DE8803513U1 - Oszillator, insbesondere mit akustischen Oberflächenwellen, der durch Steuerung seiner Temperatur frequenzgeregelt ist - Google Patents

Oszillator, insbesondere mit akustischen Oberflächenwellen, der durch Steuerung seiner Temperatur frequenzgeregelt ist

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DE8803513U1 DE8803513U DE8803513U DE8803513U1 DE 8803513 U1 DE8803513 U1 DE 8803513U1 DE 8803513 U DE8803513 U DE 8803513U DE 8803513 U DE8803513 U DE 8803513U DE 8803513 U1 DE8803513 U1 DE 8803513U1
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Description

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OSZILLATOR, INSBESONDERE MIT AKUSTISCHEN OBERFLACHENWELLEN, DER DURCH STEUERUNG SEINER TEMPERATUR rREQUENZGEREGELT IST
Die Erfindung bezieht sich insbesondere auf elektrische Oszillatoren mit einem Oberflächenwellenresonator, der in der angelsächsischen Literatur unter dem Namen "SAW" bekannt ist.
Diese Oszillatoren enthalten mindestens einen SAW-Resonator, mit zwei Paaren ineinandergreifender Elektroden, die auf einem Substrat, meistens aus Quarz, aufgebracht sind, zwischen denen sich akustische Oberflächenwellen ausbreiten, sowie mit einem mit diesen Elektroden verbundenen aktiven Kreis.
SAW-Oszillatoren finden zahlreiche Anwendungen im Mikrowellenbereich und besitzen den Vorteil einer hohen Spektralreinheit. Im Frequenzbereich von 100 bis 1000 MHz zum Beispiel ermöglichen sie einen Phasengeräuschminderung von mehr als 20 dB im Vergleich zu Quarzoszillatoren mit Raumwellen.
Das Problem, das von der Erfindung gelöst werden soll, besteht in der Frequenzeinstellung eines Oszillators, insbesondere eines SAW-Oszillators.
Die Frequenz eines SAW hängt ab von einer gewissen Anzahl dimensionsspezifischer Faktoren (insbesondere dem Abstand zwischen den benachbarten Fingern der ineinandergreifenden Elektroden) und von den Elastizitätskonstanten des Substrats.
Die ursprüngliche Frequenzeinstellung des SAW auf eine Bezugstemperatur hängt von der Abmessungsgenauigkeit einer Maske mit einer Vielzahl von Gitterlinien ab, und dies umso mehr, als der Qualitätsfaktor (elektrische Oberspannung) des SAW hoch ist. Außerdem ist die zusätzliche elektrische Einstel-
lung, die man dem Oszillatorkreis übertragen kann, einerseits wesentlich feiner als die Frequenzstreuung des SAW, bringt aber andererseits eine umso geringere Korrektur, je hoher der Qualitätsfaktor ist.
Daraus folgt schließlich, daß ein SAW-Resonator aufgrund seiner Konstruktion frequenzungenau und umso weniger durch elektrisches Regeln einstellbar ist als sein Qualitätsfaktor hoch ist, es sei denn, es wards sins Ausmusterung getroffen, die zu einer unannehmbare Ausschußrate führt.
Zum Beispiel ist ein SAW-Resonator von 200 MHz mit einer Oberspannung von 30.000 durch seine Konstruktion bis auf *■ 20 KHz ungenau, während seine elektrische Nachregelung nur *· 10 KHz bringt. Dazu muß man ein Langzeit-Abdriften von *-5 KHz pro Jahr und einen Temperaturkoeffizienten hinzurechnen, da dieses sowohl die Abmessungsfaktoren als auch die Elastizitätskonstanten des Substrats beeinträchtigt.
Um zu vermeiden, daß der SAW in einem thermostatisch kontrollierten Raum untergebracht werden muß, wurde bereits vorgeschlagen, seinen eigenen Temperaturkoeffizienten herabzusetzen, entweder indem ein bestimmter kristallographischen Schnitt des Substrats angewandt wird (siehe z.B. USA 4 400 640, 4 602 182 und 4 609 843), oder durch eine bestimmte Konstruktion des Substrats (USA 4 622 855), oder indem man mehrere SAW verbindet, um eine gegenseitige Temperaturkompensierung herbeizuführen (BF 78 15429). Es wurden ebenfalls verschiedene elektrische Kreise vorgesehlagen, die auf die Temperatur des Substrats geregelt und so betrieben «erden, daß sie die Frequenz im möglichen Nachregelungsbereich steuern (USA 4 491 931, 4 489 289).
Die Erfindung betriftt einen Oszillator mit einem Resonator,
einem aktiven Erregerkreis des Resonators und mit Mitteln zum Einstellen der Ausgangsfrequenz aus einer Bezugsfrequenz, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel ein Heizorgan, das thermisch mit dem Resonator verbunden ist, und mindestens •inen Regelkreis aufweisen, der das Heizorgan in Abhängigkeit von der Differenz zwischen der Ausgangsfrequenz des Oszillators und einer Sollfrequenz steuert.
Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform ist dieser Regelkreis (Wärmeeinstellkreis) ein Integralregelkreis zur Frequenzannäherung und ist mindestens einem klassischen elektrischen Einstellkreis zur Feineinstellung zugeordnet, wobei der Wärmeregelkreis die Temperatur auf einen solchen Wert regelt, daß die resultierende Frequenz in den Abstimmbereich des elektrischen Einstellkreises zurückgeführt wird.
Gemäß einer besonders vorteilhaften Ausführungsform verwendet die elektrische Einstellung mindestens eine Regelschleife mit Halbintegralsteuerung.
Obwohl die Erfindung besonders SAW-Oszillatoren betrifft, kann sie auch auf klassische Oszillatoren mit Raumweiler, angewendet werden, wenn die Kenndaten des Resonators so sind, daß eine reine elektrische Frequenzeinstellung es nicht erlaubt, leicht zu einer glatten Resonatorfrequenz zu gelangen.
Andere Merkmale sowie die Vorteile der Erfindung werden anhand der nachfolgenden Beschreibung klar hervortreten.
in der beiliegenden Zeichnung
ist Figur 1 das Blockschaltbild eines SAW-Oszillators gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung,
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zeigt Figur 2 <Ue Wellenfofnten an verschiedenen Punkten 4ea Schaltbilds,
zeigt Figur 3 die Frequenzstreuung eines SAW-Resonatore von 200 MHz, der in den erfindungsgemäßen Oszillatoren verwendet wird, und
zeigt die Figur 4 einen bevorzugten Aufbau des SAW-Oszillators.
In Fig. 1 besitzt der Oszillator 1, der von an sich bekanntem , Typ sein kann, einen Ausgang 10, eine elektrischen Steuerklemme 11 seiner Frequenz F und ein elektrisches Heizorgan, das durch einen Widerstand 12 symbolisiert wird, der mit einer
% Steuerklemme 13 des ihn durchfließenden Stroms verbunden ist.
$ Figur 4 zeigt in nicht eingrenzender Weise eine SAW-Oszilla-
tor-Schaltung, auf die sich die Erfindung bezieht.
■·; Vorzugsweise ist das Heizorgan vorteilhafterweise ein Leir stungstransistor, der an das Gehäuse des Resonators angeklebt ist, und dessen Wärmestreuung linear in Abhängigkeit vom Steuerstrom ist. Dies ermöglicht es, annähernd den Wert der
■·; Zeitkonstanten der Wärmeübertragung zu bestimmen (ein Wider-Standssystem, das eine Leistung bei 90° phasenverschobenem Steuersignal abstrahlen würde, würde es nicht erlauben, eine
Regelverstärkung zu definieren).
Das Frequenzsignal F wird einerseits in der Stufe 20 zum Ausgang 21 der Schaltung hin verstärkt, andererseits durch einen Verstärker 22 an einen ersten EiBfäfif Von Zwei Zweifach abgeglichenes Mischstufen 23-24 gelegt, die vorteilhafterweise "Phasendetektoren" rait abgestuften Impedanzen sein können (z.B. 50 -&iacgr;&idigr;. für die Porte LO und RF, 500 Sk- für des ' IF).
Zum Beispiel können die Baustufen der RPD Familie, die von "Microcircuit Laboratories" vertrieben wird, verwendet werden.
Die zweiten Eingänge dieser Mischer werden mit einer um 90° phasenverschobenen Frequenz von 200 MHz gespeist, die z.B. durch geräuscharme Vervielfachung einer Bezugsfrequenz, hier mit 10 MHz angesetzt, in einer Kette gewonnen wird, die im beschriebenen Beispiel aus drei Vervielfachern 25-26-27 mit i entsprechenden Multiplikatoren 2, 5 bzw. 2 besteht.
Der Ausgang der Vervielfacherkette ist auf die Mischer über einen Verstärker 28 und einen Hybridkoppler 29 vom Typ I
90°/3 dB geschaltet. ;\
Entsprechend der Richtung des Frequenzfehlers A F zwischen F
und der Bezugsfrequenz von 200 MHz, eilen die Ausgangssinus- : kurven eines der Mischer in bezug auf die des anderen um eine Viertelperiode in der Phase vor oder nach. Zwei Hysteresis-Komparatoren 30, 31 ebnen die Sinuskurven, um sie in Rechtecksignale umzuwandeln, die an die Eingänge H bzw. D einer Kippstufe 32 angelegt werden. Diese erzeugt dann an ihren Ausgängen Q und "3 logische Pegel 1 oder 0 je nach der genannten Richtung.
Ein Operationsverstärker mit Transkonduktanz 33 ist Ober seine Einginge mit den Ausgängen Q und &phgr; verbunden und liefert, wenn er durch kurzdauernde Rechtecksignale konstanter Amplituden und einer Frequenz proportional zu &Dgr; F, die an seine Klemme 330 angelegt werden, einen mittleren Strom proportional zu A F, dessen Flugrichtung vom Fehlervorzeichen abhängt.
Diese kurzen Rechtecksignale (Wellenform fe, Figur 2) werden am Ausgang 0 eines Univibrators 34 erzeugt, der an seinem Eingang H das Ausgangsrechtrecksignal des iKomparators 30 erhält (WeI-
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lenform a.. Figur 2) .
Das Signal a ist repräsentativ für die Differenz zwischen der Frequenz F und der Bezugsfrequenz bei 200 MHz, d.h. daß seine Periode umgekehrt proportional zu &Dgr; F ist.
Das Signal a wird außerdem an den Eingang H eines zweiten Univibrators 35 und an den Eingang H einer Kippstufe 36 augelegt.
In einer sogenannten Annäherungsphase der Regelung («5A, Figur 2) ist & F ziemlich groß und die Zeitkonstante des Wiederanstoßens des Univibrators 35 wurde so gewählt, daß er permanent getriggert wird (Wellenform c, Figur 2). Daraus folgt, daß der Ausgang Q der Kippstufe 36 (Signal d, Figur 2) sich dann konstant auf dem logischen Pegel 1 befindet.
Wenn dagegen 1/&Dgr;-F größer wird als die Eigenperiode 35 des Univibrators, geht der Ausgang Q der Kippstufe auf den Pegel
0 über (Endphase &Phi;&Eacgr; der Regelung, Figur 2).
Außerdem wird der Univibrator 34 nicht wieder getriggert.
Während der Annäherungsphase geben die vom Univibrator 34 erzeugten Rechtecksignale b. den Verstärker 33 frei, während ein gesteuerter Inverter 37 durch das Signal d. in die Position
1 gebracht wird.
Während der Endphase ist das Signal ä auf dem Pegel 0, was den Inverter 37 in die Stellung 0 bringt.
Was nun den Mischer 24 angeht, so ist sein Ausgang einerseits mit dem Eingang eines Transkonduktanz-Qperationsverstärker 38 und andererseits über den Inverior 37, wenn er in Stellung 0
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ist, mit dem Eingang eines Verstärkers 39, und mit einem Widerstand 4.0 verbunden.
Der Verstärker 39 ist, zusammen mit einem Widerstand 41 und einem in Reihe zwischen seinem Eingang und seinem Ausgang geschalteten Kondensator 42, und unter Berücksichtigung der inneren Zeitkonstante des Heizorgans, Teil eines Regelkreises mit Integralsteuerung. Das heißt, daß das das an die Klemme angelegte Ausgangssignal des Verstärkers 39 derart ist, daß die Einheit, in Verbindung mit der Wärmezeitkonstanten des Heizorgans, dauernd eine Substrattemperatur liefert, welche eine rein integrale Funktion der Korrekturspannung ist, die am Ausgang des Inverters erscheint. Das Korrektursignal selbst kommt in der Annäherungsphase entweder vom Verstärker 33, oder vom Mischer 24, und ist selber Funktion des momentanen Frequenzfehlers &Dgr; F. Die reine Integralfunktion wird erhalten, indem an die Klemmen des Verstärkers 39 ein Zweipol angelegt wird, der aus einen Widerstand 41 und einem Kondensator 42 besteht, die in Reihe geschaltet sind und eine Zeitkonstante liefern, welche gleich der Wärmezeitkonstanten des Heizorgans ist.
Der Eingang des Operationsverstärkers 38 ist mit seinem Ausgang über einen Widerstand 43 parallel Kondensator 44 verbunden. Ein Widerstand 45 legt den Ausgang des hischers 24 an Masse, so daß der Parallelkreis 43-44 ein Proportionalsteuersignal erhält, das direkt durch diesen Kreis an die Klemme 12 übertragen wird, wenn der Verstärker 38 gesperrt ist.
Wenn er freigegeben ist, bildet der Verstärker 38, dessen Ausgang mit der Klemme 12 verbunden ist, zusammen mit dem
Kreis 43-44, Teil eines Regelkreises mit Halbintegralsteuerung.
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- &iacgr;&ogr; -
Der Resonator des Oszillators 1 ist ursprünglich so eingestellt, dap er bei Umgebungstemperatur eine Frequenz erzeugt, die niedriger oder höher als die Sollfrequenz ist (d.h. als die Bezugsfrequenz multipliziert mit dem Multiplikator dar Kette 25-26-27) gemäß dem Vorzeichen des Temperaturkoeffizienten, so daß, wie schon erklärt, beim Unterspannungsetzen ein Fehlersignal am Ausgang jedes der Mischer 23 tind 24 erscheint.
Der Integralsteuerkreis trägt dazu bei, den Fehler ^F zu korrigieren, indem er das Inbetriebsetzen des Heisorgans 11 auslost. Daraus resultiert daß, wenn der Resonator z.B. einen positiven Temperaturkoeffizienten besitzt, die Ausgangsfrequenz ansteigt, bis sie einen solchen Wert erreicht, daß die beiden an der Steuerklemme 11 verbundenen elektrischen Regelkreise ansprechen können, um die Feineinstellung der Frequenz auf den Sollwert durchzuführen.
Es ist zu bemerken, daß die Zeitkonstante des Härmeregelkreises größer ist als mehrere Sekunden. Zum Beispiel hat dieser Kreis bei 3 dB eine Grenzfrequenz von etwa 0,05 Hz. Der Propertionalsteuerkreis hat z.B. eine hohe Grenzfrequenz, die bis zu 60 Hz geht, aber mit schwacher Verstärkung; daher die beträchtliche praktische Bedeutung des Halbintegralsteuerkreises, der z.B. die Regelbandbreite zwischen 0,1 und 10 Hz abdeckt.
Die Entspwechungskurve Verstärkung/Frequenz der so bewirkten Regelung weist schließlich optimale Merkmale au£, sowohl war das Phasengeräusch betrifft eis auch in bezug auf die Stabilität der Regelung.
Im Betrieb hat sich gezeigt, daß sich während der Annäherungsphase der Regelung das Signal £ auf dem Pegel 1 befindet, so daß der Inverter 37 in der Position 1 1st. Daraus resultiert
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ebenfalls, daß der Verstärker 38 durch seinen Steuereingang 380 gesperrt ist, während der Operationsverstärker 33 einen au £ F proportionalen Strom an den Kreis 39-42 abgibt. Anders gesagt ist der Integralsteuerkreis somit in Betrieb und wird vom Mischer 23 über den Univibrator 34 gespeist, während der Halbintegralkreis nicht in Betrieb ist.
Der Proportionalsteuerkreis ist über den Univibrator 34 in Betrieb, aber sein Einfluß auf die Regelung ist vernachlässigbar.
Während der Endphase ist das Signal d auf dem Pegel 0, so daß der Inverter 37 in der Stellung 0 und der Verstärker 38 freigegeben ist. Die drei Kreise gehen ds/ln in Betrieb und werden direkt vom Mischer 24 gespeist.
Als Anwendungsbeispiel der Schaltung ist der Resonator ein SAW, der ursprünglich bei 25°C auf 199,720 MHz *■ 20 KHz eingestellt wurde und eine Frequenz von 200 MHz erzeugen soll.
Im Gegensatz zu den Resonatoren gemäß dem Stand der Technik, die im allgemeinen einen solchen kristallographischen Schnitt haben, daß der Temperaturkoeffizient minimalisiert wird, hat der obige SAW-Resonator vorteilhafterweise einen Y-Schnitt (Achse Y senkrecht zum Substrat, Achse X in Fortpflanzungsrichtung, Achse Z in Richtung der Breite des Substrats), der deshalb gewählt wird, um dem Resonator einen hohen Temperaturkoeffizienten zu verleihen, der die Ursache für eine monotone Frequenzänderung im Regelbereich ist, damit durch Einwirkung auf die Temperatur die Steuerung einer Frequenzänderung ermöglicht wird, die die Frequenz in den Abstimmbereich der elektrischen Regelkreise zurückführt.
Zum Beispiel beträgt dieser Koeffizient etwa +2,4.10 /0C, so
daß für F = 200 MHz die Frequenzänderung 4,8 KHz/0C beträgt, line Temperaturänderung Von nur *· 4 Grad ermöglicht es auch, die streuung zu kompensieren. Figur 2 zeigt, daß für den im Beispiel definierten Resonator die Sollfrequenz für Temperaturen zwischen 75 und 92°C erreicht wird.
Das Segment der senkrechten Geraden CE zeigt, daß der mögliche elektrische Regelbereich nicht ausreichend wäre, um alleine die Streuung zu kompensieren.
Eine tiefergehende Analyse der Schaltung der Figur 1 führt zu den folgenden Bemerkungen.
Das Problem des Ansprechens der Regelung in der Annäherungsphase konnte mit einem Phase-Frequenz-Komparator gelöst werden, was die Schaltung beträchtlich vereinfachen würde, wobei es durch Verwendung des Äquivalents eines Frequenzdiskriminators mit Proportionalausgang gelöst wird. Dieses Äquivalent besteht aus den Phasendetektoren 23-24, die zusammen mit einem Richtungs-Diskriminatorkreis, bestehend z.B. aus der Kippstufe 32, die Richtung des vom Transkonduktanz-Verstärker 33 gelieferten Signals steuern, um so das Ausgangssignal des Oszillators in den Abstimmbereich zurückzuführen.
Diese Lösung ist originell, da ein Phasendetektor alleine nicht in einem großen Bereich ansprechen kann. Sie weist in bezug auf die einen Phasenkomparator verwendende Lösung den Vorteil auf, den Integralsteuerkreis nicht binär, sondern mit Proportionalausgang arbeiten zu lassen (was jedes Oberschreiten oder Oszillieren vermeidet).
Ein anderer Vorteil der beschriebenen Schaltung besteht darin, daß sie mit Ausnahme der Vervielfacherkette 25-26-27 gänzlich mit der Frequenz F arbeitet.
Ein Phasen-Frequenz-Komparator würde notwendigerweise mit der Bezugsfrequenz von 10 MHz arbeiten, zumindest für die F-Werte der genannten Größenordnung, für die die bekannten Schaltungskomponenten dieses Typs nicht bei so hohen Frequenzen wie 200 MHz funktionieren können. Er wäre also durch einen Frequenzteiler mit dem Ausgang des Oszillators verbunden, und da diese beiden Schaltelemente in der Endregelphase in Betrieb blieben, würden sie ein Linienspektrum bei der Bezugsfrequenz von 10 MHz erzeugen, was es notwendig machen würde, sie topologisch vom Rest des Kreises zu trennen. In der beschriebenen Schaltung muß nur die Vervielfacherkette abgetrennt werden, da in der Endregelphase die logischen Kreise 30, 32, 34, 35 und 36 in einem stabilen Zustand bleiben. Tatsächlich ist zum Zeitpunkt des Obergangs von einer Phase zur anderen die Ausgangsspannung des Mischers 24 nahe 0, während die des Mischers 23 maximal ist. Unter diesen Bedingungen tritt keinerlei Obergang im Signal a auf.
Nun wird eine bevorzugte Ausführungsform des Oszillators 1 in bezug auf Figur 4 beschrieben.
Er enthält hauptsächlich einen SAW-Resonator 14, der im Reflexionsmodus verwendet wird, wobei der negative Widerstand zur Aufrechterhaltung der Schwingungen aus einem Transistor 15 und einem passiven Reaktionsnetz besteht, das in der beschriebenen Ausführungsform, die besonders gut für Frequenzen zwischen einigen MHz und einigen hundert MHz geeignet ist, aus zwei in Reihe liegenden Leitungsafeschnitten 7V4, zusammengesetzt ist, die zur Platzersparnis in den Bereichen HF/ VHF/UHF aus Jt- Zellen bestehen, welche aus den Kondensatoren 160-162 und den Spulen 163-164 zusammengesetzt sind.
Der Oszillator weist weiter einen in Abhängigkeit vom Aus-
gangspegel variablen Lastwidertltand auf, der durch einen Kon** densator 170 mit dem Eingang des passiven Netze« verbunden ist und aus einer PIN-Diode 17 besteht, die selbst von einem Regelkreis gesteuert wird, der den Ausgangspegel steuert. Dieser Kreis enthält eine Diode, die das Signal 18 aufspürt, einon Gleichstrom-Verstärkertransistor 180, Widerstände 181 und 182-185 und 186 und einen Kondensator 187.
Diese Steuerung ermöglicht es, linear auf die globale Stromverstärkung einzuwirken, ohne die Phasenverschiebung von 180° zu ändern, die vom Netz hergestellt wird.
Der Ausgangskreis wird durch einen Widerstand 19 von 50 symbolisiert. Das Gehäuse des Resonators 14 ist thermisch eng mit einem nicht dargestellten Leistung^transistor verbunden, der das Heizorgan darstellt, und die Einheit befindet sich in einem nicht dargestellten wärmeisolierten Bereich, von dem eine Wand von einer Spule 140 zur Verbindung des Resonators mit dem Sender des Transistors 15 durchdrungen wird.
Eine von dem an die Klemme 11 (die der entspricht, die das gleiche Bezugszeichen in Figur 1 trägt) angelegten Signal gesteuerte Diode mit variabler Kapazität 141 bewirkt die elek trische Frequenzkorrektur.

Claims (10)

OSZILLATOR, INSBESONDERE MIT AKUSTISCHEN OBERFLÄCHENWELLEN, DER DURCH STEUERUNG SEINER TEMPERATUR FREQUENZGEREGELT IST ANSPROCHE
1. Oszillator mit einem Resonator, einem aktiven Erregerkreis des Resonators und mit Mitteln zum Einstellen der Ausgangsfrequenz aus einer Bezugsfrequenz, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel ein Heizorgan (12), das thermisch mit dem Resonator verbunden ist, und mindestens einen Regelkreis aufweisen, der das Heizorgan in Abhängigkeit von der Differenz zwischen der Ausgangsfrequenz des Oszillators und einer Sollfrequenz steuert.
2. Oszillator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Resonator ei . Resonator mit akustischen Oberflächenwellen ist.
3. Oszillator nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Regelkreis (Wärmeeinstellkreis) ein Integralregelkreis zur Frequenzannäherung ist und mindestens einem klassischen elektrischen Einstellkreis zur Feineinstellung zugeordnet ist, wobei der Wärmeeinstellkreis die Temperatur auf einen solchen Wert regelt, daß die resultierende Frequenz in den Abstimmbereich des elektrischen Einstellkreises zurückgeführt wird.
4. Oszillator nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die elektrische Frequenzeinstellung eine Regelschleife mit Halbintegralsteuerung anwendet.
5. Oszillator nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die elektrische Einstellung weiter einen Proportionalsteuerungskreis verwendet.
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&bull; I · *
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6. Oszillator nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß seine Regelkreise die Feineinstellung der Frequenz mithilfe eines Mischers (24) durchführen, der direkt auf der Ausgangsfrequenz arbeitet.
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7. Oszillator nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Mischer ein zweifach abgeglichener Mischer vom Typ Phasendetektor ist.
8. Oszillator nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Wärmeeinstellkreis die Frequenzannäherung mithilfe eines Frequenzdiskriminators mit ProportLonalausgang durchführt.
9. Oszillator nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Frequenzdiskriminator außer dem ersten Mischer (24) einen zweiten zweifach abgeglichenen Mischer (23) aufweist, der, um 90° gegen den ersten phasenverschoben, durch eine durch Multiplikation (in 25-26-27) der Bezugsfrequenz gewonnene Fre quenz gespeist wird, und Mittel (32) zur Diskriminierung des Frequenzfehlervorzeichens und Mittel (33-34) zum Erzeugen eines
j, zum Frequenzfehler proportionalen Stroms, dessen Richtung \ abhängig von diesem Vorzeichen ist, vorgesehen sind.
10. Oszillator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Resonator (14) im Reflexionsmodus arbeitet, wobei er an einem Ende mit einer negativen Reaktanz und am anderen Ende mit einer rein reaktiven Last (Diode mit veränderlicher Kapazität 141) belastet ist, die die Phasenverschiebung des invertierten Signals bestimmt.
DE8803513U 1988-02-18 1988-03-15 Oszillator, insbesondere mit akustischen Oberflächenwellen, der durch Steuerung seiner Temperatur frequenzgeregelt ist Expired DE8803513U1 (de)

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