DE69031134T2

DE69031134T2 - Phasenregelkreisschaltung

Info

Publication number: DE69031134T2
Application number: DE69031134T
Authority: DE
Inventors: Hatsuo Motoyama; Hiroshi Saeki
Original assignee: Anritsu Corp
Current assignee: Anritsu Corp
Priority date: 1989-08-25
Filing date: 1990-08-24
Publication date: 1998-03-05
Anticipated expiration: 2010-08-25
Also published as: EP0583801A1; DE69033013D1; EP0583802A1; EP0583800B1; DE69030794T2; DE69030794D1; EP0583800A1; EP0583802B1; EP0414260B1; EP0583804B1; DE69033013T2; EP0414260A2; DE69031738T2; EP0583804A1; US5122763A; EP0414260A3; DE69031738D1; US5160902A; DE69031134D1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft Schaltungseinrichtungen zur Implementierung eines Generators von hochreinen Signalen. Insbesondere betrifft die Erfindung eine phasensynchronisierte Schleife bzw. PLL-Schaltung zur Verwendung in einem Frequenz synthesizer.
Moderne Synthesizer für einen Quasi-Mikrowellenbereich von beispielsweise 10 kHz bis 2700 MHz müssen nicht nur multifunktionell sein, sondern auch Einseitenband- bzw. SSB-Phasenrauschen (C/N) möglichst weitgehend unterdrücken können, damit ein Generator von hochreinen Signalen realisiert werden kann.
Zu diesem Zweck muß eine Gruppe von Schaltungseinrichtungen, wie etwa ein Frequenzsynthesizer, ein spannungsgesteuerter Oszillator bzw. VCO, eine PLL-Schaltung, (ein SG), ein Mischer und ein Frequenz- und Phasendetektor, die in einem Synthesizer verwendet werden, so ausgebildet sein, daß sie wirksam sind, um ein Rauschen entweder einzeln oder in Kombination zu unterdrücken. Außerdem muß die Gruppe von Schaltungseinrichtungen dazu ausgebildet sein, den Anforderungen an geringes Rauschen, Miniaturisierung und Vereinfachung zu genügen.
Die US-Patentschrift US-A-4 885 553 zeigt einen PLL-Synthesizer, bei dem Fehlerkorrekturimpulse von einem Phasendetektor in Impulse mit geringer Impulsbreite und Impulse mit großer Impulsbreite getrennt werden. Die Impulse mit großer Impulsbreite werden mit dem Schleifenfilter gekoppelt, um ein rasches Laden des Schleifenfilters zu ermöglichen und die VCO-Steuerung zu bewirken. Die Impulse mit geringer Impulsdauer werden von einem Schmalbandfilter gefiltert, bevor sie dem Schleifenf ilter zugeführt werden, was ein langsames Laden des Schleifenfilters ermöglicht, das nur langsame Änderungen der VCO-Frequenz bewirkt.
Die US-Patentschrift 4 590 602 zeigt eine Taktrückgewinnungsschaltung mit veränderlicher Rate, die eine PLL-Schaltung und einen Frequenzsynthesizer hat, die sich die Steuerung eines gemeinsamen VCO in Einzelschleifen-Konfiguration teilen. Schmale PLL-Bandbreiten und kurze Erfassungszeiten können erreicht werden durch Anwendung des Frequenzsynthesizers, um den VCO zuerst so zu steuern, daß er einen Schätzwert der Datenf requenz erzeugt, der innerhalb der Bandbreite der PLL-Schaltung exakt ist. Wenn diese VCC-Frequenz erreicht ist, desaktiviert die PLL-Schaltung die Frequenzsynthesizer-Steuerung des VCO und übernimmt selbst die Feinabstimmsteuerung der Ausgangsfrequenz des VCO.
Die PLL-Schaltung ist dazu ausgebildet, eine Schwingungssignalfrequenz mit einem Referenzsignal zu synchronisieren, und wird in großem Umfang bei Frequenzsynthesizern, Demodulatoren usw. angewandt. Eine beispielhafte Anordnung einer anderen bekannten PLL-Schaltung ist in Fig. 1 gezeigt.
Wie gezeigt, wird ein Ausgangssignal eines spannungsgesteuerten Oszillators bzw. VCO 41 einem Phasendetektor 42 gemeinsam mit einem Referenzsignal zugeführt. Der Phasendetektor 42 erzeugt ein Fehlersignal, das wiederum von einem Gleichstromverstärker 43 verstärkt und einem Schleifenfilter 44 zugeführt wird. Eine Steuerspannung von dem Schleifenfilter 44 zwingt die Frequenz und die Phase des VCO 41 immer, sich in einer Richtung zu ändern, die mit dem Referenzsignal synchron ist. Aus diesem Grund folgt die VCO-Frequenz Fo den Frequenzänderungen des Referenzsignals, während sie gleichzeitig die Verriegelung mit seiner Frequenz Fr beibehält.
Um bei diesem Typ von PLL-Schaltung die Frequenz des VCO 41 über ein breites Frequenzband zu ändern, muß die Steilheit der Charakteristik der Spannung gegenüber der Freilauffrequenz (nachstehend als VF-Charakteristik bezeichnet) des VCO 41 selbst über sein volles Frequenzband konstant sein.
Die VF-Charakteristik von VCOs hat aber gewöhnlich die Tendenz, daß die Steilheit um so geringer wird, je höher der Frequenzbereich wird, wie Fig. 2 zeigt. Ihr Verstärkungskoeffizient ändert sich mit einem sich ändernden Frequenzbereich, wie Fig. 3 zeigt.
Wenn eine PLL-Schaltung gebildet wird, wobei eine solche VF- Charakteristik des VCO aufrechterhalten wird, ändert sich die Schleifenverstärkung stark mit dem Frequenzbereich, so daß die Optimierung der Ansprechcharakteristik der Schleife nicht möglich ist.
Aus diesem Grund wird die Verstärkung des Gleichstromverstärkers 43 extern für jeden der Frequenzbereiche geändert (der Wert eines Rückkopplungswiderstands Rf wird in bezug auf einen Eingangswiderstand Ri geändert), so daß der scheinbare Verstärkungskoeffizient des VCO 41 innerhalb der Schleife konstant sein kann.
Die Breitband-PLL-Schaltung mit einem Kompensationskreis, der aus dem Gleichstromverstärker 43 besteht, weist jedoch das Problem auf, daß hochfrequentes SSB-Phasenrauschen nicht ausreichend unterdrückt werden kann.
Dieses Problem wird nachstehend erörtert.
Es ist allgemein bekannt, daß die Charakteristik von SSB- Phasenrauschen eines VCO sich über einen vorgegebenen Be reich erstreckt, der mit einer Trägerfrequenz zentriert ist, und daß zwischen der Charakteristik (a), bei der die Trägerfrequenz F1 ist, und der Charakteristik (b), bei der die Trägerfrequenz 2F1 ist, eine Differenz von 6 dB besteht, wie Fig. 4 zeigt.
Bei der Steuerung des VCO, der eine solche Rausch-Charakteristik hat, mit der PLL-Schaltung ist eine Schleifenverstärkung von 20 dB erforderlich, um ein Phasenrauschen von -120 dBc/Hz bei der Trägerfrequenz F1 und einer Offsetfrequenz (einer Abweichung von der Trägerfrequenz) von beispielsweise 10 kHz zu erreichen. Wenn diese Schleifenverstärkung aufrechterhalten wird, dann wird das SSB-Phasenrauschen eines Ausgangssignals des VCO unterdrückt, wie durch (c) in Fig. 4 gezeigt ist.
Bei dem Gleichstromverstärker 43 nimmt jedoch dessen Grenzfrequenz mit zunehmender Verstärkung ab, wie Fig. 5 zeigt. Somit kann eine ausreichende Verstärkung in einem Frequenzbereich nicht erzielt werden, in dem eine hohe Verstärkung zum Ausgleich des Verstärkungskoeffizienten benötigt wird, so daß eine Schleifenverstärkung von 6 dB notwendig ist, wobei es schwierig wird, die Trägerfrequenz 2F1 zu erhalten.
Aus diesem Grund wird das Phasenrauschen, wenn die Trägerfrequenz hoch ist, auf der Seite hoher Frequenzen (in diesem Fall höher als 100 kHz) in der Offsetfrequenz nicht unterdrückt, so daß dadurch die Signalreinheit erheblich verschlechtert wird.
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist die Bereitstel lung einer PLL-Schaltung, die es ermöglicht, ein hochreines Signal über einen großen Bereich von Frequenzen zu erhalten, so daß die PLL-Schaltung zur Verwendung in einem Frequenzsynthesizer gut geeignet ist.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird eine PLL-Schaltung gemäß der Definition in Anspruch 1 angegeben. Ausführungsformen der PLL-Schaltung sind in den Unteransprüchen 2 bis 4 angegeben.
Die Erfindung ergibt sich im einzelnen aus der nachstehenden genauen Beschreibung von Ausführungsformen im Zusammenhang mit den beigefügten Zeichnungen; die Zeichnungen zeigen in:
Fig. 1 ein Blockdiagramm einer herkömmlichen PLL-Schaltung;
Fig. 2 und 3 allgemeine Charakteristiken des VCO, der in der PLL-Schaltung von Fig. 1 verwendet wird;
Fig. 4 ein Diagramm, das die Rauschunterdrückung durch eine herkömmliche PLL-Schaltung zeigt;
Fig. 5 Charakteristiken eines Hauptbereichs einer herkömmlichen PLL-Schaltung;
Fig. 6 ein Blockbild einer PLL-Schaltung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 7 und 8 Charakteristiken der PLL-Schaltung, die in Fig. 6 gezeigt ist;
Fig. 9 ein Diagramm, das die Rauschunterdrückung durch die PLL-Schaltung von Fig. 6 zeigt.
Eine PLL-Schaltung gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird nachstehend im Zusammenhang mit Fig. 6 erläutert, die ein Blockbild eines Frequenzsynthesizers ist, der die vorliegende PLL-Schaltung verwendet.
In der Figur bezeichnet 210 eine Frequenzreglerschaltung zur Bestimmung einer Ausgangsfrequenz der PLL-Schaltung 220, die das Schalten von Frequenzteilungsfaktoren einer Frequenzgrobeinstellschaltung 225, die noch beschrieben wird, und das Schalten eines Kompensationsschaltkreises ausführt.
Es wird angenommen, daß ein VCO 221 der PLL-Schaltung 220 die in den Fig. 2 und 3 gezeigten Charakteristiken hat.
Ein Ausgangssignal des VCO 221 und ein Referenzsignal werden einem Phasendetektor 222 vom Mischertyp zugeführt. Dieses Referenzsignal wird von einem separaten Schaltkreis zugeführt, der ein Signal einer Frequenz Fr erzeugt, die gleich Frequenzdaten ist, die in der Frequenzreglerschaltung 210 vorgegeben sind.
223 bezeichnet einen Integrator, der ein Fehlersignal vom Phasendetektor 222 integriert und eine Gleichspannung abgibt und aus einem Operationsverstärker besteht.
Der Integrator 223 ist so ausgebildet, daß seine Ausgangsphase mit derjenigen eines Ausgangssignals eines Wechselstrom-Koppelschaltkreises, der noch beschrieben wird, übereinstimmt. Daher muß unter der Annahme, daß die Integration mit einem Einstufen-Operationsverstärker ausgeführt wird, ein Operationsverstärker einer anderen Stufe eine umgewandelte Phase des Integrationsausgangssignals korrigieren.
Ein Verzögerungs-Voreilungs-Filter 224 ist ein Schleifenfilter, das das Schleifenverhalten der PLL-Schaltung 220 bestimmt und eine Steuerspannung für den VCO 221 erzeugt.
Der Frequenzdetektor 225 ist dazu ausgebildet, die Frequenz des VCO 221 auf eine bestimmte Frequenz grobeinzustellen. Dabei umfaßt der Frequenzdetektor 225 einen Frequenzteiler 226 zum Teilen der Ausgangsfrequenz des VCO und einen Frequenzkomparator 227 zur Durchführung eines Vergleichs zwischen der geteilten VCO-Frequenz und der Referenzsignalfrequenz Fz, um den Ausgang des Integrators 223 zu laden oder zu entladen, so daß ihre Frequenzdifferenz kleiner als ein vorbestimmter Wert werden kann.
230 bezeichnet einen Wechselstrom-Koppelschaltkreis, der zwischen den Phasenkomparator 222 und das Verzögerungs-Voreilungs-Filter 224 mittels Kondensatoren C2 und C3 kapazitiv gekoppelt ist, um nur Wechselstromkomponenten, die in dem vom Phasendetektor 222 abgegebenen Fehlersignal enthalten sind, durch das Verzögerungs-Voreilungs-Filter 224 an den VCO 221 zu senden. Zwischen die Kondensatoren C2 und C3 ist ein Kompensationsschaltkreis 231 geschaltet, um den Verstärkungskoeffizienten in der Schleife des VCO 221 gleichmäßig zu kompensieren.
Das Schalten des Kompensationsschaltkreises 231 erfolgt durch die Frequenzreglerschaltung 210. Wenn beispielsweise die gewünschte Frequenz Fr zwischen Fa und Fb in Fig. 2 vorgegeben ist, werden beide Schalter Sb und Sc geöffnet gehalten. Wenn Fr zwischen Fb und Fc vorgegeben ist, ist der Schalter Sb geschlossen. Wenn Fr zwischen Fc und Fd vorgege ben ist, sind beide Schalter Sb und Sc geschlossen.
Widerstandswerte Ra, Ra//Rb und Ra//Rb//Rc sind so vorgegeben, daß die Verstärkung des VCO 221 im Bereich seiner oberen und unteren Grenze gleich derjenigen in der Mitte sein kann, wie Fig. 7 zeigt.
Kondensatoren Ca, Cb und Cc, die mit Widerständen Ra, Rb und Rc parallelgeschaltet sind, sind Phasenkompensations-Kondensatoren zur Stabilisierung der Phase in der Schleife.
Die Werte der Kondensatoren C1, C2 und C3 sind so festgelegt, daß der Wechselstromsignal-Durchlaßbereich des Wechselstrom-Koppelschaltkreises 230, der bei f in Fig. 8 gezeigt ist, oberhalb des Durchlaßbereichs des Integrators 223 liegt, der bei e gezeigt ist.
Somit ist das Durchlaßband von Signalen zwischen dem Phasendetektor 222 und dem Verzögerungs-Voreilungs-Filter 224 im wesentlichen konstant über einen weiten Bereich, der die Grenzfrequenz des Integrators 223 überschreitet, wie bei g in Fig. 8 gezeigt ist.
Als nächstes wird der Betrieb des Frequenzsynthesizers beschrieben.
Wenn eine Frequenz Fr (beispielsweise Fc ( Fr ( Fd) in der Frequenzreglerschaltung 210 vorgegeben wird, wird ein Frequenzteilungsfaktor N in dem Frequenzteiler 226 in dem Frequenzdetektor 225 vorgegeben, so daß Fr = N x Fz.
Aus diesem Grund wird die Frequenz Fo des VCO 221 zwangsgesteuert, so daß sie in einen Bereich von (N-1) Fz bis (N+1) Fz nahe Fr fällt, mit dem Referenzsignal mit der Frequenz Fr in bezug auf die Phase von dem Phasendetektor 222 verglichen wird und dann mit der Referenzsignalfrequenz Fr durch das Intrittziehen der PLL-Schaltung verriegelt wird.
Da zu diesem Zeitpunkt die Schalter Sb und Sc des Kompensationsschaltkreises 231 beide eingeschaltet sind, wird die scheinbare Verstärkung des VCO 221 in der Schleife durch den parallelen Widerstandswert (Ra//Rb//Rc) der Widerstände Ra, Rb und Rc erhöht und auf den gleichen Pegel wie im Mittenbereich kompensiert (Fig. 7).
Die Verstärkung hängt nicht von der Charakteristik der Gleichstromschleife auf der Seite des Integrators 223 ab, sondern bleibt über einen weiten Bereich von Offsetfrequenzen im wesentlichen konstant, und zwar wegen der Wechselstromschleife auf der Seite des Wechselstrom-Koppelschaltkreises 230. Die Charakteristiken (a) und (b) des SSB-Phasenrauschens zum Freilaufzeitpunkt des VCO 221, die über einen Bereich mit der Breite einer Oktave oder mehr veränderlich sind, werden ausreichend und auf einen Konstantpegel unterdrückt, wie bei (C) gezeigt ist, so daß hochreine Ausgangssignale erzeugt werden.
Bei der vorstehenden Ausführungsform werden drei Kompensationswiderstände Ra, Rb und Rc entsprechend der VF-Charakteristik des VCO 221 verwendet, und zwar, weil die tatsächliche VF-Charakteristik des VCO durch drei Gerade angenähert wird. Um die Verstärker feiner zu kompensieren, kann der Frequenzbereich in mehr als drei Unterbereiche geteilt werden, so daß Widerstände für jeden der Unterbereiche geschaltet werden. In diesem Fall kann, anstatt wie bei der obigen Ausführungsform Widerstände parallelzuschalten, ein unabhängiger Widerstand für jeden der Frequenz-Unterbereiche zugeschaltet werden.
Als Schleifenfilter wird zwar bei der vorstehenden Ausführungsform ein Verzögerungs-Voreilungs-Filter verwendet, es kann aber auch ein anderer Filtertyp verwendet werden.
Bei der obigen Ausführungsform wird der Frequenzdetektor 225 verwendet, um das VCO-Ausgangssignal mit der Referenzsignalfrequenz zu synchronisieren. Das ist aber für die vorliegende Erfindung nicht wesentlich.
Bei der obigen Ausführungsform wird das Ausgangssignal des VCO dem Phasendetektor 222 direkt zugeführt. Das Ausgangssignal des VCO kann dem Phasendetektor auch nach überlagerungsumwandlung zugeführt werden.
Wie oben beschrieben ist, verwendet die PLL-Schaltung gemäß der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung sowohl eine Wechselstromkopplung als auch eine Gleichstromkopplung zwischen dem Phasendetektor und dem VCO und einen Kompensationsschaltkreis zur Kompensation der scheinbaren Verstärkung des VCO in der Wechselstromschleife. Daher kann das SSB-Phasenunterdrückungsband relativ zu der Grenzfrequenz leicht in den Zustand verbreitert werden, in dem die Schleifenverstärkung des Gesamtsystems gleichmäßig ist, und hochreine Signale können über einen großen, frequenzveränderlichen Bereich abgegeben werden.

Claims

1. PLL-Schaltung, die folgendes aufweist:

einen spannungsgesteuerten Oszillator (221), der auf ein Steuersignal anspricht, um ein Ausgangssignal abzugeben, das eine veränderliche Schwingungsfrequenz hat; und

einen Phasendetektor (222), um einen Phasenvergleich zwischen dem Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators (221) und einem Referenzsignal durchzuführen und um ein Fehlerausgangssignal abzugeben;

einen Integrator (223) zum Integrieren des Fehlerausgangssignals des Phasendetektors (222), um eine veränder liche Gleichstromkomponente, die in dem Fehlerausgangssignal enthalten ist, zu extrahieren, wobei der Integrator (223) eine erste Grenzfrequenz hat;

ein Schleifenfilter (224), um die veränderliche Gleichstromkomponente von dem Integrator (223) dem Spannungsgesteuerten Oszillator (221) als Steuersignal zuzuführen, um das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators (221) mit dem Referenzsignal zu synchronisieren;

einen Wechselstrom-Koppelschaltkreis (230), um nur eine Wechselstromkomponente, die in dem Fehlerausgangssignal des Phasendetektors (222) enthalten ist, zu dem Steuersignal zu addieren für die Zuführung zu dem spannungsgesteuerten Oszillator (221); und

einen Kompensationsschaltkreis (231), der in einen Wechstrom-Signalweg des Wechselstrom-Koppelschaltkreises (230) eingefügt ist, wobei der Kompensationsschaltkreis (231) eine zweite Grenzfrequenz hat, die die erste Grenzfrequenz des Integrators (223) überschreitet,

dadurch gekennzeichnet, daß der Kompensationsschaltkreis (231) folgendes aufweist:

eine Vielzahl von parallelgeschalteten Kondensatoren (Ca, Cb, Cc) und Widerständen (Ra, Rb, Rc); und

eine Vielzahl von Schaltern (Sb, Sc), um die Vielzahl von parallelgeschalteten Kondensatoren (Ca, Cb, Cc) und Widerständen (Ra, Rb, Rc) in Abhängigkeit von Schaltsignalen selektiv in offene und geschlossene Zustände zu schalten.

2. PLL-Schaltung nach Anspruch 1, die ferner folgendes aufweist: einen Frequenzdetektor (225) zum Empfang des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators (221) und zum Grobeinstellen der Frequenz des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators (221) in Abhängigkeit von einer bestimmten Frequenz.

3. PLL-Schaltung nach Anspruch 2, wobei der Frequenzdetektor (225) folgendes aufweist:

einen Frequenzteiler (226) zum Teilen der Frequenz des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators (221); und

einen Frequenzkomparator (227), um einen Vergleich zwischen der Frequenz eines frequenzgeteilten Signals des Frequenzteilers (226) und der Frequenz eines Referenzsignals durchzuführen, um ein Ausgangssignal des Integrators (223) zu steuern, so daß die Frequenzdifferenz der verglichenen Signale kleiner wird als ein vorbestimmter Wert.

4. PLL-Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei das Schleifenfilter (224) ein Verzögerungs- Voreilungs-Filter aufweist.