DE69101417T2 - Spannungsgesteuerter Oszillator. - Google Patents

Spannungsgesteuerter Oszillator.

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Description

  • Diese Erfindung bezieht sich auf einen spannungsgesteuerten Oszillator, der beispielsweise in einer Mehrkanal- Mikrowellenübertragungsvorrichtung verwendet wird.
    • Beschreibung des technischen Hintergrundes
  • Als spannungsgesteuerter Oszillator ist ein bipolarer Siliziumtransistor in einem unteren Frequenzband, beispielsweise unterhalb 12 GHz, verwendet worden, der weniger Niederfrequenzrauschen erzeugt, und ein Galliumarsenidfeldeffekttransistor (im folgenden GaAs FET genannt) wurde bevorzugt in einem höheren Frequenzband wegen seiner hohen maximalen Oszillationsfrequenz verwendet, obwohl seine Niederfrequenz-Rauscheigenschaften nicht zu bevorzugen sind. Das Niederfrequenzrauschen des Transistors beeinträchtigt wesentlich Phasenrausch-Eigenschaften der Oszillationsfrequenz. Demgemäß sind die Phasenrausch- Eigenschaften des einen GaAs FET verwendenden Mikrowellenoszillators allgemein schlechter als die eines Siliziumtransistors.
  • Ein Diagramm eines typischen spannungsgesteuerten Mikrowellenoszillators mit einem GaAs FET nach dem Stand der Technik und seine Rauscheigenschaften sind in Fig. 1 bzw. Fig. 2 gezeigt und im European Microwave Digest 1985, Seiten 407 - 412 "Wideband Tunable DR VCO" von Kenzo Wada et al., gezeigt. Eine Drainelektrode D eines GaAs FET 14 liegt auf Masse, seine Gateelektrode G ist mit einer Übertragungsleitung 13 verbunden, deren entgegengesetztes Ende über einen DC (Gleichstrom) Blockierkondensator C&sub1; und einen Abschlußwiderstand R&sub1; auf Masse liegt. Ein Oszillationsfrequenzsignal fout wird von seiner Sourceelektrode S über einen DC Blockierkondensator C&sub2; ausgegeben. Die Übertragungsleitung 13 ist elektromagnetisch mit einem dielektrischen Resonator 12 mit einer Resonanzfrequenz fo gekoppelt. Der dielektrische Resonator 12 ist ferner mit einem Leitungsstück 11 (stub) gekoppelt, dessen eines Ende offen ist, und dessen anderes Ende mit einer Diode D&sub1; mit variabler Kapazität verbunden ist, an welche eine Rückwärtsvorspannung über eine Drosselspule angelegt wird. Drosselspulen Ch&sub2; und Ch&sub3; liefern eine Vorspannung an die Gateelektrode G bzw. eine Sourcespannung an Sourceelektrode S. Das offene Leitungsende 11 und die Diode D&sub1; mit variabler Kapazität bilden einen Unterresonatorschaltkreis und moduliert, d.h. modifiziert die Resonanzfrequenz fo des dielektrischen Resonators 12 mittels der Kapazitätsveränderung gemäß der an die Diode D&sub1; angelegten Rückwärtsspannung. Somit arbeitet der Oszillator als ein spannungsgesteuerter Oszillator, der eine Frequenzveränderung von beispielsweise ± 30 MHz bei 12 GHz Mittenfrequenz vorsieht.
  • Der GaAs FET 14, welcher schlechtere Niederfrequenz Rauscheigenschaften im Vergleich mit denjenigen eines Siliziumtransistors aufweist, erzeugt Phasenrauschkomponenten, die mit A bezeichnet sind, auf den Seitenbändern, nämlich ± 1 MHz, der Ausgangsfrequenz, 12 GHz, wie als Frequenzspektrum in Fig. 2 gezeigt ist. Deshalb wurde es ernsthaft gefordert, einen spannungsgesteuerten Mikrowellenoszillator vorzusehen, der bei Verwendung eines Transistors, der keine guten Niederfrequenz-Rauscheigenschaften aufweist, hervorragende Phasenrausch-Eigenschaften besitzt.
  • Eine weitere, bekannte Vorrichtung ist in Proceedings of the 40th Annual Frequency Symposium, 1986, Seiten 185-391, "The GaAs FET Oscillator - Its Signal and Noise Performance" von R.A. PUCEL, gezeigt. Dort wird ein Schaltkreis für Rauschkompensation in FET Oszillatoren, welche einen dielektrischen Resonator verwenden, gezeigt. Das FM Rauschen des Oszillators wird erfaßt und als negatives Rückkopplungssignal zurückgeschickt, um das Rauschen auszulöschen.
    • Zusammenfassung der Erfindung
  • Es ist eine allgemeine Aufgabe der Erfindung, einen spannungsgesteuerten Mikrowellenoszillator mit exzellenten Phasenrausch-Eigenschaften der Oszillationsfrequenz trotz Verwendung eines Transistors, der keine guten Niederfrequenz- Rauscheigenschaften hat, vorzusehen.
  • Gemäß der vorliegenden Erfindung ist ein spannungsgesteuerter Oszillator vorgesehen, mit einem Transistor, wobei ein erster Anschluß des Transistors auf Masse liegt, ein zweiter Anschluß des Transistors mit einem Resonator verbunden ist und ein Ausgangssignal von einem dritten Anschluß des Transistors ausgegeben wird; und Kompensationseinrichtungen zum Erfassen einer in dem Transistor erzeugten Niederfrequenz-Rauschkomponente, dadurch gekennzeichnet, daß die erfaßte niederfrequente Rauschkomponente in eine spannungsabhängige Reaktanz eingespeist wird, um eine in dem Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators enthaltene Phasenrauschkomponente auszulöschen, und daß eine Resonanzfrequenz des Resonators gemäß einer an die spannungsabhängige Reaktanz des Resonators angelegten Spannung abgleichbar ist.
  • Der oben beschriebene spannungsgesteuerte Oszillator kann in einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ferner mit einem Referenz-Quarzoszillator versehen sein, mit welchem der spannungsgesteuerte Oszillator phasenverriegelt ist.
  • Die oben erwähnten Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung zusammen mit anderen Aufgaben und Vorteilen, die deutlich werden, werden im folgenden vollständiger, unter Bezugnahme auf die begleitenden Zeichnungen beschrieben, welche einen Teil davon bilden, worin gleiche Bezugsziffern sich durchweg auf gleiche Teile beziehen.
    • Kurze Beschreibung der Zeichnungen
  • Fig. 1 zeigt eine typische Schaltkreiskonfiguration eines spannungsgesteuerten Mikrowellenoszillators gemäß dem Stand der Technik;
  • Fig. 2 zeigt ein Phasenrauschspektrum in einer Ausgabe des Oszillators nach Fig. 1 des Standes der Technik;
  • Fig. 3 zeigt eine Schaltkreiskonfiguration eines ersten bevorzugten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung;
  • Fig. 4 zeigt eine Schaltkreiskonfiguration eines zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung; und
  • Fig. 5 zeigt eine Schaltkreiskonfiguration eines dritten bevorzugten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung.
    • Beschreibung des bevorzugten Ausführungsbeispiels
  • Bezugnehmend auf Schaltkreisdiagramme bevorzugter Ausführungsbeispiele wird die vorliegende Erfindung im folgenden detailliert beschrieben. In einem ersten, in Fig. 3 gezeigten, bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist ein GaAs FET 5 so vorgesehen, daß eine Drainelektrode D auf Masse gelegt ist, eine Gateelektrode G mit einer Übertragungsleitung 32 verbunden ist, dessen entgegengesetztes Ende über einen DC (Gleichstrom) Blockierkondensator C&sub1; und einen Abschlußwiderstand R&sub1;, der typisch äquivalent dem Wellenwiderstand der Übertragungsleitung 32 ist, auf Masse gelegt ist. Ein Oszillationsfrequenzsignal fout wird von seiner Sourceelektrode S über einen DC Blockierkondensator C&sub2; ausgegeben. Die typisch aus einer Streifenleitung gebildete Übertragungsleitung 32 ist elektromagnetisch mit einem dielektrischen Resonator 3 mit einer Resonanzfrequenz fo gekoppelt. Der dielektrische Resonator 3 ist ferner mit einem offenen Leitungsstück (stub) 21 gekoppelt, dessen eines Ende offen und dessen anderes Ende mit einer Diode D&sub1; variabler Kapazität verbunden ist, an welche eine Rückwärtsvorspannung +Vv über einen Widerstand R&sub1;&sub0; und eine Drosselspule Ch&sub1; angelegt wird. Die Drosselspule Ch&sub2; liefert eine Vorspannung an die Gatelektrode G, und die Drosselspule Ch&sub3; liefert eine Sourcespannung an die Sourceelektrode S, während die Drosselspulen das Mikrowellensignal abhalten. Das offene Leitungsende 21 und die Diode D&sub1; variabler Kapazität bilden einen Unterresonatorschaltkreis und beeinflussen die Resonanzfrequenz fo des dielektrischen Resonators 12 mittels der Kapazitätsveränderung gemäß der an die Diode D&sub1; angelegten Rückwärtsspannung. Somit wird die Oszillationsfrequenz geringfügig von der Resonanzfrequenz fo des dielektrischen Resonators 3 mittels der Diodenspannung +Vv entfernt. Elektromagnetische Kopplungen zwischen der Übertragungsleitung 32 und dem dielektrischen Resonator 3 und zwischen dem dielektrischen Resonator 3 und dem offenen Leitungsende 21 werden so gewählt, daß der Q-Wert des Oszillatorschaltkreises groß genug gehalten wird, um die Oszillationsfrequenz stabil zu erhalten, und die variable Kapazität der Diode D&sub1; die Oszillationsfrequenz gleichzeitig adäquat verändern kann. Ein in die Gateelektrode G hineinfließender Niederfrequenz-Rauschstrom erzeugt eine Niederfrequenz-Rauschspannung VnG' beispielsweise 1uV, über einem Widerstand R&sub2;, typisch 1 kΩ, der zwischen die Drosselspule Ch&sub2; und die Gate-Vorspannungsquelle -VG geschaltet ist. Die Niederfrequenz-Rauschspannung VnG wird über einen Kondensator C&sub3; und einen Widerstand R&sub3; in einen Verstärker 41 mit einem Kondensator C&sub4; und einem Widerstand R&sub4; beide parallel zum Verstärker 41 eingegeben, wobei die Verstärkung mittels des Wertes des Widerstands R&sub4; und des Kondensators C&sub4; abgeglichen werden kann. Die Ausgabe des Verstärkers 41 wird negativ über Kondensator C&sub5; und Drosselspule Ch&sub1; an die Diode D&sub1; rückgekoppelt. Demgemäß bilden der Oszillationsschaltkreis, Kondensator C&sub3;, Widerstand R&sub3;, Verstärker 41, Kondensator C&sub5; und Diode D&sub1; variabler Kapazität eine negative Rückkopplungsschleife. Eine Veränderung der Oszillationsfrequenz mittels der Diode variabler Kapazität ist im wesentlichen äquivalent der Veränderung der Phase der Oszillationsfrequenz. Die Abgleichungen dieser Rückkopplungsschaltungselemente werden so durchgeführt, daß die Phasenrauschkomponente in dem Mikrowellenoszillationssignal minimal wird. Stromversorgung und Masseschaltkreis für den Verstärker 41 sind der Einfachheit halber in den Figuren ausgelassen.
  • Ein zweites bevorzugtes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist in Fig. 4 gezeigt, worin der Widerstand R&sub2; der Fig. 3 durch einen Widerstand R&sub7;, typisch 10Ω, ersetzt ist, der zwischen die Sourcespannungsquelle -V&sub3; und die Drosselspule Ch&sub3; geschaltet ist. Eine über dem Widerstand R&sub7; erzeugte Spannung ist proportional dem Drainstrom einschließlich der Niederfrequenz-Stromfluktuation. Eine so erfaßte Niederfrequenz-Rauschspannung vnS wird über Kondensator C&sub3; und Widerstand R&sub3; an einen Verstärker 42 mit einem Kondensator C&sub6; und einem Widerstand R&sub6; beide parallel zum Verstärker 42 rückgekoppelt, wobei die Phase des Ausgangssignals invertiert ist, über Kondensator C&sub5; und Drosselspule Ch&sub1; an Diode D&sub1;. Die Funktion der negativen Rückkopplungsschleife ist dieselbe wie die der Fig. 3 des ersten bevorzugten Ausführungsbeispiels.
  • Ein drittes bevorzugtes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist in Fig. 5 gezeigt, wo der spannungsgesteuerte Oszillator 6 gemäß dem ersten oder zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiel ferner phasenverriegelt ist. Eine Oszillatorausgabe fout von 6 GHz wird durch typisch sechzig tausend (d.h., N&sub1; = 60 000) mittels eines Frequenzteilers 73 geteilt, um 100 kHz auszugeben. Andererseits erzeugt ein Quarzoszillator 8 eine Referenzfrequenz von typisch 10 MHz, welche dann durch 100 (= N&sub2;) mittels eines zweiten Frequenzteilers 71 geteilt wird, um ein 100 kHz Signal auszugeben. Phasen dieser 200 kHz Signale von den Frequenzteilern 73 und 71 werden in einem Phasenkomparator 72 verglichen, dessen Ausgabe der Phasendifferenz der zwei, in diesen eingegebenen 100 kHz Signalen entspricht. Die Ausgabe des Phasenkomparators 72 wird in einen Tiefpaßfilter 74 mit einer Cut-off-Frequenz von typisch 1 kHz eingegeben, welche die Schleifenbandbreite der phasenverriegelten Schleife (PLL) ist. Eine Ausgabe des Tiefpaßfilgers 74 wird über einen Widerstand R&sub9; mit dem über den Widerstand R&sub8; von Kondensator C&sub5; gelieferten Rückkopplungssignal addiert, so daß die erfaßte Phasendifferenz negativ zur Diode D&sub1; rückgekoppelt wird, und demgemäß die Phasendifferenz bei Null gehalten wird. Somit ist die Ausgangsfrequenz mit der Referenzfrequenz des Quarzoszillators 8 phasenverriegelt, und ebenfalls rauschkompensiert für das Niederfrequenzrauschen. Die Ausgangsfrequenz kann auch mittels Modifizieren der Zahl der Frequenzteilung N&sub1; des Frequenzteilers 73 verändert werden.
  • In den oben beschriebenen, bevorzugten Ausführungsbeispielen kann die Ausgangsfrequenz frequenzmoduliert werden, nämlich phasenmoduliert, mittels eines der an Diode D&sub1; angelegten Spannung überlagerten Basisbandsignals.
  • In den oben beschriebenen, bevorzugten Ausführungsbeispielen wird die Niederfrequenz-Rauschkomponente, die innerhalb ± 1 MHz der Oszillationsfrequenz vorhanden ist, um 10 db auf 20 db reduziert.
  • Bezugszeichen in den Ansprüchen dienen dem besseren Verständnis und beschränken nicht den Schutzumfang.

Claims (5)

1. Spannungsgesteuerter Oszillator, mit einem Transistor (5), wobei ein erster Anschluß des Transistors auf Masse liegt, ein zweiter Anschluß des Transistors mit einem Resonator (3) verbunden ist und ein Ausgangssignal von einem dritten Anschluß des Transistors ausgegeben wird; und Kompensationseinrichtungen zum Erfassen einer in dem Transistor erzeugten Niederfrequenz-Rauschkomponente, dadurch gekennzeichnet, daß die erfaßte Niederfrequenz- Rauschkomponente in eine spannungsabhängige Reaktanz eingespeist wird, um eine in dem Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators enthaltene Phasenrauschkomponente auszulöschen, und daß eine Resonanzfrequenz des Resonators gemäß einer an die spannungsabhängige Reaktanz (D&sub1;) des Resonators angelegten Spannung abgleichbar ist.
2. Spannungsgesteuerter Oszillator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Transistor ein Galliumarsenid-Feldeffekttransistor ist.
3. Spannungsgesteuerter Oszillator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Anschluß eine Drainelektrode ist, der zweite Anschluß eine Gateelektrode und der dritte Anschluß eine Sourceelektrode ist.
4. Spannungsgesteuerter Oszillator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die spannungsabhängige Reaktanz eine Diode variabler Kapazität ist, an welche eine Rückwärtsvorspannung angelegt wird, wobei die Diode variabler Kapazität elektromagnetisch mit dem Resonator gekoppelt ist.
5. Spannungsgesteuerter Oszillator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Kompensationseinrichtung ferner Phasenerfassungseinrichtungen(7) zum Erfassen einer Phasendifferenz zwischen der Phase der Ausgabe des spannungsgesteuerten Oszillators und der Phase einer Ausgabe eines Referenzoszillators (8) umfaßt, wobei die Spannung, die zu der spannungsabhängigen Reaktanz des Resonators zurückgeführt wird, gesteuert wird, die erfaßte Phasendifferenz im wesentlichen bei Null zu halten.
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