DE69300782T2

DE69300782T2 - Schaltung mit einem doppelten Phasenregelkreis.

Info

Publication number: DE69300782T2
Application number: DE69300782T
Authority: DE
Inventors: Hideo Imaizumi; Yoshiaki Takahashi
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd
Priority date: 1992-02-25
Filing date: 1993-02-16
Publication date: 1996-05-30
Anticipated expiration: 2013-02-17
Also published as: KR100208408B1; EP0557867A3; US5329250A; KR930018947A; DE69300782D1; EP0557867A2; EP0557867B1

Description

Hintergrund der Erfindung

1. Feld der Erfindung

Die Erfindung betrifft eine PLL-Schaltung (phase locked loop = Phasenregelkreis), welche zusammen mit einer Synchrondetektorschaltung zur Detektierung der Videosignale in einem Fernsehempfänger verwendet werden kann, und insbesondere eine PLL-Detektorschaltung, die keine Justierung des Schwingkreises des VCO (voltage controlled oszillator = spannungsgesteuerter Oszillator) erfordert.

2. Beschreibung der bekannten Technik

Die Technologie der Synchrondetektierung ist für das Gebiet der Kommunikations- und Fernsehtechnik unerläßlich. Dabei wird eine PLL-Schaltung verwendet, um ein kontinuierliches Oszillatorausgangssignal zu erhalten, das mit der Frequenz und der Phase des Eingangssignals synchronisiert ist.
Fig. 1 zeigt das Beispiel einer herkömmlichen PLL-Schaltung, bei der der Phasenkomparator 101 aus einem Multiplizierer besteht und ein Signal liefert, das der Phasen-Differenz zwischen zwei Eingangssignalen entspricht. Das Schleifenfilter 102 besteht aus einem Tiefpassfilter und glättet das Signal vom Phasenkomparator 101 für den Differenzeingang. Zur Steuerung der Oszillatorfrequenz in Reaktion auf das Eingangssignal vom Schleifenfilter 102 enthält der VCO (spannungsgesteuerter Oszillator) 103 einen LC- Schwingkreis usw. Das Eingangssignal und das Signal vom VCO 103 werden dem Phasenkomparator 101 zugeführt. Die PLL- Schaltung bewirkt also, daß sich die Differenz zwischen den beiden Signalen, die dem Phasenkomparator 101 zugeführt werden, verringert; das Ausgangssignal des VCO 103 wird auf die Frequenz des Eingangssignals synchronisiert und kann demzufolge für die Synchrondetektierung usw. verwendet werden.
Fig. 2 zeigt die Kennlinien der PLL-Schaltung, wobei auf der horizontalen Achse die Frequenz und auf der vertikalen Achse das Ausgangssignal des Schleifenfilters 102 aufgetragen ist. Es sei angenommen, daß f0 die Freilauffrequenz des VCO ist. Die Freilauffrequenz bezeichnet die Frequenz, bei welcher der VCO frei schwingt, ohne eingerastet zu sein. Betrachtet sei eine Eingangsfrequenz, die von einem unteren Wert beginnend ansteigt. Zunächst startet der VCO 103 in einem Zustand, bei welchem er nicht auf das Eingangssignal eingerastet ist. Am Punkt f2 geht die Schleife in den eingerasteten Zustand über. Wird die Frequenz weiter erhöht, dann rastet die Schleife am Punkt f4 aus. In gleicher Weise geht die Schleife bei f3 in den eingerasteten Zustand über und rastet am Punkt fl aus, wenn sich die Frequenz von oben beginnend verringert. Der Bereich zwischen den unteren und oberen Grenzfrequenzen f2 und f3, bei denen die nicht eingerastete Schleife in den eingerasteten Zustand übergeht, wird als Fangbereich bezeichnet. Der Bereich zwischen den unteren und oberen Grenzfrequenzen f1 und f4, bei denen die eingerastete Schleife ausrastet, wird als Haltebereich bezeichnet. Diese Bereiche liegen normalerweise symmetrisch zur Freilauffrequenz f0 als dem gemeinsamen Mittelpunkt der beiden Bereiche.
Als nächstes sei der Phasenfehler zwischen dem Eingangssignal und dem VCO-Ausgangssignal im stationären Zustand betrachtet. Wenn die Frequenz des Eingangssignals gleich der Freilauffrequenz des VCO ist, ist der Phasenfehler Null. Wenn sich jedoch die Freilauffrequenz verschiebt, liefert der Phasenkomparator eine Spannung wodurch ein endlicher stationärer Phasenfehler auftritt. Es sei angenommen, daß Δf die Verschiebung der Freilauffrequenz darstellt, daß Kd der Verstärkungsgrad des Phasenkomparators und Ko die Steuersteilheit des VCO ist, dann wird der stationäre Phasenfehler durch die folgende Gleichung wiedergegeben:
Δθ = ΔF/(Kd Ko) (1)
Wird die PLL-Schaltung für den Aufbau eines Synchrondetektors zur AM-Signaldemodulation verwendet, so verschlechtern sich die Kennwerte für die Verzerrung des Detektor-Ausgangssignals usw. proportional zum stationären Phasenfehler. Häufig werden zum Aufbau von VCO's LC-Parallelschwingkreisschaltungen eingesetzt, die starken Schwankungen unterliegen. Deshalb ist in derartigen Systemen unbedingt eine Justierung erforderlich, um die Verschiebung der Freilauffrequenz des VCO zu minimieren.
Andererseits wird ein LC-Schwingkreis aus einer Spule und einem Kondensator häufig als VCO-Oszillator benutzt. Da jedoch der LC-Schwingkreis einen niedrigen Q-Wert (Gütefaktor> aufweist, ist eine Justierung der oszillatorfrequenz erforderlich.
LC-Schwingkreise müssen beim Herstellungsprozeß in der Fabrik einzeln justiert werden, und dieser Justierungsschritt ist zeitraubend. Zur genaueren Festlegung der Mittenfrequenz müßte der oben genannte Q-Wert erhöht werden; wenn er aber erhöht wird, wird der Fangbereich der PLL-Schaltung eingeengt, was die Widerstandsfähigkeit gegenüber externem Rauschen herabsetzt. Es ist dies die einzige Stelle im PLL- Detektorschaltungsblock, an der gegenwartig eine Justierung erforderlich ist. Eine Lösung dieses Problems ist wünschenswert.
Die WO-A-91 07016 beschreibt einen Phasenregelkreis entsprechend dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Bei dieser PLL- Schaltung ist zwar die Notwendigkeit von Justierungen der VCO-Freilauffrequenzen beseitigt, diese Schaltung bildet jedoch eine biquadratische Gegenkopplungsschleife, womit sich das Problem der instabilen Arbeitsweise ergibt.
Demzufolge besteht eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung darin, eine PLL-Schaltung bereitzustellen, die eine stabilere Arbeitsweise erlaubt.
Diese Aufgabe wird von einer PLL-Schaltung gemäß Anspruch 1 erfüllt. Die abhängigen Ansprüche offenbaren weitere vorteilhafte Aspekte und Merkmale der vorliegenden Erfindung.
Dementsprechend besteht ein Vorteil der Erfindung darin, die Oszillatorfrequenz eines VCO mit der Frequenz des Eingangssignals in Übereinstimmung zu bringen, ohne den Fangbereich einzuengen.
Ein anderer Vorteil der Erfindung besteht darin, die VCO- Oszillatorfrequenz automatisch mit der Frequenz des Eingangssignals in Übereinstimmung zu bringen.
Ein weiterer Vorteil der Erfindung besteht darin, die automatische Justierung stabil zu gestalten.
Der zweite VCO schwingt mit einer niedrigeren Frequenz als der erste VCO. Wenn die Oszillatorfrequenz des zweiten VCO auf ein Achtel der Eingangssignalfrequenz eingestellt ist und die Steilheit der PLL, die aus dem zweiten Phasenkomparator, dem zweite Schleifenfilter, dem ersten VCO und die Teilerschaltung besteht, zum Beispiel 24 kHz/mV beträgt, dann ergibt sich eine Steilheit des ersten Phasenkomparators, des ersten Schleifenfilters und des zweiten VCO von 3 kHz/mV. Dadurch wird die externe Steilheit der Schaltung niedrig und die interne Steilheit hoch, so daß sie rauschunempfindlich wird und der Fangbereich für das Eingangssignal trotzdem hinreichend groß gemacht werden kann. Selbst wenn der Fangbereich der PLL, bestehend aus dem zweiten Phasenkomparator, dem zweiten Schleifenfilter, dem ersten VCO und der Teilerschaltung, ± 1,5 MHz beträgt, kann der Frequenzbereich des zweiten VCO auf ± 1,5/8 = 187,5 kHz eingestellt werden.
Da insbesondere die Oszillatorfrequenz des zweiten VCO durch das Ausgangssignal des ersten Schleifenfilters gesteuert wird, kann sie dem Eingangssignal genau folgen. Im ersten VCO wird ein LC-Schwingkreis und im zweiten VCO ein Schwingquarz eingesetzt, so daß der erste VCO eine niedrige und der zweite VCO eine hohe Frequenzselektivität aufweist.
Die Oszillatorfrequenz des zweiten VCO beträgt ein Achtel der des ersten VCO und die Teilerschaltung teilt die Frequenz des Ausgangssignals des ersten VCO durch 8, wodurch die vorgegebene Steilheit der PLL erreicht wird.
Die PLL-Schaltung enthält ferner eine Detektorschaltung, welche zur Detektierung des Eingangssignals das Eingangssignal sowie das Ausgangssignal des ersten VCO zugeführt werden; eine erste Phasenschieberschaltung, die zwischen dem ersten VCO und dem ersten Phasenkomparator eingefügt ist, um die Phase des Ausgangssignals vom ersten VCO zu verschieben; und eine zweite Phasenschieberschaltung, die zwischen dem ersten VCO und der Detektorschaltung eingefügt ist, um die Phase des Ausgangssignals vom ersten VCO zu verschieben.
Die erste Phasenschieberschaltung verschiebt das Ausgangssignal des ersten VCO um 45 Grad, so daß dem ersten Phasenkomparator ein Signal zugeführt wird, welches eine Phasendifferenz von 90 Grad gegenüber dem Eingangssignal besitzt, und die zweite Phasenschieberschaltung verschiebt das Ausgangssignal des ersten VCO um 45 Grad in einer Richtung, die sich von der der ersten Phasenschieberschaltung unterscheidet, so daß die Detektorschaltung ein Signal erhält, welches gegenüber dem Eingangssignal eine Phasendifferenz von 180 Grad aufweist.
Das Ausgangssignal des ersten Schleifenfilters wird außerdem dem ersten VCO zugeführt, wodurch die Stabilität der Wirkungsweise der Schaltung verbessert wird.
Damit eine PLL-Schaltung einrastet, ist eine Gegenkopplungsschleife erforderlich. Die herkömmliche Doppel-PLL- Schaltung wird zu einer biquadratischen Gegenkopplungsschleife. Sofern keine Zuführungseinrichtung vorgesehen ist, existiert auch in der rechten Hälfte der komplexen Ebene eine Ortskurve der Übertragungsfunktion der PLL- Schaltung, die Wirkungsweise der Schaltung wird somit instabil.
Die Zuführungseinrichtung ermöglicht es, die meisten Ortskurven in der linken Hälfte der komplexen Ebene zu lokalisieren, so daß die Wirkungsweise der Schaltung stabilisiert wird.
Die Zuführungseinrichtung ist ein Summierer, der die Ausgangssignale des ersten und zweiten Schleifenfilters summiert.
Die PLL-Schaltung enthält ferner einen ersten Multiplizierer (Pegeljustiereinrichtung), der zwischen dem ersten Schleifenfilter und dem Summierer angeordnet ist und dazu dient, den Pegel des Ausgangssignals des ersten Schleifenfilters um einen vorgegebenen Faktor zu ändern, sowie eine zweite Pegeljustiereinrichtung, die zwischen dem zweiten Schleifenfilter und dem Summierer angeordnet ist und dazu dient, den Pegel des Ausgangssignals des zweiten Schleifenfilters um einen vorgegebenen Faktor zu ändern.
Damit lassen sich je nach gewünschter Schaltungsfunktion, die Ortskurven festlegen.

Kurzbeschreibung der Zeichnungen

In den beiliegenden Zeichnungen zeigen:
Fig. 1 das Blockschaltbild einer herkömmlichen PLL-Schaltung;
Fig. 2 die Kennlinie der in Fig. 1 gezeigten PLL-Schaltung;
Fig. 3 das Blockschaltbild einer Doppel-PLL-Schaltung;
Fig. 4 das Schaltbild einer PLL-Detektorschaltung entsprechend einem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung;
Fig. 5 das Schaubild der Ortskurve der in Fig. 1 gezeigten PLL-Schaltung;
Fig. 6 das Schaubild der Ortskurven der in Fig. 3 gezeigten PLL-Schaltung;
Fig. 7 das Schaubild der Ortskurven der in Fig. 4 gezeigten PLL-Schaltung;
Fig. 8 eine spezielle Schaltung für das in Fig. 4 gezeigte Schleifenfilter; und
Fig. 9 das Blockschaltbild für eine AM-Synchrondetektorschaltung, auf welche die Erfindung angewendet wird.

Beschreibung des bevorzugten Ausführungsbeispiels

Stand der Technik

Fig. 3 stellt das Blockschaltbild einer Video-Synchrondetektorschaltung mit einer PLL-Schaltung dar, bei der das von der Antenne 1 empfangene HF-Signal in den Tuner 2 gelangt. Der Tuner 2 wandelt in bekannter Weise die HF-Frequenz des Eingangssignals in ein ZF-Signal um. Zur Verstärkung wird das ZF-Signal über ein SAW-Filter (akustisches Oberflächenwellenfilter) 3 der ZF-Verstärkerschaltung 4 zugeführt. Das Ausgangssignal des ZF-Verstärkers 4 wird der PLL-Schaltung 5 zugeführt, wo der Träger zurückgewonnen wird. Der durch die PLL-Schaltung 5 zurückgewonnene Träger und das verstärkte ZF-Signal werden der Detektorschaltung 6 zugeführt, welche mit Hilfe des zurückgewonnenen Trägers das ZF-Signal detektiert.
In Japan ist die Video-Zwischenfrequenz auf 58,75 MHz und die Ton-Zwischenfrequenz auf 54,25 MHz festgesetzt; nach der Detektierung des Video-ZF-Signals durch den Detektor 6 stehen am Anschluß 7 das Videosignal und am Anschluß 8 die Überlagerungsfrequenz von Video- und Tonzwischenfrequenz, nämlich das 4,5 MHz-SIF-Signal zur Verfügung.
Die PLL-Schaltung 5 ist wie folgt aufgebaut: Die Zahl 12 bezeichnet den ersten VCO, der auf der Frequenz des Video- ZF-Signals schwingt; die Zahl 13 bezeichnet den ersten Phasenkomparator, welcher einen Phasenvergleich zwischen dem Video-ZF-Signal und dem Oszillatorausgangssignal des ersten VCO 12 durchführt; die Zahl 14 bezeichnet das erste Schleifenfilter, welches das Ausgangssignal des ersten Phasenkomparators 13 glättet; die Zahl 15 bezeichnet den zweiten VCO, welcher im Vergleich zum ersten VCO 12 eine hinreichend hohe Frequenzselektivität besitzt und dessen Oszillatorfrequenz durch das Ausgangssignal des ersten Schleifenfilters gesteuert wird; die Zahl 16 bezeichnet einen durch n teilenden Teiler, welcher das Schwingungsausgangssignal des ersten VCO 12 in n Elemente teilt, so daß die Frequenz der Frequenz des Schwingungsausgangssignals des zweiten VCO 15 gleicht; die Zahl 17 bezeichnet den zweiten Phasenkomparator, welcher einen Phasenvergleich zwischen dem Ausgangssignal des Teilers 16 und dem Ausgangssignal des zweiten VCO durchführt; die Zahl 18 bezeichnet das zweite Schleifenfilter, welches das Ausgangssignal des zweiten Phasenkomparators 17 glättet; und die Zahlen 20 und 21 bezeichnen 45-Grad-Phasenschieberschaltungen.
Als frequenzselektives Element des ersten VCO 12 wird ein LC-Schwingkreis 22 mit niedrigem Q-Wert verwendet und seine Frequenz wird auf die des Video-ZF-Signals von 58,75 MHz eingestellt. Als frequenzselektives Element des zweiten VCO 15 wird ein Quarzoszillator 23, ein Keramikoszillator oder dergleichen mit einem hohen Q-Wert verwendet, und seine Frequenz ist auf 58,75/n [MHz] eingestellt. Der zweite Phasenkomparator 17, der erste VCO 12, der Teiler 16 und das zweite Schleifenfilter 18 stellen die PLL-Schaltung dar, und die Frequenzgenauigkeit des zweiten VCO 15 ist durch den Einsatz des Quarzoszillators 23 sehr hoch. Als Folge davon stellt sich die Oszillatorfrequenz des ersten VCO 12 ohne irgendeine spezielle Justierung mit derselben Genauigkeit wie die des VCO 15 auf 58,75 MHz ein. Da das Videosignal AM-moduliert ist, wird zur Detektierung des Videosignals ein Synchrondetektorsystem eingesetzt. Für das Synchrondetektorsystem ist eine Phasendifferenz von genau 180 Grad zwischen dem Video-ZF-Signal von der ZF-Verstärkerschaltung 4 und dem Träger vom ersten VCO 12 erforderlich. Der erste Phasenkomparator 13 und das erste Schleifenfilter 14 in Fig. 3 sind für die Phasensteuerung des zweiten VCO 15 vorgesehen. Das Ergebnis der Phasensteuerung wird über den zweiten Phasenkomparator 17 und das zweite Schleifenfilter 18 zur Phasenjustierung des ersten VCO 12 in den ersten VCO 12 zurückgeführt. Diese Schleife sichert eine Phasenverschiebung von genau 90 Grad zwischen den beiden Eingangssignalen des ersten Phasenkomparators 13, und durch Addition des Gesamtphasenwinkels von 90 Grad der beiden Phasenschieberschaltungen 20 und 21 zu der Phasenverschiebung erhält man ein Phasenverhältnis von genau 180 Grad zwischen den beiden Eingangssignalen der Detektorschaltung
6. Das Ausgangssignal des ersten VCO und das ZF-Signal sind 135 Grad gegeneinander phasenverschoben, und die Phasenschieberschaltungen 20 und 21 schieben jeweils die Phase um 45 Grad in entgegengesetzter Richtung.
Damit ermöglicht es die in Fig. 3 gezeigte Schaltung, das Videosignal ohne Justierung der Freilauffrequenz des VCO zu detektieren.
Für den Fangbereich der in Fig. 3 gezeigten PLL-Schaltung, die aus dem zweiten Phasenkomparator 17, dem zweiten Schleifenfilter 18, dem ersten VCO 12 und dem Teiler 16 besteht, sind etwa ± 1,5 MHz erforderlich, der Teiler 16 gestattet es jedoch, den Freuqenzbereich des zweiten VCO 15 auf ± 1,5/n [MHz] einzuengen. Es sei angenommen, daß n gleich 8 ist, dann wird der Frequenzbereich des zweiten VCO 15 gleich 187,5 [kHz], was auch vom Quarzoszillator abgedeckt werden kann. Wenn n gleich 8 ist, beträgt die Frequenz des Ausgangssignals des Teilers 16 gleich 7,34 MHz, das heißt, sie liegt jenseits des Frequenzbandes des Videosignals (4,21 MHz) und wirkt sich nach der Detektierung nicht nachteilig auf das Videosignal aus.
Der Fangbereich der in Fig. 3 gezeigten PLL-Schaltung, die aus dem zweiten Phasenkomparator 17, dem zweiten Schleifenfilter 18, dem ersten VCO 12 und dem Teiler 16 besteht, muß im Vergleich zu der PLL-Schaltung gemäß Fig. 1 erweitert werden. Wenn die Anfangseinstellung außerhalb des Bereiches liegt, kann keine Justierung durchgeführt werden, da von außen kein manueller Eingriff möglich ist. Um den Fangbereich zu vergrößern, brauchte man einfach nur die Steilheit (Hz/V) der PLL-Schaltung zu erhöhen, das kann man jedoch nicht machen, weil die Resistenz gegenüber dem Rauschen abnimmt, wenn einfach die Steilheit vergrößert wird. Für diesen Fall ist die PLL-Schaltung entsprechend der Erfindung mit dem durch n teilenden Teiler 16 ausgerüstet, um die Steilheit für externe Signale abzusenken und für interne Signal zu vergrößern. Es sei angenommen, daß die Steuersteilheit der PLL-Schaltung, die aus dem zweiten Phasenkomparator 17, dem zweiten Schleifenfilter 18, dem ersten VCO 12 und dem Teiler 16 besteht, 24 kHz/mV beträgt, dann ergibt sich für die aus dem ersten Phasenkomparator 13, dem ersten Schleifenfilter 14 und dem zweiten VCO 15 bestehende PLL-Schaltung 3 kHz/mV. Die Steilheit läßt sich wie gewünscht entsprechend dem Teilerverhältnis n verringern.
Wird weiterhin die Kapazität C des LC-Schwingkreises 22 klein gewählt, um den Frequenzbereich des ersten VCO zu vergrößern, dann erhöht sich selektiv der veränderliche Kapazitätswert im ersten VCO 12, was zu einer großen Änderung der Oszillatorfrequenz in Abhängigkeit von der Steuerspannung des ersten VCO 12 führt.
Die Phasenschieberschaltungen 20 und 21 lassen sich zu einem 90-Grad-Phasenschieber zusammenfassen.
Die PLL-Schaltung beseitigt also die Notwendigkeit einer Justierung der Freilauffrequenzen des VCO. Eine PLL-Schaltung mit zwei Schleifen bildet jedoch eine biquadratische Gegenkopplungsschleife, und es entsteht das Problem einer instabilen Arbeitsweise.
Für diesen Fall ist entsprechend einem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung eine PLL-Schaltung vorgesehen, welcher Mittel zur Stabilisierung hinzugefügt sind.

Erstes Ausführungsbeispiel

Fig. 4 stellt das Blockschaltbild einer Schaltung entsprechend einem Ausführungsbeispiel der Erfindung dar, wobei die Zahl 24 einen Summierer bezeichnet; die Zahl 25 einen ersten Multiplizierer, welcher das Ausgangssignal des ersten Schleifenfilters 14 mit dem Faktor m multipliziert; und die Zahl 26 einen zweiten Multiplizierer bezeichnet, welcher das Ausgangssignal des zweiten Schleifenfilters 18 mit dem Faktor L multipliziert.
Schaltungsblöcke, die den in Fig. 3 gezeigten entsprechen, sind in Fig. 4 mit denselben Bezugszahlen bezeichnet und werden nicht nochmals beschrieben.
An Hand der Fig. 5 bis 7, in denen als Beispiele drei Arten von Ortskurven der Scheifenverstärkung dargestellt sind, wird beschrieben, wie die PLL-Schleifen durch die Stabilisierungsmittel entsprechend der Erfindung stabilisiert werden. Fig. 5 zeigt das Beispiel einer Ortskurve für die in Fig. 1 gezeigte konventionelle PLL-Schaltung. Fig. 6 zeigt ein Beispiel einer Ortskurve für die in Fig. 3 gezeigte Doppel-PLL-Schaltung, bei der keine Stabilisierungsmittel vorgesehen sind. Fig. 7 zeigt das Beispiel einer Ortskurve für die Doppel-PLL-Schaltung, welcher Stabilisierungsmittel hinzugefügt wurden.
Die in Fig. 1 gezeigte konventionelle PLL-Schaltung mit einer Schleife weist zwei Pole und einen Nullpunkt für den Verstärkungsgrad auf. In Fig. 5 bezeichnen die Zahlen 117 und 118 die Pole und 119 den Nullpunkt. Die Zahl 120 bezeichnet die Ortskurve, die durchlaufen wird, wenn sich der Schleifenverstärkungsgrad von Null auf unendlich ändert. Die Ortskurve beginnt bei 117 und 118 und trennt sich bei einem mittleren Punkt in einen oberen und einen unteren Teil, die dann links von 119 wieder auf die reale Achse zurückkehren. Wenn die Ortskurve in der linken Hälfte der Vektorebene liegt, ist die Schaltung stabil. Deshalb kann man sagen, daß die Beispielschaltung stabil ist.
Als nächstes werden die Ortskurven der in Fig. 3 gezeigten Doppel-PLL-Schaltung betrachtet. Bei diesem Beispiel existieren vier Pole und zwei Nullpunkte des Schleifenverstärkungsgrades. In Fig. 6 bezeichnen die Zahlen 121, 122, 123 und 124 die Pole und 125 und 126 bezeichnen die Nullpunkte. Die entstandenen Ortskurven sind mit den Zahlen 127 und 128 bezeichnet, von denen die eine in der rechten Hälfte der Vektorebene liegt. Deshalb kann die Beispielschaltung nicht als stabil bezeichnet werden.
Bei dem Ausführungsbeispiel wird das mit dem Faktor m multiplizierte Ausgangssignal des ersten Schleifenfilters 14 und das mit dem Faktor L multiplizierte Ausgangssignal des zweiten Schleifenfilters 18 durch den Summierer 24 summiert, und das Ergebnis wird dann dem ersten VCO 12 zugeführt. Wenn die Schleifenfilter 14 und 18 aus Verzögerungsleitungen bestehen, ergibt sich der Schleifenverstärkungsgrad G in Fig. 4 zu
wobei KPD1 den Verstärkungsgrad des Phasenkomparators 13 darstellt; KPD2 den Verstärkungsgrad des Phasenkomparators 17; K&sub0;&sub1; die Steuersteilheit des ersten VCO 12; K&sub0;&sub2; die Steuersteilheit des zweiten VCO 15; S die komplexe Frequenz; F1(S) die Übertragungsfunktion des ersten Schleifenfilters 14; und F2(S) die Übertragungsfunktion des zweiten Schleifenfilters 18. Unter der Annahme, daß KPD1K&sub0;&sub1; = Ka, KPD2K&sub0;&sub2; = Kb und KPD2K&sub0;&sub1; = Kc ist, läßt sich die Gleichung (2) darstellen als
Andererseits können die ersten und zweiten Schleifenfilter 14 und 18 wie in Fig. 8 aufgebaut sein, und ihre Übertragungsfunktion F(s) wird wie folgt dargestellt
F(s) = (1 + ST&sub2;) / (1 + ST&sub1;) (4)
wobei T&sub1; = C(R&sub1; + R&sub2;), T&sub2; = CR&sub2; sind. Es sei angenommen, daß die Zeitkonstanten des ersten Schleifenfilters 14 T&sub1;&sub1; und T&sub1;&sub2; und die Zeitkonstanten des zweiten Schleifenfilters 18 T&sub2;&sub1; und T&sub2;&sub2; sind. Wenn die beiden Übertragungsfunktionen in die Gleichung (3) eingesetzt werden, wird der Verstärkungsgrad G dargestellt durch
G = Ka(1 + ST&sub1;&sub2;) {mT&sub2;&sub1;S² + S(m + LKbT&sub2;&sub2;) + LKb} / S(1 + ST&sub1;&sub1;) {mT&sub2;&sub1;S² + S(1 + LKcT&sub2;&sub2;) + LKc} (5)
Fig. 7 zeigt die Ortskurven nach dem Einfügen der erfindungsgemäßen Stabilisierungsmittel. Im Vergleich zu Fig. 6 sind Anzahl und Positionen der Pole dieselben wie die in Fig. 6, hinzugekommen ist aber der mit der Zahl 129 bezeichnete Nullpunkt. Dieser zusätzliche Nullpunkt wird durch die Stabilisierungsmittel geliefert. Die Ortskurven sind mit den Zahlen 128 und 130 bezeichnet, wobei die erstere von ihnen dieselbe wie die in Fig. 6 mit 128 bezeichnete Ortskurve ist, die letztere von ihnen sich jedoch stark von der in Fig. 6 mit 127 bezeichneten Ortskurve unterschieden. Mit Hilfe des in Fig. 7 hinzugefügten Nullpunktes 129 wird die Ortskurve von der rechten Halbebene in Fig. 6 in die linke Hälfte verlagert. Ein geringer Teil der Ortskurve verbleibt in der rechten Halbebene, in einem Bereich, in dem der Schleifenverstärkungsgrad extrem klein ist, der Hauptteil befindet sich jedoch in der linken Hälfte in dem praktisch benutzten Bereich; man kann die Beispielschaltung als stabil bezeichnen.
Fig. 9 zeigt das Blockschaltbild einer AM-Synchrondetektorschaltung, bei der die Erfindung angewendet wird, wobei die Zahl 31 einen 90-Grad-Phasenschieber bezeichnet. Die Mittenfrequenz des ersten VCO 12 wird durch einen Schwingkreis bestimmt, bestehend aus einem Kondensator C und einer Spule L, und durch den zweiten VCO 15 automatisch genau und stabil eingestellt. Wenn dem Eingangsanschluß ein Eingangssignal auf einem Träger zugeführt wird, dann wird durch den ersten VCO 12 ein kontinuierliches, mit dem Träger synchronisiertes Signal erzeugt. Dieses kontinuierliche Signal, das durch den 90 Grad-Phasenschieber 31 phasenverschoben und mit dem Eingangssignal synchronisiert ist, wird dann dem AM-Demodulator 6 zugeführt. Der AM-Demodulator 6 gibt somit ein AM-detektiertes Ausgangssignal ab.

Claims

1. PLL-Schaltung mit:

einem ersten VCO (spannungsgesteuerter Oszillator) (12), welcher im wesentlichen auf derselben Frequenz wie ein Eingangssignal schwingt;

einen ersten Phasenkomparator (13), welcher die Phase des Oszillator-Ausgangssignals vom ersten VCO (12) mit der Phase des Eingangssignals vergleicht und ein Signal entsprechend deren Phasendifferenz erzeugt;

einem erstes Schleifenfilter (14) zum Glätten des Ausgangssignals des ersten Phasenkomparators (13);

einem zweiten VCO (15), dessen Oszillatorfrequenz sich in Reaktion auf das Ausgangssignal des ersten Schleifenfilters (14) verändert, wobei der zweite VCO (15) im Vergleich zum ersten VCO (12) eine hohe Frequenzselektivität besitzt und auf einer niedrigeren Frequenz als der erste VCO (12) schwingt;

einer Teilerschaltung (16), welche das Oszillatorausgangssignal des ersten VCO (12) teilt, um ein Signal mit im wesentlichen derselben niedrigen Frequenz wie die des zweiten VCO (15) zu erzeugen;

einem zweiten Phasenkomparator (17), welcher die Phase des Signals der Teilerschaltung (16) mit der Phase des Oszillatorausgangssignals des zweiten VCO (15) vergleicht, um ein Signal entsprechend deren Phasendifferenz zu liefern;

einem zweites Schleifenfilter (18) zum Glätten des Ausgangssignals des zweiten Phasenkomparators (17);

einer Summiereinrichtung (24), die die Ausgangssignale des ersten und zweiten Schleifenfilters (14, 18) summiert und dem ersten VCO (12) ein Signal zur Steuerung der Oszillatorfrequenz des ersten VCO (12) zuführt;

einem ersten Multiplizierer (25), der zwischen dem ersten Schleifenfilter (14) und der Summiereinrichtung (24) angeordnet ist, um das Ausgangssignal des ersten Schleifenfilters (14) mit einem vorgegebenen Faktor zu multiplizieren;

wobei die PLL-Schaltung gekennzeichnet ist durch einen zweiten Multiplizierer (26), der zwischen dem zweiten Schleifenfilter (18) und der Summiereinrichtung (24) angeordnet ist, um das Ausgangssignal des zweiten Schleifenfilters (18) mit einem vorgegebenen Faktor zu multiplizieren.

2. PLL-Schaltung nach Anspruch 1, bei der im ersten VCO (12) ein LC-Schwingkreis und im zweiten VCO (15) ein Schwingquarz (23) verwendet wird.

3. PLL-Schaltung nach Anspruch 1, bei der die Oszillatorfrequenz des zweiten VCO (15) ein Achtel der des ersten VCO (12) beträgt und die Teilerschaltung das Oszillatorausgangssignal des ersten VCO (12) durch 8 teilt.

4. PLL-Schaltung nach Anspruch 1, ferner enthaltend:

eine Detektorschaltung, welcher das Eingangssignal und das Ausgangssignal des ersten VCO (12) zugeführt wird, um das Eingangssignal zu detektieren;

eine erste Phasenschieberschaltung (20), die zwischen dem ersten VCO (12) und dem ersten Phasenkomparator (13) angeordnet ist, um die Phase des Ausgangssignals des ersten VCO (12) zu verschieben; und

eine zweite Phasenschieberschaltung (21), die zwischen dem ersten VCO (12) und der Detektorschaltung angeordnet ist, um die Phase des Ausgangssignals des ersten VCO (12) zu verschieben.

5. PLL-Schaltung nach Anspruch 4, bei der die erste Phasenschieberschaltung (20) das Ausgangssignal des ersten VCO (12) um 45 Grad verschiebt und an den ersten Phasenkomparator (13) ein Signal liefert, welches eine Phasendifferenz von 90 Grad gegenüber dem Eingangssignal besitzt, und die zweite Phasenschieberschaltung (21) das Ausgangssignal des ersten VCO (12) um 45 Grad in einer Richtung verschiebt, die sich von der der ersten Phasenschieberschaltung unterscheidet, um an die Signalgleichrichterschaltung ein Signal zu liefern, welches gegenüber dem Eingangssignal eine Phasendifferenz von 180 Grad aufweist.

6. PLL-Schaltung nach Anspruch 1, bei der das Eingangssignal ein Videozwischenfrequenzsignal ist.

7. PLL-Schaltung nach Anspruch 1, ferner enthaltend:

eine Detektorschaltung (6), welcher das Eingangssignal und das Ausgangssignal vom ersten VCO (12) zugeführt wird, um das Eingangssignal zu detektieren; und

eine Phasenschieberschaltung (31), die zwischen dem ersten VCO (12) und der Detektorschaltung (6) angeordnet ist, um die Phase des Ausgangssignals des ersten VCO (12) zu verschieben.

8. PLL-Schaltung nach Anspruch 7, bei der die Phasenschieberschaltung (31) das Ausgangssignal des ersten VCO (12) um 90 Grad verschiebt, um der Detektorschaltung (6) ein Signal zuzuführen, welches gegenüber dem Eingangssignal eine Phasendifferenz von 180 Grad aufweist.