Hintergrund der Erfindung
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Die vorliegende Erfindung betrifft im allgemeinen
Signalgeneratoren und genauer einen Signalgenerator, der eine
frequenzverriegelte Schleife in Kombination mit einer
phasenverriegelten Schleife verwendet und einen
Frequenzdiskriminator hat, welcher einen bezüglich der Spannung
abgestimmten Phasenschieber umfaßt, wobei die Frequenz der
Schleifensignalquelle gesteuert wird, indem eine
Abstimmspannung aus der phasenverriegelten Schleife an den
Spannungsgesteuerten Phasenschieber gegeben wird.
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Signalgeneratoren oder Frequenzsynthesizer, die eine
phasenverriegelte Schleife (PLL) verwenden, um ein Ausgangssignal
mit einer wählbaren, genauen und stabilen Frequenz zu
liefern, sind in der Technik wohlbekannt. Eine solche PLL
umfaßt einen abstimmbaren Oszillator, typischerweise einen
spannungsgesteuerten Oszillator (VCO), dessen Ausgabe mit
einem bekannten Referenzsignal über einen Phasenkomparator
verriegelt wird. Der Phasenkomparator erzeugt eine
Ausgangsspannung oder einen Ausgangsstrom, die/der proportional zu
der Phasendifferenz zwischen dem bekannten Referenzsignal und
dem VCO-Ausgabesignal ist. Der Ausgang des Phasenkomparators
ist an den Eingang des VCO rückgekoppelt, um den VCO auf eine
gewünschte Frequenz abzustimmen. Dies erzwingt, daß das
VCO-Ausgangssignal dieselbe Frequenz wie das Referenzsignal
hat. Indem ein Teile-durch-N-Block zwischen den Ausgang des
VCO und den Phasenkomparator geschaltet wird, kann die
Referenzfrequenz stattdessen mit der durch N dividierten
VCO-Ausgangsfrequenz verglichen werden. Die
VCO-Ausgangsfrequenz wird dann das N-fache der Frequenz des Referenzsignals
sein, wobei N eine ganze Zahl ist. Eine andere Technik, die
als Fraktional-N bekannt ist, wird verwendet, um Signale mit
einer Frequenz zu erzeugen, die irgendein rationales
Vielfaches der Frequenz des Referenzsignals ist. Eine solche
Technik ist in dem US-Patent Nr. 3,928,813, ausgegeben an
Charles A. Kingsford Smith am 23. Dezember 1975, mit dem
Titel "Vorrichtung zum Synthetisieren von Frequenzen, die
gebrochene Vielfache einer Fundamentalfrequenz sind"
offenbart.
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Typischerweise sind die meisten phasenverriegelten
Schleifenschaltkreise so ausgelegt, daß sie eine relativ große
Bandbreite zeigen und so arbeiten, daß sie Störungen in Phase
und Frequenz minimieren, die bei Werten innerhalb der
Bandbreite der phasenverriegelten Schleife auftreten. Bei
Anwendungen, die ein frequenz- oder phasenmoduliertes Signal
erfordern, wird die phasenverriegelte Schleife so arbeiten,
daß sie jegliche Änderungen in der Signalfrequenz
ausschaltet, die durch ein Modulationssignal verursacht werden. Somit
ist es notwendig geworden, verschiedene
Schaltkreisanordnungen zu entwickeln, um solche phasenverriegelten Systeme
befriedigend bezüglich Phase oder Frequenz zu modulieren. Ein
typischer Ansatz zum Frequenzmodulieren eines
phasenverriegelten Schleifensystems kombiniert in der Wirkung zwei
Modulationspfade, wobei der erste frequenzmodulierte Anteile
innerhalb der Bandbreite der phasenverriegelten Schleife
aufnimmt und der zweite frequenzmodulierte Anteile größer als
die Bandbreite der phasenverriegelten Schleife aufnimmt.
Dieser Ansatz kann erfordern, daß ein
Kompensationsschaltkreis eingeschlossen werden muß, um die Signalverzögerung in
den beiden Modulationspfaden auszugleichen, so daß ein
befriedigender Betrieb des Schaltkreises erreicht wird und
eine lineare Frequenzmodulation über einen gewünschten
Bereich von Trägerfrequenzen erhalten wird.
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Da weiterhin das Phasenrauschen, das von den
spannungsgesteuerten
Oszillatoren erzeugt wird,
typischerweisewesentlich größer ist als das frequenzmodulierten
Oszillatoren, die hohe Q-resonante Netzwerke benutzen (z.B. einen
Resonanzhohlraum), erfüllen die frequenzmodulierten PLLs des
Standes der Technik nicht die Eigenschaften des extrem
geringen Rauschens, die durch die heutigen Anwendungen
gefordert sind.
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Bei einem Ansatz zum Erzielen eines geringen Rauschens umfaßt
die Quelle für das frequenzmodulierte Signal einen
spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) mit einem ersten
Rückkopplungspfad zum Einrichten und Aufrechterhalten einer
Phasenverriegelung des VCO bei der gewünschten Signalfrequenz und umfaßt
einen zweiten Rückkopplungspfad, der das Phasenrauschen des
VCO verringert, indem eine negative Rückkopplung, die
proportional zu dem Phasenrauschen des VCO ist, auf den
VCO-Frequenzsteueranschluß aufgegeben wird. Diese
Schaltungsanordnung ist in ihrer Wirkung eine kombinierte
phasenverriegelte Schleife und frequenzverriegelte Schleife (FLL).
Beide Typen der Rückkopplungsschleifen sind verwendet
worden, um das von VCOs erzeugte Phasenrauschen zu
stabilisieren und zu verringern. Die Kombination der beiden
Schleifen ergibt ein geringeres Rauschen und eine bessere
Frequenzstabilität als diejenige, die durch Verwenden der einen oder
der anderen der beiden Schleifen alleine erzielt werden
könnte. Jedoch sind die Frequenzmodulationsprobleme, die
typischen Frequenzsynthesizer mit phasenverriegelter Schleife
des Standes der Technik zugeschrieben werden, durch die
kombinierte PLL und FLL nicht beseitigt oder gelindert.
Typischerweise weist eine FLL einen Frequenzdiskriminator,
einen Schleifenverstärkerfilter und einen VCO auf. Der
Frequenzdiskriminator weist einen Leistungs- oder
Signalteiler, ein Zeitverzögerungsnetzwerk (z.B. eine
Verzögerungsvorrichtung für akustische Oberflächenwellen, einen
Resonanzschaltkreis oder ein Koaxialkabel), eine
Phasenschiebereinrichtung und einen Phasendetektor auf. Typischerweise ist ein
Hochfrequenz-Leistungsverstärker eingeschlossen, um adäquate
Signalwerte an dem Phasendetektor zur Verfügung zu stellen
und Verluste der passiven Komponenten zu kompensieren. Der
Leistungsteiler schafft zwei Signalpfade, die mit den
Eingängen des Phasendetektors gekoppelt sind. Das
Einschließen des Zeitverzögerungsnetzwerkes in einen Signalpfad
und nicht in den anderen ergibt eine Phasenverschiebung des
Signals proportional zu der Eingangsfrequenz, die erfaßt
wird, indem die Signale auf den beiden Pfaden am
Phasendetektor verglichen werden. Typischerweise weist ein
Hochfrequenz-Phasendetektor, der in einem Frequenzdiskriminator
verwendet wird, eine ausgleichende Mischeinrichtung mit einer
Ausgangs spannung proportional dem Cosinus der erfaßten
Phasendifferenz auf. Die variable Phasenschiebervorrichtung,
die in einen oder beiden Signalpfade des Phasendetektors
eingeschlossen ist, schafft eine Phasenversetzung derart, daß
der Cosinus der Phasendifferenz am Ausgang des
Phasendetektors über den interessierenden Frequenzbereich nahezu Null
ist. Der Ausgang des Phasendetektors ist an den
Frequenzsteuerausgang des VCO mit der richtigen Polarität
rückgekoppelt, um die Frequenzfluktuationen des VCO auf den Punkt zu
verringern, wo der VCO so stabil ist wie der
Frequenzdiskriminator selbst, innerhalb der Bandbreite der FLL. Somit
steuert der Frequenzdiskriminator wirkungsvoll einen
phasenverriegelte Schleifenfrequenz nach, und, indem das Netzwerk
richtig ausgebildet wird, wird ein VCO-Ausgabesignal mit
einem geringen Phasenrauschen erreicht, ohne daß die
Frequenzauswahleigenschaften signifikant geändert würden. Das
US-Patent Nr. 4,336,505 mit dem Titel "Gesteuerte
Frequenzwellenvorrichtung einschließlich eines Rückkopplungsweges
für die Verringerung des Phasenrauschens", ausgegeben an
Donald G. Meyer am 22. Juni 1982, offenbart eine
phasenverriegelte Schleifenvorrichtung, die eine frequenzverriegelte
Schleife einschließt, um eine Signalquelle mit niedrigem
Rauschen zu schaffen, welche ferngesteuerte
Signalauswahlmöglichkeiten, einen Frequenzbereich von einer Oktave oder
mehr und weniger Phasenrauschen als die phasenverriegelten
Schleifensysteme des Standes der Technik hat. Meyer
beschreibt eine FLL des Typs, der hierin oben beschrieben
worden ist, einschließlich eines Frequenzdiskriminators mit
einem Rückkopplungspfad von dem Phasendetektor zu der
variablen Phasenschiebervorrichtung, um eine Ausgabe des
Phasendetektor auf null Volt zu halten, dem optimalen
Arbeitspunkt. Das US-Patent 4,321,706 mit dem Titel
"Frequenzmodulierte Signalquelle mit phasenverriegelter
Schleife", ausgegeben an Kingsley W. Craft am 23. März 1982,
offenbart eine frequenzmodulierte Signalquelle mit geringem
Rauschen des allgemeinen Typs, der von Meyer offenbart worden
ist, einschließlich einer Schaltung, die automatisch den Wert
eines aufgegebenen Modulationssignales so anpaßt, daß ein
gegebenes Modulationssignal eine bestimmte Frequenzabweichung
der Mittenfrequenz jedes Frequenz-Subbandes über den
gewünschten Frequenzbereich liefert. Die Frequenzmodulation
(FM) wird erreicht, indem ein erstes Modulationssignal in den
Frequenzdiskriminator-Phasendetektorausgang eingekoppelt
wird, der mit der Rückkopplung der frequenzverriegelten
Schleife auf summiert werden soll, und wirkt hauptsächlich bei
Frequenzen außerhalb der effektiven Bandbreite der
phasenverriegelten Schleife. Ein zweites Modulationssignal ist an
einen VCO gekoppelt, welcher das Referenzsignal der
phasenverriegelten Schleife liefert, um FM innerhalb der Bandbreite
der phasenverriegelten Schleife zu schaffen. Eine Schaltung
ist auch eingeschlossen, um zu verhindern, daß das FM-Signal
Teile des Schaltkreises, der das Phasenrauschen verringert,
erreicht, die den Mittelwert des Ausgangssignales des
Frequenzdiskriminator- Phasendetektors im wesentlichen auf
Null bei der gewünschten Trägerfrequenz erhalten.
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Diskriminatoren mit Verzögerungsleitungen, welche geringes
Rauschen, hohe Ansprechbarkeit und Eigenschaften großer
Bandbreite haben, wenn sie in einer frequenzverriegelten
Schleife verwendet werden, werden ein VCO-Ausgangssignal mit
einem minimalen Phasenrauschen liefern. Der Diskriminator mit
Verzögerungsleitung demoduliert wirksam das
VCO-Ausgangssignal und liefert eine negative Rückkopplung, die
proportional zu dem Phasenrauschen des VCO ist. Da jegliche FM auf dem
VCO-Ausgangssignal von dem Diskriminator mit
Verzögerungsleitung als ein Rauschsignal gesehen werden wird, wird die FM
von der frequenzverriegelten Schleife auch ausgeschaltet. Der
Anteil der Löschung der FM ist abhängig von der Verstärkung
der FLL und ist begrenzt durch den Gang des FM-Rauschens des
Frequenzdiskriminators. Eine FLL erster Ordnung umfaßt einen
Integrationsverstärker zwischen dem Ausgang des
Phasendetektors und dem Frequenzsteuereingang des VCO. Um die Dämpfung
der FM zu verhindern, muß das Modulationssignal vor diesem
Integrationsverstärker in die FLL eingespeist werden. Wenn
ein Ausgleichsmischer für den Frequenzdiskriminator als
Phasendetektor verwendet wird, liegt der optimale
Arbeitspunkt des Phasendetektors bei einer Ausgangsspannung von
ungefähr null Volt. An diesem Punkt ist die Ansprechbarkeit
auf Phasenänderungen am höchsten und das Sperren der
Amplitudenmodulation auf dem Hochfrequenzträger ist am größten.
Dies ist auch der Arbeitspunkt für den Phasendetektor, der
die höchste Linearität erreicht, was für die geringe
Verzerrung der FM des Ausgangssignals des VCO wichtig ist. Die FM
des Ausgangssignals des VCO, die durch das Auf summieren des
FM-Signales am Diskriminator-Phasendetektorausgang erhalten
wird, zwingt die Betriebsspannung des Phasendetektors von
Null weg, wodurch somit die Ansprechbarkeit und die
Linearität des Phasendetektors verringert wird.
Zusammenfassung der Erfindung
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Gemäß den Grundsätzen der vorliegenden Erfindung wird eine
programmierbare frequenzmodulierte Signalquelle mit geringem
Rauschen, welche einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO)
mit einer ersten Rückkopplungsschleife umfaßt, die eine
frequenzverriegelte Schleife (FLL) aufweist, und einer
zweiten Rückkopplungsschleife, die eine phasenverriegelte
Schleife (PLL) aufweist, zur Verfügung gestellt. Eine
Fraktional-N-PLL umfaßt den VCO, eine programmierbare
Fraktional-N-Einrichtung zum Ändern der rationalen Zahl,
durch die das Ausgangssignal des VCO frequenzgeteilt wird,
einen Phasendetektor zum Vergleichen der Phase des
frequenzgeteilten Ausgangssignals mit der Phase eines vorbestimmten
Referenzsignales und zum Erzeugen eines Fehlersignales, das
die erfaßte Phasendifferenz darstellt, und einen
Schleifenfilter zum geeigneten Verarbeiten des Fehlersignales des
Phasendetektors, um ein Abstitnmsignal zum steuerbaren
Einstellen der Frequenz des Ausgangssignales des VCO zu
erzeugen. Die FLL weist einen Frequenzdiskriminator mit
Verzögerungsleitung, einen Schleifenverstärker und Filter und
den VCO auf. Der Diskriminator mit Verzögerungsleitung umfaßt
eine Leistungs- oder Signalaufspaltungseinrichtung, um zwei
Signalpfade zu schaffen, die jeder mit einem Eingang eines
Ausgleichmischer-Phasendetektors gekoppelt sind. Ein
Zeitverzögerungsnetzwerk mit einer Zeitverzögerung Tau liefert eine
Phasenverschiebung durch einen Signalpfad, die proportional
zur Frequenz ist, und ein spannungsgesteuertes variables
Phasenschiebernetzwerk führt eine variable Phasenverschiebung
in den anderen Signalpfad ein, die im wesentlichen konstant
über den Frequenzbereich, zentriert um die gewünschte
Frequenz des VCO, ist. Das Ergebnis ist, daß die Differenz
der Phase zwischen den Signalen an den
Phasendetektoreingängen eine Funktion der Frequenz VCO mit einer einstellbaren
Versetzung ist. Die Abstimmspannung des VCO, die von dem
Fehlersignal des PLL-Phasendetektors abgeleitet ist, wird von
dem PLL-Verstärker an das spannungsgesteuerte
Phasenschiebernetzwerk angekoppelt. Diese Abstimmspannung stellt die
Phasendifferenz zwischen den Eingaben in den
FLL-Phasendetektor ein, wobei der Arbeitspunkt der FLL geändert wird (d.h.
die Frequenz, bei der die Ausgabe des FLL-Phasendetektors
null Volt betragen wird) und ändert folglich die
Ausgangsfrequenz des VCO. Indem die Frequenzabweichungen des
Ausgabesignals
des VCO gemessen werden, wobei der
Frequenzdiskriminator verwendet wird und die Ausgabe des Diskriminators mit der
richtigen Polarität an den Frequenzsteueranschluß des VCO
gekoppelt wird (d.h. mit negativer Rückkopplung), können die
Frequenzfluktuationen des VCO auf den Punkt reduziert werden,
wo der VCO so stabil wie der Frequenzdiskriminator selbst
innerhalb der Bandbreite der FLL ist.
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Bei einer FLL mit ausreichender Schleifenverstärkung wird die
FLL die Frequenz des VCO derart abstimmen, daß sie die
Fehlerspannung an dem Ausgang des Phasendetektors (Vd) nahe
null Volt zwingt und die Frequenz des VCO auf einem Nullpunkt
einrichtet, der den stabilen Betrieb der FLL ermöglicht. Das
Anpassen des variablen Phasenschiebernetzwerkes wird
bewirken, daß die FLL die Frequenz des VCO für den stabilen
Betrieb auf einen neuen Nullpunkt schieben wird. Die FLL,
wenn sie auf diese Weise abgestimmt wird, kann als VCO mit
einem Tiefpaßfilter an seinem Eingang ausgestaltet werden, um
dem Unvermögen der FLL Rechnung zu tragen, einer Modulation
zu folgen, die in der Frequenz höher liegt als die Bandbreite
der FLL. Viele Anwendungen erfordern eine bessere
Leistungsfähigkeit, als eine FLL allein bieten kann. Bei Anwendungen,
wo Phasenkohärenz mit einer Referenzfrequenz oder sehr
geringes Phasenrauschen mit wenig von der Trägerfrequenz
versetzten Frequenzen gefordert wird, kann eine PLL mit enger
Bandbreite verwendet werden. Im Gegensatz dazu ist die FLL
typischerweise dabei am erfolgreichsten, das Phasenrauschen
an Zwischenstellen von großen Abweichungen von der
Trägerfrequenz zu reduzieren. Indem sowohl eine PLL als auch eine FLL
zusammengekoppelt werden, werden die Vorteile beider
zusammengefaßt. Indem man das Abstimmsignal, das von derPLL
abgeleitet worden ist, an das variable Phasenschiebernetzwerk
koppelt, wird die Wirkung des PLL-VCO-Abstimmsignales durch
die Schleifenverstärkung der FLL nicht verringert. Da
weiterhin der FLL-Phasendetektor nicht gezwungen ist, an
seinem Ausgang mit einer versetzten Spannung zu arbeiten,
arbeitet der Phasendetektor mit maximaler Ansprechbarkeit und
Linearität. Das Kombinieren der PLL- und FLL-Netzwerke auf
diese Weise ermöglicht eine optimale Betriebsweise beider
Schleifen.
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Um eine FM mit geringer Verzerrung über den Frequenzbereich
des VCO zu erreichen, wird das FM-Signal auch an das
spannungsgesteuerte variable Phasenschiebernetzwerk gekoppelt.
Aus den oben diskutierten Gründen schafft das FM-Signal an
dem variablen Phasenschieber viele Vorteile. Im Stand der
Technik ist die FM eines durch eine Verzögerungsleitung
diskriminierten VCO vollführt worden, indem das FM-Signal in
die Ausgabe des Phasendetektors der FLL am Eingang des
Integrationsverstärkers der FLL auf summiert wurde, womit
somit eine versetzte Spannung an den Ausgang des
Phasendetektors gegeben wurde. Dies bewegt den Phasendetektor der FLL
weg von seinem optimalen Arbeitspunkt und verringert seine
Ansprechbarkeit und Linearität. Die FM-Ansprechbarkeit dieses
Verfahrens ist gegeben durch Kv = 1/(2 pi Tau K&sub0;), wobei K&sub0;
die Verstärkung des Phasendetektors in Volt pro Winkel ist.
Für einen Ausgleichsmischer-Phasendetektor beispielsweise
wird K&sub0; durch die Hochfrequenzleistung an beiden Eingängen
des Phasendetektors und den Umwandlungsverlust des
Phasendetektors bestimmt. Da Verluste auf der Verzögerungsleitung, an
Hochfrequenzleistung aus den Leistungsverstärkern und
Umwandlungsverluste des Phasendetektors temperaturabhängig
sind, wird auch die FM-Empfindlichkeit temperaturempfindlich
sein. Wenn das FM-Signal auf das variable
Phasenschiebernetzwerk aufgegeben wird, ist die FM-Empfindlichkeit nicht
eine Funktion der Phasendetektorverstärkung K&sub0;, sondern eine
Funktion der Verstärkung des variablen Phasenschiebers (Kp).
Die Verstärkung eines spannungsabstimmbaren
Phasenschiebernetzwerkes ist typischerweise auf den
Hochfrequenzleistungswert und Temperaturänderung sehr unempfindlich. Daher wird
die FM-Empfindlichkeit gegenüber der Temperatur durch die
vorliegende Erfindung sehr verbessert. Weiterhin ist die
Leistung, die an den Phasendetektor geliefert wird, von der
Impedanzanpassung an den Phasendetektor und der Phase
jeglicher Impedanzfehlanpassung abhängig. Da die Phase sich
mit dem FM-Signal ändert, ist die Verstärkung des
Phasendetektors eine Funktion der modulierenden Spannung. Daher
wird die Linearität des Phasendetektors verschlechtert, was
auch eine FM-Störung bewirkt, wenn das FM-Signal am Ausgang
des Phasendetektors summiert wird. Wenn das FM-Signal dem
variablen Phasenschiebernetzwerk aufgegeben wird, ist die
FM-Empfindlichkeit auch auf diesen Effekt relativ
unempfindlich. Wenn man FM-Signal am Phasendetektorausgang aufgibt,
ist die maximale Abweichung, die erhalten werden kann, auf
pi/2 Winkelgrade im Bogenmaß begrenzt, der maximalen
Leistungsfähigkeit des Phasendetektors. Wenn man jedoch das
Modulationssignal dem variablen Phasenschiebernetzwerk
aufgibt, ist die erreichbare maximale Phasenverschiebung nur
durch die Phasenverschiebung des Peak des
Phasenschiebernetzwerkes begrenzt. Dies erlaubt viel größere
FM-Abweichungen, die mit kaskadierten variablen Phasenschiebernetzwerken
erreicht werden können, die durch das FM-Signal parallel
betrieben werden können.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
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Figur 1 ist ein konzeptionelles Blockschaltbild eines
Frequenzsynthesizers gemäß den Grundsätzen der vorliegenden
Erfindung;
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Figur 2 ist ein konzeptionelles Blockschaltbild einer
alternativen Implementierung der vorliegenden Erfindung;
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Figur 3A ist eine graphische Darstellung der
Übertragungsfunktion für einen typischen Diskriminator mit
Verzögerungsleitung, der in der vorliegenden Erfindung verwendet wird;
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Figur 3B ist eine graphische Darstellung der differentiellen
Phaseneigenschaften für einen Diskriminator mit
Verzögerungsleitung, der in der vorliegenden Erfindung verwendet wird;
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Figuren 4A und 4B sind die detaillierte Blockschaltbilder,
die die Implementierung der bevorzugten Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung erläutern.
Detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform
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Es wird nun Bezug auf die Zeichnungen und insbesondere auf
die Figuren 1 und 2 genoTflmen, in denen ein
Frequenzsynthesizer gezeigt ist, der dazu ausgelegt ist, ein
frequenzmoduliertes (FM) Ausgabesignal mit geringem Rauschen zu
liefern, einschließlich eines spannungsgesteuerten
Oszillators (VCO) 11 mit einer ersten Rückkopplungsschleife, welche
eine phasenverriegelte Schleife (PLL) aufweist, und einer
zweiten Rückkopplungsschleife, welche eine
frequenzverriegelte Schleife (FLL) aufweist. Eine gewünschte
Ausgabefrequenz, Fout, für den VCO 11 und weitere Betriebsmodi für den
Frequenzsynthesizer werden gemäß Parametern ausgewählt, die
durch die Fronttafel oder andere externe Eingangsschaltkreise
(nicht gezeigt) zu den Steuer- oder
Mikroprozessorschaltkreisen 21 gegeben werden, um Steuersignale an verschiedene
Komponenten, so wie das variable Phasenschiebernetzwerk 25
und den Teile-durch-N-Block 13, zu geben. Die PLL umfaßt den
VCO 11, um ein Ausgangssignal Fout auf der Leitung 12 gemäß
einem Frequenzsteuersignal zu liefern, das auf der Leitung 34
an den VCO 11 gegeben wird. Der Ausgang des VCO 11 wird von
dem Teile-durch-N-Block 13 frequenzgeteilt, um ein
Eingangssignal an den PLL-Phasendetektor 15 mit einer Frequenz gleich
der Ausgabefrequenz des VCO 11, geteilt durch eine wählbare
Zahl N, zu liefern. Der PLL-Phasendetektor 15 vergleicht die
Phase eines vorbestimmten Referenzsignales, Fref, mit der
Phase des frequenzgeteilten Ausgangssignales des VCO und
erzeugt ein Fehlersignal mit einer Spannung, die proportional
zu der Phasendifferenz zwischen den beiden Signalen ist, die
in den Phasendetektor 15 eingegeben sind. Das Fehlersignal,
das von dem PLL-Phasendetektor 15 ausgegeben wird, wird an
einen PLL-Filter 17 und den PLL-Zuwachsverstärker 19
gekoppelt, um ein PLL-Abstimmsignal zu schaffen. Die Verstärkung
der PLL-Komponenten, insbesondere des VCO 11, kann
frequenzempfindlich sein. Der PLL-Zuwachsverstärker 19 und der
PLL-Filter 17 umfassen einen Kompensationsschaltkreis (nicht
gezeigt), um ein Abstimmsignal an den VCO 11 zum wählbaren
Steuern der Ausgangsfrequenz des VCO mit einer konstanten
vorbestimmten Empfindlichkeit für den vollen Frequenzbereich
des VCO zu liefern. Bei einer herkömmlichen PLL des Standes
der Technik würde der Abstimmsignalausgang von dem Verstärker
19 zurück an den VCO 11 gekoppelt werden, wie durch die
gestrichelte Linie 36 angezeigt. Bei der vorliegenden
Erfindung wird das PLL-Abstimmsignal, das von dem
Zuwachsverstärker 19 ausgegeben wird, auf der Leitung 18 an einen Eingang
in ein spannungsgesteuertes variables Phasenschiebernetzwerk
25 in einem Diskriminator 10 mit Verzögerungsleitung
gekoppelt.
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Der Frequenzsynthesizer der vorliegenden Erfindung umfaßt
weiterhin eine FLL, welche einen Diskriminator 10 mit
Verzögerungsleitung aufweist, der das FM-Rauschen des
Ausgangssignals des VCO 11 mißt und ein Frequenzsteuersignal
(VCO-Abstimmsignal) auf der Leitung 34 rückkoppelt, um das
Phasenrauschen des VCO 11 zu minimieren. Der Diskriminator 10
mit Verzögerungsleitung weist einen
Hochfrequenzleistungsverstärker 35 auf, der eine Leistungsteileinrichtung 23 treibt,
welche zwei Signalpfade zu den Eingängen eines
Phasendetektors 29 schafft. Ein Signal von der Leistungsteileinrichtung
23 wird an den Phasendetektor 29 über eine
Koaxial-Verzögerungsleitung 27 mit einer Zeitverzögerung Tau gekoppelt,
welche eine Phasenverschiebung erzeugt, die eine Funktion der
Ausgangsfrequenz des VCO 11 ist. Das andere Signal von der
Leistungsteileinrichtung 21 wird an einen zweiten Eingang für
den Phasendetektor 29 über ein spannungsgesteuertes variables
Phasenschiebernetzwerk 25 gekoppelt. Die Phasenverschiebung
in dem Signal, das von dem variablen Phasenschiebernetzwerk
25 eingeführt wird, ist einstellbar, um eine Ausgangsspannung
des Phasendetektors 29 von ungefähr null Volt (Quadratur) bei
der gewünschten Augangsfrequenz des VCO 11 zu schaffen. Wenn
die Frequenz des Signals am Eingang des Leistungsverstärkers
35 sich ändert, ändert die Koaxial-Verzögerungsleitung 27 die
Phasenbeziehung zwischen den beiden Signalen an den Eingängen
des Phasendetektors 29, so daß bewirkt wird, daß die Ausgabe
des Phasendetektors 29 von null Volt unterschiedlich ist, so
daß ein Steuersignal proportional zu der Differenz zwischen
der Frequenz des Ausgabesignals der VCO 11 und der
gewünschten Ausgangsfrequenz des VCO 11 geliefert wird. Dieses
Steuersignal wird dann über einen FLL-Filter 31 und einen
Integrationsverstärker 33 an den VCO 11 rückgekoppelt. Der
FLL-Filter 31 und der Integrationsverstärker 33 umfassen
einen FLL-Verstärkungs-Kompensationsschaltkreis (nicht
gezeigt), um frequenzempfindliche FLL-Komponenten zu
kompensieren und ein Frequenzsteuer- oder VCO-Abstimmsignal mit
einer konstanten vorbestimmten Empfindlichkeit über den
vollen Frequenzbereich des VCO zur Verfügung zu stellen.
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Gemäß den Grundsätzen der vorliegenden Erfindung ist die PLL
mit der FLL kombiniert, indem der Ausgang des
PLL-Zuwachsverstärkers 19 auf der Leitung 18 mit dem variablen
Phasenschiebernetzwerk 25 mit Frequenzdiskriminator gekoppelt ist. Dies
erlaubt es, daß die PLL-Abstimmspannung, die von dem
Fehlersignal von dem PLL-Phasendetektor abgeleitet ist, um die
Phasenverschiebung des variablen Phasenschiebernetzwerkes 25
einzustellen, die Änderungen in der Ausgangsfrequenz des VCO
11 kompensiert. Das Koppeln der PLL und der FLL zusammen auf
diese Weise erlaubt es dem FLL-Phasendetektor 29, an seinem
optimalen Punkt zu arbeiten, d.h. dort, wo die Spannung des
Ausgangssignales Vd nahe Null liegt, und an den Vorteilen der
hohen Schleifenverstärkung der FLL teilzuhaben, um
Frequenzfluktuationen
im Ausgangssignal des VCO 11 zu korrigieren.
Dies ermöglicht die Verwendung einer PLL mit geringer
Bandbreite, um eine präzise Phasenkohärenz mit einer
Referenzfrequenz zu schaffen und Phasenrauschen bei geringen
Frequenzversetzungen von der Trägerf requenz zu reduzieren.
Die Eigenschaften der großen Bandbreite der FLL minimieren
dann das Phasenrauschen an Zwischenpunkten von großen
Frequenzversetzungen von der Trägerfrequenz. Der
Steuereingang des Controllers 21 zum variablen Phasenschiebernetzwerk
25 auf der Leitung 16 liefert ein Signal, um anfänglich den
Betriebspunkt des variablen Phasenschiebernetzwerkes
einzustellen und den VCO 11 auf die gewünschte Ausgangsfrequenz
abzustimmen.
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Das Ausgangssignal des Frequenzsynthesizers 1 auf der Leitung
12 kann auch frequenzmoduliert (FM) werden, indem ein
FM-Signal an das variable Phasenschiebernetzwerk 25 gegeben
wird. Um Störungen zu minimieren, wird das FM-Signal auf ein
variables Phasenschiebernetzwerk gegeben, welches von dem
variablen Phasenschiebernetzwerk getrennt ist, das verwendet
wird, um die Betriebsfrequenz des Diskriminators mit
Verzögerungsleitung und des VCO 11 einzustellen. Wie in Figur 2
gezeigt ist, sind zwei variable Phasenschiebernetzwerke 24
und 26 vorgesehen. Wie hierin oben beschrieben werden die
PLL-Abstimmspannung auf der Leitung 18 und das anfängliche
Frequenzsteuersignal auf der Leitung 16 in das variable
Phasenschiebernetzwerk 24 gegeben. Das FM-Signal auf der
Leitung 28 wird auf ein spannungsgesteuertes variables
Phasenschiebernetzwerk 26 gegeben, um das Ausgabesignal des
VCO 11 auf Werte innerhalb der Bandbreite der FLL zu
modulieren. Eine FM-Vorspannung auf der Leitung 22 wird auch dem
variablen Phasenschiebernetzwerk 26 aufgegeben, um den
Betriebspunkt des Phasenschiebernetzwerkes 26 auf maximale
Verstärkung, Kp (Winkel im Bogenmaß pro Volt) einzustellen.
In Schaltungen dieses Typs wird die Linearität maximiert,
indem die Ableitungen von Kp in bezug auf die
FM-Steuerspannung
minimiert werden, indem die Vorspannung des
Phasenschiebernetzwerkes 26 auf das Maximum Kp eingestellt wird, wobei
die erste Ableitung von Kp Null sein wird und die Verzerrung
der zweiten Harmonischen minimiert wird.
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Es wird nun auch auf die Figuren 3a und 3b Bezug genommen,
in denen die Kurven 37 und 41 die Übertragungsfunktion bzw.
die Differenzphasenkennlinie des Diskriminators 10 mit
Verzögerungsleitung darstellen. Das Zeitverzögerungsnetzwerk
27, das in dem Frequenzdiskriminator 10 verwendet wird, ist
eine Verzögerungsleitung, welche eine vorbestimmte Länge
eines Koaxialkabels mit einer Zeitverzögerung Tau aufweist.
Die Verzögerungszeit Tau ist eine Konstante, und daher wird
die Phasendifferenz an den Eingängen des Phasendetektors 29
eine lineare Funktion von Fout sein, wie in Figur 3b gezeigt.
Wenn ein Ausgleichsmischer als Phasendetektors 29 verwendet
wird, ist das Ansprechen auf die differentielle Phase an
seinen Eingängen sinusartig, wie in den Kurven 37, 39 in
Figur 3a gezeigt. Die Differenzphaseneingabe, Kurve 41, in
den Phasendetektor 29 bestimmt die Ausgabespannung Vd des
Phasendetektors, wie durch die Übertragungskennlinien Kurve
37 gezeigt. Das Steuersignal auf der Leitung 16 stellt das
variable Phasenschiebernetzwerk 25 (oder 24) auf einen
Betriebspunkt ein, so wie bei den Beispielen, die durch die
Kurven 41 und 43 gezeigt sind. Um den Diskriminator 10 mit
Verzögerungsleitung an seinem optimalen Punkt zu betreiben,
d.h. bei Vd = 0, wird das Steuersignal auf der Leitung 16
verwendet, um das variable Phasenschiebernetzwerk 25 so
einzustellen, daß die Übertragungsfunktion des Diskriminators
bei der gewünschten Frequenz 44 einem Nulldurchlaufpunkt wie
in Kurve 39 entspricht.
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Es wird nun auf die Figuren 4a und 4b Bezug genommen, in
denen ein funktionelles Blockschaltbild der bevorzugten
Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gezeigt ist. Die
phasenverriegelte Schleife 40 umfaßt einen abgestimmten YIG-
Oszillator 11 mit einer Hauptabstimmspule 67, einer
Feinabstimmspule 69, welcher eine Ausgangsfrequenz von 3 - 6
Gigahertz liefert. Das Ausgangssignal des VCO 11 wird auf
einen Verstärker 51 gegeben, der das Ausgangssignal des VCO,
Fout auf der Leitung 12 und ein zweites Ausgangssignal des
VCO auf der Leitung 14 zu dem Teile-durch-N-Block 53 gibt.
Der Teile-durch-N-Block 53 weist einen steuerbaren Teiler
auf, der einen wählbaren ganzzahligen Teiler N zur Verfügung
stellt, um ein frequenzgeteiltes Ausgangssignal auf der
Leitung 48 an den Fraktional-N-Block zu liefern. Der
Teile-durch-N-Block stellt auch eine Anzahl von Ausgaben zur
Verfügung, einschließlich eines
Hochfrequenzdiskriminatorsignales (RFdisc), auf der Leitung 54, die an den
Leistungsteiler 23 gekoppelt ist. Der Fraktional-N-Block weist
einen programmierbaren Teilerschaltkreis auf, der weiterhin
das Signal auf der Leitung 48 durch eine wählbare rationale
Zahl teilt und das weiter geteilte Ausgangssignal des VCO zu
einem (nicht gezeigtem) Phasendetektor gibt. Der
Phasendetektor vergleicht die Phase des frequenzgeteilten
Ausgangssignals VCO mit der Phase einer vorbestimmten
Referenzsignaleingabe auf Leitung 66 und liefert ein Fehlersignal auf
Leitung 58, das proportional zu der Größe der Phasendifferenz
zwischen dem frequenzgeteilten Ausgangssignal des VCO und dem
vorbestimmten Referenzsignal ist. Das Fehlersignal des
Phasendetektors auf der Leitung 58, als PLL-Treibersignal,
PLLdr, bekannt, wird an den Diskriminator mit
Verzögerungsleitung auf die Leitung 58 gekoppelt und wird auch auf die
Leitung 36 über Schalter 71 und 72 zum VCO 11 rückgekoppelt,
wo es verwendet wird, wenn der VCO 11 nur in einem PLL-Modus
betrieben wird. Die PLL 40 umfaßt auch Schaltungen, um ein
Hauptabstimmsignal an die Hauptabstimmspule 67 des VCO 11 zu
liefern. Digitale Frequenzsteuersignale aus dem Controller 21
(wie in Figur 1 gezeigt) liefern ein Vorabstimmsignal an den
Vorabstimm-DAC 59. Das Vorabstimmsignal aus dem
Vorabstimm-DAC 59 wird auf die Hauptabstimmspule 67 über
Treiberverstärker 74 für die Hauptspule gegeben. Eine Zenerdiode 78
liefert eine temperaturstabile Referenzspannung für den DAC
59.
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Das Hochfrequenz-Diskriminatorsignal auf der Leitung 54 wird
an den Leistungsteiler 23 über einen
Hochfrequenz-Leistungsverstärker 111, 113 und ein Deltanetzwerk 115 gekoppelt. Ein
Hochfrequenz-Diskriminatorsignal auf der Leitung 72 wird vom
Deltanetzwerk 115 aufgespalten, für eine nicht hiermit in
Beziehung stehende Verwendung irgendwo in dem Gerät. Der
Leistungsteiler 23, der verwendet wird, ist ein 7 dB-Koppler,
der das Hochfrequenz-Diskriminatorsignal auf zwei getrennte
Signalwege liefert, die den Verzögerungsdiskriminator 10
bilden. Ein erstes Hochfrequenzdiskriminatorsignal wird auf
die Leitung 84 in eine 140 Nanosekunden-Verzögerungsleitung
67 gekoppelt, welche eine vorbestimmte Länge eines
Koaxialkabels aufweist, und wird dann an ein spannungsgesteuertes
variables Phasenschiebernetzwerk 83 gekoppelt. Der Ausgang
des variablen Phasenschiebernetzwerkes 83 wird an einen
ersten Eingang des Phasendetektors 29 gekoppelt. Ein zweites
Hochfrequenz-Diskriminatorsignal wird von dem Leistungsteiler
23 auf der Leitung 82 an ein in Kaskade angeordnetes Paar
identischer spannungsgesteuerter variabler
Phasenschiebernetzwerke 85 und 87 gekoppelt. Der Ausgang des zweiten
variablen Phasenschiebernetzwerkes 85 wird dann in einen
zweiten Eingang des Phasendetektors 29 gekoppelt. Der
Phasendetektor 29 liefert ein Ausgangssignal auf den
Leitungen 86 und 88, welches eine Fehlerspannung, Vd, ist,
proportional zu der Phasendifferenz zwischen den Eingabesignalen in
den Phasendetektor 29. Der Ausgang des Phasendetektors 29
wird an den Integrationsverstärker 95 und 125 über das
Schaltnetzwerk 81 gekoppelt. Die Ausgabe des
Integrationsverstärkers am Verstärker 125 ist ein VCO-Abstimmsignal auf
der Leitung 56. Das VCO-Abstimmsignal auf der Leitung 56 wird
über einen Frequenzkompensationsschaltkreis 57 und einen
Summierer 63 zum VCO 11 rückgekoppelt. Das Ausgangssignal
des Fraktional-N-Blockes 55 auf der Leitung 58 wird an die
spannungsgesteuerten variablen Phasenschiebernetzwerke 85, 87
über Tiefpaßfilter 117 und Verstärker 119 und 123 gekoppelt.
Es sind Vorkehrungen für ein externes Diskriminatorsignal
auf der Leitung 62 getroffen, das mit dem PLL-Teilersignal
auf der Leitung 58 im Summierer 97 auf summiert wird. Die
Komponenten mit geringer Geschwindigkeit, d.h. weniger als
einem Hertz, des PLL-Treibersignals geben den Frequenztrieb
in der Ausgabefrequenz des VCO 11 an, der durch
Temperaturwirkungen bewirkt wird. Der Verstärker 123 integriert die
Gleichstromkomponenten des PLL-Treibersignales, um
Gleichstromanpassungen für die in Kaskade angeordneten variablen
Phasenschiebernetzwerke 87, 85 zur Verfügung zu stellen, um
Anderungen der Verzögerungszeit Tau der Verzögerungsleitung
27 aufgrund von Änderungen der Umgebungstemperatur zu
kompensieren. Das Ausgangssignal, das PLL-Treibersignal, des
Fraktional-N-Blocks 55 auf der Leitung 58 wird auch mit dem
spannungsgesteuerten variablen Phasenschiebernetzwerk 83 über
den Summierer 99 und Verstärker 107 und 109 gekoppelt. Das an
das variable Phasenschiebernetzwerk 83 gekoppelte
PLL-Treibersignal schafft die Steuerung, um Phasen- und
Frequenzfluktuationen in der Ausgangsfrequenz des VCO 11 innerhalb der
Bandbreite der PLL zu kompensieren. Der DAC 89 bewirkt eine
Vorabstimm-Einstellung der variablen Phasenschiebernetzwerke
85, 87, um den Arbeitsfrequenzpunkt des Diskriminators mit
Verzögerungsleitung einzustellen. Die Frequenzmodulation des
Ausgabesignals des VCO 11 wird durch eine Kombination drei
unterschiedlicher Techniken bewirkt. Ein
Gleichstrom-FM-Eingangssignal auf der Leitung 52 in den Fraktional-N-Block 55
liefert Modulationssignale für Gleichstrom- und
Niederfrequenzwerte innerhalb der Bandbreite der PLL. Ein zweites
FM-Signal wird auf der Leitung 68 zu einem Dämpfer 101 und
auch auf der Leitung 64, die an den Summierer 63 gekoppelt
ist, aufgegeben, für FM-Werte sowohl außerhalb der Bandbreite
der PLL als auch der Bandbreite der FLL. Das FM-Signal auf
der Leitung 68 wird an das spannungsgesteuerte variable
Phasenschiebernetzwerk 83 gekoppelt, um FM bei
Modulationswerten
innerhalb der FLL zu bewirken. Der Ausgang des
Summierers 99 ist über Verstärker 107 und 109 mit dem
variablen Phasenschiebernetzwerk 83 gekoppelt, um die FM
innerhalb der Bandbreite der FLL zu bewirken. Der DAC 91
stellt ein Vorspannsignal zur Verfügung, um den Arbeitspunkt
des Phasenschiebernetzwerkes 83 einzustellen. Aus der
vorangegangenen Diskussion ist ersichtlich, daß das
VCO-Abstimmsignal auf der Leitung 56 sowohl FM-Komponenten als auch
Phasenrauschen und weitere Frequenzfluktuationskomponenten
umfaßt. Das VCO-Abstimmsignal auf der Leitung 56 wird nun mit
dem FM-Signal außerhalb des Bandes auf der Leitung 64 im
Summierer 63 auf summiert. Die Ausgabe des Summierers 63 wird
an die FM-Abstimmspule 69 des VCO 11 gegeben. Um eine
konstante Verstärkung über den gewünschten Frequenzbereich zu
erreichen, wird das FM-Signal außerhalb des Bandes über einen
Verzögerungs-Gleichschaltungsschaltkreis 65 und Dämpfer 73,
77 und 79 an den Summierer 63 gekoppelt.
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Um das Umschalten von einer gewünschten Frequenz auf eine
andere gewünschte Frequenz mit minimaler Einregelzeit zu
bewirken, wenn es gewünscht wird, Frequenzen zu schalten,
wird der Eingang für das PLL-Treibersignal in den Verstärker
119 und in den variablen Phasenschieber 85, 87 geöffnet,
indem das Signal an dem Eingang des Verstärkers 119 und an
den Eingang des variablen Phasenschiebers 85, 87 über
Schalter 118 bzw. 122 geerdet wird. Die frequenzverriegelte
Schleife wird dann freigegeben und geöffnet, indem man den
Schalter 96 am Ausgang des Integrationsverstärkers 95
benutzt. Die Schleifenteilerzahl wird dann auf die nächste
gewünschte Einstellung geändert, und die PLL wird gesperrt,
indem man den Schalter 71 schließt (der Schalter 72 ist
offen), so daß das PLL-Treibersignal auf der Leitung 36 an
die Frequenzsteuerspule 69 des VCO 11 gekoppelt wird. Wenn
einmal die PLL gesperrt ist, wird das variable
Phasenschiebernetzwerk 85, 87 auf null Volt am Ausgang des
Phasendetektors 29 durch den DAC 89 eingestellt. Die FLL wird dann
wieder angeschlossen, indem der Schalter 96 geschlossen wird,
und der Pfad des PLL-Treibersignales auf der Leitung 58 wird
wieder zugeschaltet, indem die Schalter 119 und 122
geschlossen werden. Die PLL, die durch den Pfad des
PLL-Treibersignales auf der Leitung 36 eingerichtet wird, wird dann durch
Öffnen des Schalters 71 abgekoppelt.