振器の出力端
に対して、当該搬送波再生用位相同期系が応答できない
時間でｎπ／２ラジアン（ｎは１あるいは３までの自然
数）の位相シフトを付与し、その後当該位相シフトを当
該搬送波再生用位相同期系が応答できる時間で復帰させ
るｎπ／２位相補正手段と、を受信側に備えている。 【０００８】 【実施例】以下、本発明について図面を参照して詳細に
説明する。 【０００９】図１は、本発明の一実施例の主要部を示す
ブロック図である。図１に示されるように、本実施例
は、分岐回路１と、位相検波器２および３と、Ａ−Ｄ変
換器４および５と、フレーム同期回路６と、引込位相判
別回路７と、ＡＮＤ回路８および９と、位相補正回路１
０および１１と、位相補正用発振器１２と、論理回路１
３および電圧制御発振器１４と、論理回路１３および電
圧制御発振器１４を含む搬送波再生回路１５と、４相位
相変調器１６と、π／２位相器１７とを備えている。 【００１０】図１において、受信変調信号１０１は分岐
回路１により２分岐されて、それぞれ位相検波器２およ
び３において直交位相検波される。直交位相検波のため
に、位相検波器２，３に送られる搬送波再生信号を生成
する搬送波再生回路４２の動作については、特願昭６０
−１５０４１０号と同様である。 【００１１】位相検波器２および３から出力される復調
信号１０２および１０３は、それぞれＰチャネルのＡ−
Ｄ変換器４およびＱチャネルのＡ−Ｄ変換器５において
Ａ−Ｄ変換され、前者のＡ−Ｄ変換器４からは、データ
信号Ｘ１，Ｘ２，Ｘ３およびＸ４と、誤差信号Ｘ５とが
出力され、後者のＡ−Ｄ変換器５からは、データ信号Ｙ
１，Ｙ２，Ｙ３およびＹ４と、誤差信号Ｙ５とが出力さ
れる。 【００１２】Ａ−Ｄ変換器５から出力されるデータ信号
Ｙ２はフレーム同期回路６に送られ、フレーム同期回路
６からは、所定フレーム同期パルス１０４が出力されて
引込位相判別回路７に入力される。位相引込判別回路７
の一具体例は図２に示されるとおりで、１ビットの遅延
回路２１、Ｄタイプ・フリップフロップ２２〜２４およ
びＥＸ−ＯＲ回路２５〜２６により形成される。図２に
おいて、フレーム同期回路６から送られてくるフレーム
同期パルス１０４と、Ａ−Ｄ変換器４および５から送ら
れてくるデータ信号Ｘ１およびＸ２とＹ１との入力に対
応して、ＥＸ−ＯＲ回路２５および２６からは、引込位
相を判別する状態信号１０５および１０６が出力され
る。 【００１３】図４には、フレーム同期回路６および引込
位相判別回路７の動作説明に関連するデータ信号のフレ
ーム構成が示されているが、図２に内部構成が示される
引込位相判別回路７においては１ビット遅延回路２１に
より１ビット分の時間補正されたデータ信号Ｘ２と、デ
ータ信号Ｘ１およびＹ１とは、Ｄタイプ・フリップフロ
ップ２２〜２４を介して、フレーム同期パルス１０４に
よってリタイミングされ、フレーム・パルスが抽出され
る。Ｄタイプ・フリップフロップ２２〜２４の出力はＥ
Ｘ−ＯＲ回路２５および２６に送られて、引込位相を判
別する状態信号１０５および１０６が出力される。な
お、図４に示されるデータ信号のフレーム構成を含む、
フレーム同期回路６および引込位相判別回路７の動作内
容については、本出願人によるディジタル多値多相変復
調装置（特願昭５４−１２０３０８）に詳記されている
ので、ここでは説明を省略する。 【００１４】引込位相判別回路７から出力される上述の
状態信号１０５および１０６は、それぞれＡＮＤ回路８
および９に送られる。前記特願昭５４−１２０３０８に
示されているように、引込位相が、０ラジアン、π／２
ラジアン、πラジアンおよび３π／２ラジアンの各場合
に対応して、上述の引込位相判別回路７から出力される
状態信号１０５および１０６のレベルの組合せは、それ
ぞれ（０，０）、（１，０）、（１，１）および（０，
１）となる。ＡＮＤ回路８および位相補正回路１０と、
ＡＮＤ回路９および位相補正回路１１と作用は、特願昭
６０−１５０４１０号と同様である。 【００１５】従って、上記の状態信号１０５および１０
６の組合せ、すなわち、引込位相の各状態に対応して、
ＡＮＤ回路８および位相補正回路１０と、ＡＮＤ回路９
および位相補正回路１１とを介して４相位相変調器１６
に入力される制御信号１１３および１１４の組合せは四
通りの状態が存在する。上述の状態信号１０５および１
０６のレベルの組合せより明らかなように、引込位相が
０ラジアンの場合には、位相補正用発振器１２から出力
される位相補正信号１０７は、ＡＮＤ回路８および９に
おいて遮断され、搬送波再生回路１５において生成され
る搬送波再生信号１１０は、４相位相変調器１６におい
て無変調のままで位相検波器２および３に送られる。す
なわち引込位相が正常であるために搬送波再生信号１１
０に対する位相補正は行われない。 【００１６】次に、引込位相判別回路７から出力される
状態信号１０５および１０６のレベルの組合せが（１，
０）の場合、すなわち引込位相がπ／２ラジアンの場合
には、図３（ａ）に示される位相補正信号１０７はＡＮ
Ｄ回路８を介して位相補正回路１０に入力され、図３
（ｂ）に示されるような制御信号１１３が生成されて４
相位相変調器１６に入力される。同様に、引込位相がπ
ラジアンの場合には、位相補正信号１０７は、ＡＮＤ回
路８および位相補正回路１０と、ＡＮＤ回路９および位
相補正回路１１とを介して４相位相変調器１６に入力さ
れ、搬送波再生信号１１０はπラジアン位相シフトされ
て、引込位相は正常状態に復帰される。引込位相が３π
／２ラジアンである場合には、位相補正信号１０７は、
ＡＮＤ回路９および位相補正回路１１を介して４相位相
変調器１６に入力され、搬送波再生信号１１０は３π／
２ラジアン位相シフトされて、引込位相は正常状態に復
帰される。以上本発明の説明においては、交差復調およ
び反転復調ともに補償するように４相位相変調器１６を
用いたが、この４相位相変調器１６の代りに、２相位相
変調器を用いて交差復調のみを補償する構成としてもよ
い。 【００１７】なお、上記の本発明の一実施例の説明にお
いては、２５６値多値多相変復調方式による無線通信回
線に本発明を適用する場合について説明を行ったが、本
発明は、２５６値以外の多値多相変復調方式による無線
通信回線に対しても有効に適用できることは言うまでも
ない。下記の表１に示されるのは、１６値、６４値、２
５６値および１０２４値の多値多相変復調方式に対応す
る、送信側のＤ−Ａ変換器に入力される主信号Ｘｉおよ
びＹｉと、受信側のＡ−Ｄ変換器から出力される主信号
Ｘｉ，Ｙｉおよび誤差信号Ｘｉ，Ｙｉとの対照表である
が、図１において、２５６値の場合の主信号および誤差
信号を、表１を参照して他の多値数の場合の主信号およ
び誤差信号に置き換えることにより、２５６値以外の他
の多値多相変復調方式に対応する本発明の一実施例が実
現される。 【００１８】 【表１】【００１９】 【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明のデ
ィジタル無線通信方式は、ディジタル多値多相変復調方
式を用いる無線通信回線に適用されて、受信復調系にお
ける引込位相の不確定性が的確に排除され、従来帯域制
限特性等のデータ伝送系における直線歪の存在により生
起した、ビット誤り率特性の分散が圧縮されて、ディジ
タル無線通信回線の品質が常時正常に保持されるという
効果がある。

【図面の簡単な説明】 【図１】本発明の一実施例の主要部を示すブロック図。 【図２】引込位相判別回路の実施例の要部を示すブロッ
ク図。 【図３】位相補正信号および制御信号の波形図。 【図４】データ信号Ｘ１，Ｙ１，Ｘ２およびＹ２のフレ
ーム構成図。 【符号の説明】 １ 分岐回路 ２，３ 位相検波器 ４，５ Ａ−Ｄ変換器 ６ フレーム同期回路 ７ 引込位相判別回路 ８，９ ＡＮＤ回路 １０，１１ 位相補正回路 １２ 位相補正用発振器 １３ 論理回路 １４ 電圧制御発振器 １５ 搬送波再生回路 １６ ４相位相変調器 １７ π／２位相器

Claims (1)

1. (57)【特許請求の範囲】 １．ディジタル多値多相変復調方式を用いる無線通信回
   線において、ＰおよびＱの両チャネルに対応する第１お
   よび第２の位相検波器復調信号出力のＡ−Ｄ変換信号出
   力を介して、ＰおよびＱの両チャネルにおける引込位相
   を検出する引込位相判別手段と、前記引込位相判別手段
   による所定の判別信号を介して、復調系の搬送波再生用
   位相同期系に含まれる電圧制御発振器の出力端に対し
   て、当該搬送波再生用位相同期系が応答できない時間で
   ｎπ／２ラジアン（ｎは１あるいは３までの自然数）の
   位相シフトを付与し、その後当該位相シフトを当該搬送
   波再生用位相同期系が応答できる時間で復帰させるｎπ
   ／２位相補正手段と、を受信側に備えることを特徴とす
   るディジタル無線通信方式。