JPH0515336B2 - - Google Patents
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- JPH0515336B2 JPH0515336B2 JP60150410A JP15041085A JPH0515336B2 JP H0515336 B2 JPH0515336 B2 JP H0515336B2 JP 60150410 A JP60150410 A JP 60150410A JP 15041085 A JP15041085 A JP 15041085A JP H0515336 B2 JPH0515336 B2 JP H0515336B2
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/3818—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation, i.e. using one or more nominally phase synchronous carriers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
〔産業上の利用分野〕
本発明はデイジタル無線通信方式に関し、特に
デイジタル多値多相変復調方式を用いる無線通信
回線に適用される、デイジタル無線通信方式の改
良に関する。 〔従来の技術〕 一般に、デイジタル多値多相変調方式を用いる
無線通信回線においては、受信側において位相復
調する場合、CN比（Carrier Noise Ratio）の
改善を意図して同期検波方式が採用されている
が、この同期検波方式においては、同期検波のた
めに必要とされる搬送波再生時に、搬送波再生用
位相同期系における引込位相に不確定性が介在
し、結果として、受信側における位相検波器出力
の段階において、ＰおよびＱの両チヤネルのデー
タ信号が、相互に交差して出力される交差復調お
よび前記データ信号の極性が反転して出力される
反転復調等の事態が生起し、位相検波器出力のデ
ータ信号は、送信側における原データ信号とは全
く異なるデータ信号として出力される。上記の交
差復調または反転復調等の異常復調状態を、位相
検波器出力のデータ信号が原データ信号に対応し
て正しく出力される正常復調状態に回復させる補
償手段として、従来のデイジタル無線通信方式に
おいては、送信側および受信側の双方において、
それぞれ和分操作および差分操作による差動論理
変換を行う方式（詳細は、特開昭52−109811およ
び特願昭53−122235等を参照）、および前記差動
論理変換を全く行わない方式（詳細は、本出願人
による特願昭54−120308を参照）等が行われ、ま
た提案されている。 〔発明が解決しようとする問題点〕 通常デイジタル無線通信方式においては、周波
数有効範囲利用の観点より、送信周波数スペクト
ラムに対してロールオフ整形が行われており、こ
の操作は、変調部および復調部のベースバンド帯
にそれぞれロールオフ・フイルタを設けて、こら
れのロールオフ・フイルタの組合わせにより実現
している。ここで、このロールオフ・フイルタの
特性として論理値に近いものが得られるとよいの
であるが、現実には非常に困難であり、論理値よ
りは或るずれがあり、しかも、その値はばらつい
ている。 これに対して、前述のように、受信側の搬送波
再生用位相同期ループにおける引込み位相の不確
定性により、前述した交差復調が生じると、変調
部と復調部に用いられているロールオフ・フイル
タの組合わせが変化することになり、両者の特性
の論理値からのずれが同一方向である場合には、
総合的なロールオフ整形が論理値より大きくずれ
る結果となる。このようなロールオフ・フイルタ
が論理値どうりに実現されないために、線形歪が
存在し、正常復調では比較的ロールオフ整形に近
くても（両者の特性の論理値からのずれが逆方向
で補償されている場合）、交差復調になつた時に
は、ロールオフ整形から大きくずれることになる
場合がある。 前述した反転復調においては、交差復調ほどに
は大きな影響は受けないが、線形歪が存在して波
形が歪んでいる状態において正常復調された波形
を識別整形するために、直流レベルおよびリタイ
ミングが最良状態に調整されていても、反転復調
状態においては、当該最良調整状態が必ずしも最
良の調整状態ではなくなる場合がある。以上のよ
うな欠点も、通常、64値程度の比較的低い多値数
に止まる場合においては、ベースバンド伝送系の
回路調整または等化器等の使用により、前記異常
復調の影響を最小限にとどめているが、伝送容量
の増大にともない、256値多値多相変調方式を用
いる無線通信回線等においては、前記引込位相の
不確定性によつて生ずる前記ベースバンド伝送系
の線形歪の影響は極めてセンシブルとなり、上記
のベースバンド伝送系の回路調整および等化器等
による対策では、前記異常復調に対する解決策と
はなり得ず、従つて、異常復調の生起により、復
調データ信号のビツト誤り率特性が大きく変動
し、デイジタル無線通信回線を正常に運用維持す
ることができないという問題がある。 上記問題はＡ／Ｄ変換後の論理操作によつて補
償する従来の差動論理変換を用いる方式あるいは
用いない方式では解決できない。 〔問題点を解決するための手段〕 本発明のデイジタル無線通信方式は、デイジタ
ル多値多相変復調方式を用いる無線通信方式にお
いて、所定の変調系に対するＰおよびＱの両チヤ
ネルにおけるクロツク信号の位相差を所定値に設
定する位相調整手段を送信側に備え、搬送波再生
用位相同期系を介して、前記ＰおよびＱの両チヤ
ネルに対応する第１および第２の位相検波器の復
調信号出力間のクロツク信号の相対位相差を検出
することにより、ＰおよびＱの両チヤネルにおけ
る引込位相を検出する引込位相判別手段と、前記
引込位相判別手段による所定の判別信号を介し
て、復調系の搬送波再生用位相同期系に含まれる
電圧制御発振器の出力位相に対して、当該搬送波
再生用位相同期系の応答速度よりも十分短かい時
間内にπ／２ラジアンの位相シフトを付与すると
ともに、当該搬送波再生用位相同期系の応答速度
よりも十分長い時間経過後に前記位相シフト復帰
させる２相位相補正手段と、を受信側に備えてい
る。 〔実施例〕 以下、本発明について図面を参照して詳細に説
明する。 第１図ａおよびｂは、本発明の実施例の主要部
を示すブロツク図である。本実施例は、256値多
値多相変復調方式を用いるデイジタル無線通信方
式に本発明を適用する場合の具体例で、第１図ａ
は送信側の主要部を示し、第１図ｂは受信側の主
要部を示している。第１図ａに示されるように、
送信側においては、ＰチヤネルのＤ−Ａ変換器
１、帯域制限回路３および位相変調器６と、Ｑチ
ヤネルのＤ−Ａ変換器２、帯域制限回路４および
位相変調器７と、位相調整回路５と、搬送波発生
回路８と、π／２移相器９と、合成回路１０とを
備えており、また、第１図ｂに示されるように、
受信側においては、分岐回路１１と、Ｐチヤネル
の位相検波器１２およびＡ−Ｄ変換器１５と、Ｑ
チヤネルの位相検波器１３およびＡ−Ｄ変換器１
６と、クロツク同期回路１４と、タイミング制御
回路１７と、可変位相器１８と、引込位相判別回
路１９と、論理回路２０および電圧制御発振器２
１を含む搬送波再生回路２２と、位相補正用発振
器２３と、AND回路２４と、位相補正回路２５
と、２相位相変調器２６と、π／２移相器２７と
を備えている。 第１図ａにおいて、Ｐチヤネルのデータ信号
X1，X2，X3およびX4、およびＱチヤネルのデー
タ信号Y1，Y2，Y3およびY4は、それぞれＤ−Ａ
変換器１および２に入力されてＤ−Ａ変換され、
それぞれアナグのベースバンド信号１０２および
１０３として出力されて、帯域制限回路３および
４を経由して位相検波器６および７に入力され
る。Ｄ−Ａ変換器１および２におけるＤ−Ａ変換
作用は、Ｄ−Ａ変換器１においては、クロツク信
号１０１を介して行われており、Ｄ−Ａ変換器２
においては、位相調整回路５により、クロツク信
号１０１に所定の遅延時間を付与されるクロツク
信号を介してＤ−Ａ変換作用が行われる。従つ
て、アナログのベースバンド信号１０２および１
０３の間には、前記遅延時間に相応する位相差が
定常的に介在しており、この場合においては、ベ
ースバンド信号１０３の方が遅れる形で時間位相
差が設定される。位相検波器６および７において
は、搬送波発生回路８から出力される搬送波信号
１０４およびπ／２移相器９を介してπ／２ラジ
アンの位相シフトを付与される搬送波信号１０５
が、それぞれ帯域制限回路３および４から出力さ
れるベースバンド信号により位相変調されて出力
され、合成回路１０において直交合成されて、所
定の送信変調信号１０６として送信系に送出され
る。 第１図ｂに示される受信側においては、所定の
受信系により受信される受信変調信号１０７は、
分岐回路１１により２分岐されて位相検波器１２
および１３に入力される。位相検波器１２および
１３に対しては、搬送波再生回路２２において生
成される搬送波再生信号１１５が、２相位相変調
器２６を経由して、前者に対しては直接に、また
後者に対してπ／２移相器２７によりπ／２ラジ
アンの位相シフトを付与されて、それぞれ入力さ
れており、前記受信変調信号は各位相検波器にお
いて直交位相検波される。 位相検波器１２および１３から出力される復調
信号１０８および１０９は、それぞれ対応するＡ
−Ｄ変換器１５および１６に入力されるが、復調
信号１０８はクロツク同期回路１４にも入力され
る。クロツク同期回路１４には、復調信号１０８
のクロツク信号に対応する位相同期系が備られて
おり、Ｐチヤネルのクロツク信号１１０が抽出さ
れて、Ａ−Ｄ変換器１５、可変位相器１８および
引込位相判別回路１９に送られる。Ａ−Ｄ変換器
１５においては、クロツク信号１１０を介して、
異常復調の生起しない状態においては、復調信号
１０８の入力に対応して、データ信号X1，X2，
X3およびX4と、差信号X5とが出力され、また、
Ａ−Ｄ変換器１６６においては、可変位相器１８
を経由して送られてくるクロツク信号１１２を介
して、正常動作時においては、復調信号１０９の
入力に対応して、データ信号Y1，Y2，Y3および
Y4と、誤差信号Y5とが出力される。 データ信号X1およびY1と、誤差信号X5および
Y5とは、搬送波再生回路２２に含まれる論理回
路２０に入力され、論理回路２０において生成さ
れる位相制御信号１１４は電圧制御発振器２１に
入力される。良く知られているように、電圧制御
発振器２１は、復調系において形成される搬送波
再生用位相同期系の主要部を為す電圧制御発振器
そのものである。搬送波再生回路２２の動作につ
いては、本出願人による搬送波再生回路（特願昭
56−15775）に詳記されているので説明は省略す
る。論理回路２０からは、前記搬送波再生用位相
同期系における位相同期状態を示す状態信号１１
６も出力されており、AND回路２４に入力され
る。また、電圧制御発振器２１から出力される搬
送波再生信号１１５は、２相位相変調器２６に送
られる。 Ａ−Ｄ変換器１６から出力されるデータ信号
Y1と、誤差信号Y5とは、タイミング制御回路１
７に入力されるが、Ａ−Ｄ変換器１６、タイミン
グ制御回路１７および可変位相器１８は、一つの
タイミング同期系を形成しており、クロツク同期
回路１４から送られてくるＰチヤネルのクロツク
信号１１０は、タイミング制御回路１７から出力
される位相制御信号１１１によつて位相推移量を
制御調整される可変位相器１８を経由することに
より、ＱチヤネルのＡ−Ｄ変換器１６におけるＡ
−Ｄ変換作用に対してして最適のタイミングを有
するクロツク信号１１２として出力され、Ａ−Ｄ
変換器１６、タイミング制御回路１７および引込
位相判別回路１９に送られる。タイミング制御回
路１７の具体例は、可変位相器１８との関連にお
いて、第２図にその主要部が示されているが、第
２図より明らかなように、極性判別回路４５、論
理回路４６および低域ろ波器４７により形成され
ている。このＡ−Ｄ変換器１６、タイミング制御
回路１７および可変位相器１８により形成される
タイミング同期系と、Ａ−Ｄ変換器１６およびタ
イミング制御回路１７等の動作・作用について
は、本出願人による復調装置（特願昭59−
126809）に詳記されているので説明は省略する。
上述のクロツク信号１１２が、Ｑチヤネルのデー
タ信号に対応するクロツク信号そのものであるこ
とは明らかである。 引込位相判別回路１９に対しては、クロツク同
期回路１４から送られてくるクロツク信号１１０
と、可変位相器１８を経由して送られてくるクロ
ツク信号１１２とが入力される。前述のように、
クロツク信号１１０および１１２は、それぞれＰ
チヤネルおよびＱチヤネルにおけるクロツク信号
に相応しており、引込位相判別回路１９におい
て、ＰおよびＱ両チヤネルの引込位相が検出され
る。引込位相判別回路１９の具体例としては、第
３図に示されるように、Ｄタイプ・フリツプフロ
ツプ４８により形成することができる。第３図に
おいて、クロツク信号１１０とクロツク信号１１
２との相対位相関係において、クロツク信号１１
２がクロツク信号１１０より進相の状態にある時
には、Ｄタイプ・フリツプフロツプ４８から出力
される状態信号１１３は、“１”レベルにて出力
され、逆にクロツク信号１１２がクロツク信号１
１０よりも遅相の状態にある時には、状態信号１
１３は“０”レベルにて出力される。 上記の状態信号１１３はAND回路２４に入力
されるが、このAND回路２４には、論理回路２
０より搬送波再生用位相同期系における位相同期
状態を示す状態信号１１６と、位相補正用発振器
２３より所定の位相補正信号１１７とが同時に送
られて来ており、これらの信号のAND信号が制
御信号１１８として位相補正回路２５に入力され
る。論理回路２０から出力される状態信号１１６
は、上記の搬送波再生用位相同期系が位相同期状
態にある時には“１”レベルで出力され、非同期
の状態においては“０”レベルで出力される。ま
た、位相補正信号１１７は、その一例が第５図ａ
に示されるように、特定の矩形波周期信号により
形成されており、時間帯T4においては“１”レ
ベル、時間帯T5においては“０”レベルとなら
るようにレベル設定されている。ここにT4，T5
の長さはT1〜T3において所定の値を得るように
設定されるもので、T1〜T3については後に詳述
する。従つて、AND回路２４から出力される制
御信号１１８のレベル状態は、前記位相同期状態
を示す状態信号１１６が“０”レベルの時、すな
わち位相非同期の状態においては常時“０”とな
り、状態信号１１６が“１”レベル、すなわち位
相同期状態になつて始めて状態信号１１３および
位相補正信号１１７がAND出力に関与すること
は明らかである。 搬送波再生用位相同期系が同期状態になると、
既述したように、引込位相における不確定性に起
因して、Ｐ，Ｑ両チヤネル間の交差作用が発生
し、本来Ｐチヤネルのデータ信号が出力されるべ
きＡ−Ｄ変換器１５からＱチヤネルのデータ信号
が出力され、またＱチヤネルのデータ信号が出力
されるべきＡ−Ｄ変換器１６からＰチヤネルのデ
ータ信号が出力されるという事態が生起すること
がある。引込位相が正常である場合には、クロツ
ク同期回路１４から引込位相判別回路１９に入力
されるクロツク信号１１０は正しくＰチヤネルに
対応するクロツク信号であり、同様にクロツク信
号１１２はＱチヤネルに対応するクロツク信号で
ある。しかも送信側における位相調整操作によ
り、Ｐチヤネルのクロツク信号１１０の方が所定
時間だけ進んでいる。しかしながら、引込位相が
正常でなく、Ｐ，Ｑ両チヤネルがクロスする場合
には、クロツク同期回路１４から出力されるクロ
ツク信号１１０はＱチヤネルに対応するクロツク
信号となり、クロツク信号１１２はＰチヤネルに
対応するクロツク信号となる。この場合、明らか
にクロツク信号１１２の方がクロツク信号１１０
よりも前記特定時間だけ進む状態となり、クロツ
ク信号１１０および１１２の時間位相が逆転す
る。従つて、前述の引込位相判別回路１９の動作
機能より明らかなように、引込位相が正常な状態
においては引込位相判別回路１９から出力される
状態信号１１３は、引込位相が正常である場合に
は常時“０”レベルとなり、引込位相が正常でな
い場合には常時“１”レベルとなる。 今、引込位相が正常でない場合を考えると、
AND回路２４に入力される信号は、状態信号１
１３および１１６は共に“１”レベルであり、従
つて位相補正信号１１７は、AND回路２４を経
由して制御信号１１８として位相補正回路２５に
送られる。位相補正回路２５は、その一具体例が
第４図に示されるように、ダイオード４９とコン
デンサ５０とにより形成されており、第５図ａに
示される位相補正信号（制御信号１１８）に対応
して、第５図ｂに示される波形の制御信号１１９
が出力され、π／２位相変調器２６に入力され
る。π／２位相変調器２６においては、電圧制御
発振器２１から送られてくる搬送波再生信号１１
５に対して、π／２ラジアンの位相変調が、第５
図ｂにおけるT1の時間で瞬時に行われる。T5の
時間は搬送波再生用位相同期系の応答速度より十
分短かいのでπ／２ラジアンの位相変化はループ
によつて補償はされず、検波位相がπ／２ラジア
ンシフトする。即ち引込位相が正常状態となる。
次にπ/2位相変調はT2の時間で復帰するが、T2の
時間は搬送波再生用位相同期系の応答速度より十
分長いので正常な引込位相を保ちながら復帰す
る。 引込位相が正常に復帰した時には、引込位相判
別回路１９まで至るクロツク同期系を含む回路が
十分に応答できる時間より大きくT3の値が選択
されているので引込位相判別回路１９から出力さ
れる状態信号１１３は“０”レベルとなるため、
位相補正回路２５からは制御信号１１９は、もは
や出力されない。しかし、引込位相が未だ正常状
態に復帰されない場合には、状態信号１１３は依
然として“１”レベルでAND回路２４に入力さ
れるため、第５図ａに示される位相補正信号（制
御制御信号１１８）が、継続される形で位相補正
回路２５に入力され、前述のように、電圧制御発
振器２１から送られてくる搬送波再生信号１１５
に対して、再度π／２ラジアンの位相シフト変調
が行われる。このようにして、引込位相判別回路
１９から出力される、搬送波再生用位相同期系に
おける引込位相の正常の有無を判別する状態信号
１１３を参照して、π／２ラジアンのステツプに
おいて引込位相の修正作用が自動的に行われ、前
記搬送再生用位相同期系における引込位相が正常
状態に復帰されて、Ａ−Ｄ変換器１５および１６
からは、それぞれＰチヤネルおよびＱチヤネルの
データ信号が、正常復調状態で出力される。 なお、上記の本発明の一実施例の説明において
は、256個多値多相変復調方式により無線通信回
線に本発明を適用する場合について説明を行つた
が、本発明は、256値以外の多値多相変復調方式
による無線通信回線に対しても有効に適用できる
ことは言うまでもない。下記の第１表に示される
のは、16値、64値、256値および1024値の多値多
相変復調方式に対応する、送信側のＤ−Ａ変換器
に入力される主信号XiおよびYiと、受信側のＡ−
Ｄ変換器から出力される主信号Xi，Yiおよび誤差
信号Xj，Yjとの対照表であるが、第１図におい
て、256値の場合の主信号および誤差信号を、第
１表を参照して他の多値数の場合の主信号および
誤差信号に置き換えることにより、256値以外の
他の多値多相変復調方式に対応する本発明の一実
施例が実現される。
デイジタル多値多相変復調方式を用いる無線通信
回線に適用される、デイジタル無線通信方式の改
良に関する。 〔従来の技術〕 一般に、デイジタル多値多相変調方式を用いる
無線通信回線においては、受信側において位相復
調する場合、CN比（Carrier Noise Ratio）の
改善を意図して同期検波方式が採用されている
が、この同期検波方式においては、同期検波のた
めに必要とされる搬送波再生時に、搬送波再生用
位相同期系における引込位相に不確定性が介在
し、結果として、受信側における位相検波器出力
の段階において、ＰおよびＱの両チヤネルのデー
タ信号が、相互に交差して出力される交差復調お
よび前記データ信号の極性が反転して出力される
反転復調等の事態が生起し、位相検波器出力のデ
ータ信号は、送信側における原データ信号とは全
く異なるデータ信号として出力される。上記の交
差復調または反転復調等の異常復調状態を、位相
検波器出力のデータ信号が原データ信号に対応し
て正しく出力される正常復調状態に回復させる補
償手段として、従来のデイジタル無線通信方式に
おいては、送信側および受信側の双方において、
それぞれ和分操作および差分操作による差動論理
変換を行う方式（詳細は、特開昭52−109811およ
び特願昭53−122235等を参照）、および前記差動
論理変換を全く行わない方式（詳細は、本出願人
による特願昭54−120308を参照）等が行われ、ま
た提案されている。 〔発明が解決しようとする問題点〕 通常デイジタル無線通信方式においては、周波
数有効範囲利用の観点より、送信周波数スペクト
ラムに対してロールオフ整形が行われており、こ
の操作は、変調部および復調部のベースバンド帯
にそれぞれロールオフ・フイルタを設けて、こら
れのロールオフ・フイルタの組合わせにより実現
している。ここで、このロールオフ・フイルタの
特性として論理値に近いものが得られるとよいの
であるが、現実には非常に困難であり、論理値よ
りは或るずれがあり、しかも、その値はばらつい
ている。 これに対して、前述のように、受信側の搬送波
再生用位相同期ループにおける引込み位相の不確
定性により、前述した交差復調が生じると、変調
部と復調部に用いられているロールオフ・フイル
タの組合わせが変化することになり、両者の特性
の論理値からのずれが同一方向である場合には、
総合的なロールオフ整形が論理値より大きくずれ
る結果となる。このようなロールオフ・フイルタ
が論理値どうりに実現されないために、線形歪が
存在し、正常復調では比較的ロールオフ整形に近
くても（両者の特性の論理値からのずれが逆方向
で補償されている場合）、交差復調になつた時に
は、ロールオフ整形から大きくずれることになる
場合がある。 前述した反転復調においては、交差復調ほどに
は大きな影響は受けないが、線形歪が存在して波
形が歪んでいる状態において正常復調された波形
を識別整形するために、直流レベルおよびリタイ
ミングが最良状態に調整されていても、反転復調
状態においては、当該最良調整状態が必ずしも最
良の調整状態ではなくなる場合がある。以上のよ
うな欠点も、通常、64値程度の比較的低い多値数
に止まる場合においては、ベースバンド伝送系の
回路調整または等化器等の使用により、前記異常
復調の影響を最小限にとどめているが、伝送容量
の増大にともない、256値多値多相変調方式を用
いる無線通信回線等においては、前記引込位相の
不確定性によつて生ずる前記ベースバンド伝送系
の線形歪の影響は極めてセンシブルとなり、上記
のベースバンド伝送系の回路調整および等化器等
による対策では、前記異常復調に対する解決策と
はなり得ず、従つて、異常復調の生起により、復
調データ信号のビツト誤り率特性が大きく変動
し、デイジタル無線通信回線を正常に運用維持す
ることができないという問題がある。 上記問題はＡ／Ｄ変換後の論理操作によつて補
償する従来の差動論理変換を用いる方式あるいは
用いない方式では解決できない。 〔問題点を解決するための手段〕 本発明のデイジタル無線通信方式は、デイジタ
ル多値多相変復調方式を用いる無線通信方式にお
いて、所定の変調系に対するＰおよびＱの両チヤ
ネルにおけるクロツク信号の位相差を所定値に設
定する位相調整手段を送信側に備え、搬送波再生
用位相同期系を介して、前記ＰおよびＱの両チヤ
ネルに対応する第１および第２の位相検波器の復
調信号出力間のクロツク信号の相対位相差を検出
することにより、ＰおよびＱの両チヤネルにおけ
る引込位相を検出する引込位相判別手段と、前記
引込位相判別手段による所定の判別信号を介し
て、復調系の搬送波再生用位相同期系に含まれる
電圧制御発振器の出力位相に対して、当該搬送波
再生用位相同期系の応答速度よりも十分短かい時
間内にπ／２ラジアンの位相シフトを付与すると
ともに、当該搬送波再生用位相同期系の応答速度
よりも十分長い時間経過後に前記位相シフト復帰
させる２相位相補正手段と、を受信側に備えてい
る。 〔実施例〕 以下、本発明について図面を参照して詳細に説
明する。 第１図ａおよびｂは、本発明の実施例の主要部
を示すブロツク図である。本実施例は、256値多
値多相変復調方式を用いるデイジタル無線通信方
式に本発明を適用する場合の具体例で、第１図ａ
は送信側の主要部を示し、第１図ｂは受信側の主
要部を示している。第１図ａに示されるように、
送信側においては、ＰチヤネルのＤ−Ａ変換器
１、帯域制限回路３および位相変調器６と、Ｑチ
ヤネルのＤ−Ａ変換器２、帯域制限回路４および
位相変調器７と、位相調整回路５と、搬送波発生
回路８と、π／２移相器９と、合成回路１０とを
備えており、また、第１図ｂに示されるように、
受信側においては、分岐回路１１と、Ｐチヤネル
の位相検波器１２およびＡ−Ｄ変換器１５と、Ｑ
チヤネルの位相検波器１３およびＡ−Ｄ変換器１
６と、クロツク同期回路１４と、タイミング制御
回路１７と、可変位相器１８と、引込位相判別回
路１９と、論理回路２０および電圧制御発振器２
１を含む搬送波再生回路２２と、位相補正用発振
器２３と、AND回路２４と、位相補正回路２５
と、２相位相変調器２６と、π／２移相器２７と
を備えている。 第１図ａにおいて、Ｐチヤネルのデータ信号
X1，X2，X3およびX4、およびＱチヤネルのデー
タ信号Y1，Y2，Y3およびY4は、それぞれＤ−Ａ
変換器１および２に入力されてＤ−Ａ変換され、
それぞれアナグのベースバンド信号１０２および
１０３として出力されて、帯域制限回路３および
４を経由して位相検波器６および７に入力され
る。Ｄ−Ａ変換器１および２におけるＤ−Ａ変換
作用は、Ｄ−Ａ変換器１においては、クロツク信
号１０１を介して行われており、Ｄ−Ａ変換器２
においては、位相調整回路５により、クロツク信
号１０１に所定の遅延時間を付与されるクロツク
信号を介してＤ−Ａ変換作用が行われる。従つ
て、アナログのベースバンド信号１０２および１
０３の間には、前記遅延時間に相応する位相差が
定常的に介在しており、この場合においては、ベ
ースバンド信号１０３の方が遅れる形で時間位相
差が設定される。位相検波器６および７において
は、搬送波発生回路８から出力される搬送波信号
１０４およびπ／２移相器９を介してπ／２ラジ
アンの位相シフトを付与される搬送波信号１０５
が、それぞれ帯域制限回路３および４から出力さ
れるベースバンド信号により位相変調されて出力
され、合成回路１０において直交合成されて、所
定の送信変調信号１０６として送信系に送出され
る。 第１図ｂに示される受信側においては、所定の
受信系により受信される受信変調信号１０７は、
分岐回路１１により２分岐されて位相検波器１２
および１３に入力される。位相検波器１２および
１３に対しては、搬送波再生回路２２において生
成される搬送波再生信号１１５が、２相位相変調
器２６を経由して、前者に対しては直接に、また
後者に対してπ／２移相器２７によりπ／２ラジ
アンの位相シフトを付与されて、それぞれ入力さ
れており、前記受信変調信号は各位相検波器にお
いて直交位相検波される。 位相検波器１２および１３から出力される復調
信号１０８および１０９は、それぞれ対応するＡ
−Ｄ変換器１５および１６に入力されるが、復調
信号１０８はクロツク同期回路１４にも入力され
る。クロツク同期回路１４には、復調信号１０８
のクロツク信号に対応する位相同期系が備られて
おり、Ｐチヤネルのクロツク信号１１０が抽出さ
れて、Ａ−Ｄ変換器１５、可変位相器１８および
引込位相判別回路１９に送られる。Ａ−Ｄ変換器
１５においては、クロツク信号１１０を介して、
異常復調の生起しない状態においては、復調信号
１０８の入力に対応して、データ信号X1，X2，
X3およびX4と、差信号X5とが出力され、また、
Ａ−Ｄ変換器１６６においては、可変位相器１８
を経由して送られてくるクロツク信号１１２を介
して、正常動作時においては、復調信号１０９の
入力に対応して、データ信号Y1，Y2，Y3および
Y4と、誤差信号Y5とが出力される。 データ信号X1およびY1と、誤差信号X5および
Y5とは、搬送波再生回路２２に含まれる論理回
路２０に入力され、論理回路２０において生成さ
れる位相制御信号１１４は電圧制御発振器２１に
入力される。良く知られているように、電圧制御
発振器２１は、復調系において形成される搬送波
再生用位相同期系の主要部を為す電圧制御発振器
そのものである。搬送波再生回路２２の動作につ
いては、本出願人による搬送波再生回路（特願昭
56−15775）に詳記されているので説明は省略す
る。論理回路２０からは、前記搬送波再生用位相
同期系における位相同期状態を示す状態信号１１
６も出力されており、AND回路２４に入力され
る。また、電圧制御発振器２１から出力される搬
送波再生信号１１５は、２相位相変調器２６に送
られる。 Ａ−Ｄ変換器１６から出力されるデータ信号
Y1と、誤差信号Y5とは、タイミング制御回路１
７に入力されるが、Ａ−Ｄ変換器１６、タイミン
グ制御回路１７および可変位相器１８は、一つの
タイミング同期系を形成しており、クロツク同期
回路１４から送られてくるＰチヤネルのクロツク
信号１１０は、タイミング制御回路１７から出力
される位相制御信号１１１によつて位相推移量を
制御調整される可変位相器１８を経由することに
より、ＱチヤネルのＡ−Ｄ変換器１６におけるＡ
−Ｄ変換作用に対してして最適のタイミングを有
するクロツク信号１１２として出力され、Ａ−Ｄ
変換器１６、タイミング制御回路１７および引込
位相判別回路１９に送られる。タイミング制御回
路１７の具体例は、可変位相器１８との関連にお
いて、第２図にその主要部が示されているが、第
２図より明らかなように、極性判別回路４５、論
理回路４６および低域ろ波器４７により形成され
ている。このＡ−Ｄ変換器１６、タイミング制御
回路１７および可変位相器１８により形成される
タイミング同期系と、Ａ−Ｄ変換器１６およびタ
イミング制御回路１７等の動作・作用について
は、本出願人による復調装置（特願昭59−
126809）に詳記されているので説明は省略する。
上述のクロツク信号１１２が、Ｑチヤネルのデー
タ信号に対応するクロツク信号そのものであるこ
とは明らかである。 引込位相判別回路１９に対しては、クロツク同
期回路１４から送られてくるクロツク信号１１０
と、可変位相器１８を経由して送られてくるクロ
ツク信号１１２とが入力される。前述のように、
クロツク信号１１０および１１２は、それぞれＰ
チヤネルおよびＱチヤネルにおけるクロツク信号
に相応しており、引込位相判別回路１９におい
て、ＰおよびＱ両チヤネルの引込位相が検出され
る。引込位相判別回路１９の具体例としては、第
３図に示されるように、Ｄタイプ・フリツプフロ
ツプ４８により形成することができる。第３図に
おいて、クロツク信号１１０とクロツク信号１１
２との相対位相関係において、クロツク信号１１
２がクロツク信号１１０より進相の状態にある時
には、Ｄタイプ・フリツプフロツプ４８から出力
される状態信号１１３は、“１”レベルにて出力
され、逆にクロツク信号１１２がクロツク信号１
１０よりも遅相の状態にある時には、状態信号１
１３は“０”レベルにて出力される。 上記の状態信号１１３はAND回路２４に入力
されるが、このAND回路２４には、論理回路２
０より搬送波再生用位相同期系における位相同期
状態を示す状態信号１１６と、位相補正用発振器
２３より所定の位相補正信号１１７とが同時に送
られて来ており、これらの信号のAND信号が制
御信号１１８として位相補正回路２５に入力され
る。論理回路２０から出力される状態信号１１６
は、上記の搬送波再生用位相同期系が位相同期状
態にある時には“１”レベルで出力され、非同期
の状態においては“０”レベルで出力される。ま
た、位相補正信号１１７は、その一例が第５図ａ
に示されるように、特定の矩形波周期信号により
形成されており、時間帯T4においては“１”レ
ベル、時間帯T5においては“０”レベルとなら
るようにレベル設定されている。ここにT4，T5
の長さはT1〜T3において所定の値を得るように
設定されるもので、T1〜T3については後に詳述
する。従つて、AND回路２４から出力される制
御信号１１８のレベル状態は、前記位相同期状態
を示す状態信号１１６が“０”レベルの時、すな
わち位相非同期の状態においては常時“０”とな
り、状態信号１１６が“１”レベル、すなわち位
相同期状態になつて始めて状態信号１１３および
位相補正信号１１７がAND出力に関与すること
は明らかである。 搬送波再生用位相同期系が同期状態になると、
既述したように、引込位相における不確定性に起
因して、Ｐ，Ｑ両チヤネル間の交差作用が発生
し、本来Ｐチヤネルのデータ信号が出力されるべ
きＡ−Ｄ変換器１５からＱチヤネルのデータ信号
が出力され、またＱチヤネルのデータ信号が出力
されるべきＡ−Ｄ変換器１６からＰチヤネルのデ
ータ信号が出力されるという事態が生起すること
がある。引込位相が正常である場合には、クロツ
ク同期回路１４から引込位相判別回路１９に入力
されるクロツク信号１１０は正しくＰチヤネルに
対応するクロツク信号であり、同様にクロツク信
号１１２はＱチヤネルに対応するクロツク信号で
ある。しかも送信側における位相調整操作によ
り、Ｐチヤネルのクロツク信号１１０の方が所定
時間だけ進んでいる。しかしながら、引込位相が
正常でなく、Ｐ，Ｑ両チヤネルがクロスする場合
には、クロツク同期回路１４から出力されるクロ
ツク信号１１０はＱチヤネルに対応するクロツク
信号となり、クロツク信号１１２はＰチヤネルに
対応するクロツク信号となる。この場合、明らか
にクロツク信号１１２の方がクロツク信号１１０
よりも前記特定時間だけ進む状態となり、クロツ
ク信号１１０および１１２の時間位相が逆転す
る。従つて、前述の引込位相判別回路１９の動作
機能より明らかなように、引込位相が正常な状態
においては引込位相判別回路１９から出力される
状態信号１１３は、引込位相が正常である場合に
は常時“０”レベルとなり、引込位相が正常でな
い場合には常時“１”レベルとなる。 今、引込位相が正常でない場合を考えると、
AND回路２４に入力される信号は、状態信号１
１３および１１６は共に“１”レベルであり、従
つて位相補正信号１１７は、AND回路２４を経
由して制御信号１１８として位相補正回路２５に
送られる。位相補正回路２５は、その一具体例が
第４図に示されるように、ダイオード４９とコン
デンサ５０とにより形成されており、第５図ａに
示される位相補正信号（制御信号１１８）に対応
して、第５図ｂに示される波形の制御信号１１９
が出力され、π／２位相変調器２６に入力され
る。π／２位相変調器２６においては、電圧制御
発振器２１から送られてくる搬送波再生信号１１
５に対して、π／２ラジアンの位相変調が、第５
図ｂにおけるT1の時間で瞬時に行われる。T5の
時間は搬送波再生用位相同期系の応答速度より十
分短かいのでπ／２ラジアンの位相変化はループ
によつて補償はされず、検波位相がπ／２ラジア
ンシフトする。即ち引込位相が正常状態となる。
次にπ/2位相変調はT2の時間で復帰するが、T2の
時間は搬送波再生用位相同期系の応答速度より十
分長いので正常な引込位相を保ちながら復帰す
る。 引込位相が正常に復帰した時には、引込位相判
別回路１９まで至るクロツク同期系を含む回路が
十分に応答できる時間より大きくT3の値が選択
されているので引込位相判別回路１９から出力さ
れる状態信号１１３は“０”レベルとなるため、
位相補正回路２５からは制御信号１１９は、もは
や出力されない。しかし、引込位相が未だ正常状
態に復帰されない場合には、状態信号１１３は依
然として“１”レベルでAND回路２４に入力さ
れるため、第５図ａに示される位相補正信号（制
御制御信号１１８）が、継続される形で位相補正
回路２５に入力され、前述のように、電圧制御発
振器２１から送られてくる搬送波再生信号１１５
に対して、再度π／２ラジアンの位相シフト変調
が行われる。このようにして、引込位相判別回路
１９から出力される、搬送波再生用位相同期系に
おける引込位相の正常の有無を判別する状態信号
１１３を参照して、π／２ラジアンのステツプに
おいて引込位相の修正作用が自動的に行われ、前
記搬送再生用位相同期系における引込位相が正常
状態に復帰されて、Ａ−Ｄ変換器１５および１６
からは、それぞれＰチヤネルおよびＱチヤネルの
データ信号が、正常復調状態で出力される。 なお、上記の本発明の一実施例の説明において
は、256個多値多相変復調方式により無線通信回
線に本発明を適用する場合について説明を行つた
が、本発明は、256値以外の多値多相変復調方式
による無線通信回線に対しても有効に適用できる
ことは言うまでもない。下記の第１表に示される
のは、16値、64値、256値および1024値の多値多
相変復調方式に対応する、送信側のＤ−Ａ変換器
に入力される主信号XiおよびYiと、受信側のＡ−
Ｄ変換器から出力される主信号Xi，Yiおよび誤差
信号Xj，Yjとの対照表であるが、第１図におい
て、256値の場合の主信号および誤差信号を、第
１表を参照して他の多値数の場合の主信号および
誤差信号に置き換えることにより、256値以外の
他の多値多相変復調方式に対応する本発明の一実
施例が実現される。
【表】
以上詳細に説明したように、本発明のデイジタ
ル無線通信方式は、デイジタル多値多相変復調方
式を用いる無線通信回線に適用されて、受信復調
系における引込位相の不確定性が適確に排除さ
れ、従来帯域制限特性のデータ伝送系における直
線歪の存在により生起した、ビツト誤り率特性の
分散が圧縮されて、デイジタル無線通信回線の品
質が常時正常に保持されるという効果がある。
ル無線通信方式は、デイジタル多値多相変復調方
式を用いる無線通信回線に適用されて、受信復調
系における引込位相の不確定性が適確に排除さ
れ、従来帯域制限特性のデータ伝送系における直
線歪の存在により生起した、ビツト誤り率特性の
分散が圧縮されて、デイジタル無線通信回線の品
質が常時正常に保持されるという効果がある。
第１図ａおよびｂは、本発明の一実施例の主要
部を示すブロツク図、第２図はタイミング同期回
路の一具体例の要部を示すブロツク図、第３図
は、引込位相判別回路の実施例の要部を示すブロ
ツク図、第４図は位相補正回路の実施例の要部を
示す回路図、第５図ａおよびｂは、それぞれ位相
補正信号および制御信号の波形図である。 図において、１，２……Ｄ−Ａ変換器、３，４
……帯域制限回路、５……位相調整回路、６，７
……位相変調器、８……搬送波発生回路、９，２
７……π／２移相器、１０……合成回路、１１…
…分岐回路、１２，１３……位相検波器、１４…
…クロツク同期回路、１５，１６……Ａ−Ｄ変換
器、１７……タイミング制御回路、１８……可変
位相器、１９……引込位相判別回路、２０……論
理回路、２１……電圧制御発振器、２２……搬送
波再生回路、２３……位相補正用発振器、２４…
…AND回路、２５……位相補正回路、２６……
２相位相変換器。
部を示すブロツク図、第２図はタイミング同期回
路の一具体例の要部を示すブロツク図、第３図
は、引込位相判別回路の実施例の要部を示すブロ
ツク図、第４図は位相補正回路の実施例の要部を
示す回路図、第５図ａおよびｂは、それぞれ位相
補正信号および制御信号の波形図である。 図において、１，２……Ｄ−Ａ変換器、３，４
……帯域制限回路、５……位相調整回路、６，７
……位相変調器、８……搬送波発生回路、９，２
７……π／２移相器、１０……合成回路、１１…
…分岐回路、１２，１３……位相検波器、１４…
…クロツク同期回路、１５，１６……Ａ−Ｄ変換
器、１７……タイミング制御回路、１８……可変
位相器、１９……引込位相判別回路、２０……論
理回路、２１……電圧制御発振器、２２……搬送
波再生回路、２３……位相補正用発振器、２４…
…AND回路、２５……位相補正回路、２６……
２相位相変換器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ デイジタル多値多相変復調方式を用いる無線
通信方式において、 所定の変調系に対するＰおよびＱの両チヤネル
におけるクロツク信号の位相差を所定値に設定す
る位相調整手段を送信側に備え、 搬送波再生用位相同期系を介して、前記Ｐおよ
びＱの両チヤネルに対応する第１および第２の位
相検波器の復調信号出力間のクロツク信号の相対
位相差を検出することにより、ＰおよびＱの両チ
ヤネルにおける引込位相を検出する引込位相判別
手段と、 前記引込位相判別手段による所定の判別信号を
介して、復調系の搬送波再生用位相同期系に含ま
れる電圧制御発振器の出力位相に対して、当該搬
送波再生用位相同期系の応答速度よりも十分短か
い時間内にπ／２ラジアンの位相シフトを付与す
るとともに、当該搬送波再生用位相同期系の応答
速度よりも十分長い時間経過後に前記位相シフト
復帰させる２相位相補正手段と、 を受信側に備えることを特徴とするデイジタル無
線通信方式。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60150410A JPS6210950A (ja) | 1985-07-08 | 1985-07-08 | デイジタル無線通信方式 |
| DE86109225T DE3689133T2 (de) | 1985-07-08 | 1986-07-07 | Zur Vermeidung abnormaler Demodulation geeigneter Demodulator. |
| EP86109225A EP0208284B1 (en) | 1985-07-08 | 1986-07-07 | Demodulator capable of avoiding abnormal demodulation |
| CA000513187A CA1252525A (en) | 1985-07-08 | 1986-07-07 | Demodulator capable of avoiding abnormal demodulation |
| US06/882,326 US4755763A (en) | 1985-07-08 | 1986-07-07 | Demodulator capable of avoiding abnormal demodulation |
| AU59846/86A AU584552B2 (en) | 1985-07-08 | 1986-07-08 | Demodulator capable of avoiding abnormal demodulation |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP60150410A JPS6210950A (ja) | 1985-07-08 | 1985-07-08 | デイジタル無線通信方式 |
Related Child Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4110146A Division JP2901414B2 (ja) | 1992-04-28 | 1992-04-28 | ディジタル無線通信方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6210950A JPS6210950A (ja) | 1987-01-19 |
| JPH0515336B2 true JPH0515336B2 (ja) | 1993-03-01 |
Family
ID=15496343
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP60150410A Granted JPS6210950A (ja) | 1985-07-08 | 1985-07-08 | デイジタル無線通信方式 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4755763A (ja) |
| EP (1) | EP0208284B1 (ja) |
| JP (1) | JPS6210950A (ja) |
| AU (1) | AU584552B2 (ja) |
| CA (1) | CA1252525A (ja) |
| DE (1) | DE3689133T2 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
| US5438591A (en) * | 1991-07-31 | 1995-08-01 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Quadrature amplitude modulation type digital radio communication device and method for preventing abnormal synchronization in demodulation system |
| FR2680923B1 (fr) * | 1991-08-30 | 1996-11-22 | Patrick Vandamme | Dispositif de demodulation coherente a circuit numerique de recuperation d'onde porteuse. |
| US6201843B1 (en) * | 1999-02-25 | 2001-03-13 | L-3 Communications, Inc. | Rapid acquisition dispersive channel receiver integrated circuit |
| JP4844888B2 (ja) * | 2006-10-26 | 2011-12-28 | 新東工業株式会社 | 鋳造品の砂落とし用治具部材 |
| KR20080088302A (ko) * | 2007-03-29 | 2008-10-02 | 삼성전자주식회사 | 이상 변조 신호 처리 방법 및 이상 변조 신호 보상 기능을가지는 수신기 |
| US8817936B2 (en) | 2012-05-23 | 2014-08-26 | The Boeing Company | Multiple synchronous IQ demodulators |
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| JPS59186453A (ja) * | 1983-04-08 | 1984-10-23 | Hitachi Ltd | Ｑｐｓｋ基準位相選択装置 |
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| US4525676A (en) * | 1981-02-24 | 1985-06-25 | Nippon Electric Co., Ltd. | PSK Demodulation system having carrier frequency variation compensation |
| IT1145719B (it) * | 1981-11-12 | 1986-11-05 | Cselt Centro Studi Lab Telecom | Circuito di recupero della partante di un segnale modulato in ampiezza e fase da segnali numerici |
| JPS5980048A (ja) * | 1982-10-30 | 1984-05-09 | Nec Corp | 自動位相調整回路 |
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-
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