JPS5917727A - フェ−ズロックル−プの帯域幅制御回路 - Google Patents
フェ−ズロックル−プの帯域幅制御回路Info
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- JPS5917727A JPS5917727A JP58115290A JP11529083A JPS5917727A JP S5917727 A JPS5917727 A JP S5917727A JP 58115290 A JP58115290 A JP 58115290A JP 11529083 A JP11529083 A JP 11529083A JP S5917727 A JPS5917727 A JP S5917727A
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- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/04—Frequency selective two-port networks
- H03H11/12—Frequency selective two-port networks using amplifiers with feedback
- H03H11/1291—Current or voltage controlled filters
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- Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y10S331/00—Oscillators
- Y10S331/02—Phase locked loop having lock indicating or detecting means
Landscapes
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
(発明の背景)
この発明は、フェーズロックループ(PLL)の制御回
路、特に、周波数シンセザイ1fに用いられるフェーズ
【コツクループの帯域幅制御回路に関する。
路、特に、周波数シンセザイ1fに用いられるフェーズ
【コツクループの帯域幅制御回路に関する。
周波数シンセサイザにおいて、比較的広範囲の選択可能
な周波数を提供り−るためにフェーズロックループが使
用され−Cい−C1この周波数は代表的にはクリスタル
で制御された基準発振器の安定度を備えている。このよ
うな広範囲にねIこる周波数を得るには、フェースロッ
クループのフィルタが可変帯域幅を右す−ることが必要
とされ、周波数の変更がブOグラムされあるいは要望さ
れた時に周波数の変更が短時間で行41えるようにし−
Cいる。
な周波数を提供り−るためにフェーズロックループが使
用され−Cい−C1この周波数は代表的にはクリスタル
で制御された基準発振器の安定度を備えている。このよ
うな広範囲にねIこる周波数を得るには、フェースロッ
クループのフィルタが可変帯域幅を右す−ることが必要
とされ、周波数の変更がブOグラムされあるいは要望さ
れた時に周波数の変更が短時間で行41えるようにし−
Cいる。
この変更速度(時間)はループ制御電圧に依存し、該電
圧は、まず、利用可能なループ利得によって制限される
。つぎに、雑音、および基準周波数による電圧制御発振
器の周波数変調を軒減りるために、フェーズロックルー
プ制御ラインに比較的低いカッ1〜′Aフ周波数を有し
たフィルタを挿入りるh、ループ制御電圧はさらに制限
される。本発明名の知り得た従来技術の回路においては
、フェーズ[1ツクループのフィルタの切替えは、大概
、固定タイミング回路(たとえば、ワンショットマルチ
バイブレータ)を用いC行なわれUd3す、該タイミン
グ回路は初期に比較的広いフィルタ帯域幅で1−1ツタ
できるようにしCいる。タイミング回路の時間が切れた
後、タイミング回路はフィルタを比較的狭い帯域幅に切
替え−Cいる。しかしながら、こ7°゛ のようなタイミンク回路は、それに付随する種々の問題
を有している。まづ、電源電圧からの雑音のバーストや
パルス等のなんらかの理由によって電圧制御発振器の[
−1ツタがはずれると、通常のロック検出器は数ミリ秒
の間口ツクされ(いない状態を検出できない場合があり
、このため、周波数源として電圧制御発振器を用いる送
信機は、隣接する周波数スペクトルのかなりの部分にわ
たるキャリヤづなわら高レベル雑音を発生ずる可能性が
ある。つぎの問題は、電圧制御発振器が新しく指令され
た周波数に落着くまでの時間として割り当てられた固定
時間が、場合によっては特定の周波数変更のために充分
でないかもしれないことである。この場合、固定時間の
後で、かつ送信機が指令された周波数に落着く前に帯域
幅が減少されると、送信機周波数が正常になるまで、送
信機は希望しない周波数を発生し、これに伴なっ−C干
渉が生ずることとなる。
圧は、まず、利用可能なループ利得によって制限される
。つぎに、雑音、および基準周波数による電圧制御発振
器の周波数変調を軒減りるために、フェーズロックルー
プ制御ラインに比較的低いカッ1〜′Aフ周波数を有し
たフィルタを挿入りるh、ループ制御電圧はさらに制限
される。本発明名の知り得た従来技術の回路においては
、フェーズ[1ツクループのフィルタの切替えは、大概
、固定タイミング回路(たとえば、ワンショットマルチ
バイブレータ)を用いC行なわれUd3す、該タイミン
グ回路は初期に比較的広いフィルタ帯域幅で1−1ツタ
できるようにしCいる。タイミング回路の時間が切れた
後、タイミング回路はフィルタを比較的狭い帯域幅に切
替え−Cいる。しかしながら、こ7°゛ のようなタイミンク回路は、それに付随する種々の問題
を有している。まづ、電源電圧からの雑音のバーストや
パルス等のなんらかの理由によって電圧制御発振器の[
−1ツタがはずれると、通常のロック検出器は数ミリ秒
の間口ツクされ(いない状態を検出できない場合があり
、このため、周波数源として電圧制御発振器を用いる送
信機は、隣接する周波数スペクトルのかなりの部分にわ
たるキャリヤづなわら高レベル雑音を発生ずる可能性が
ある。つぎの問題は、電圧制御発振器が新しく指令され
た周波数に落着くまでの時間として割り当てられた固定
時間が、場合によっては特定の周波数変更のために充分
でないかもしれないことである。この場合、固定時間の
後で、かつ送信機が指令された周波数に落着く前に帯域
幅が減少されると、送信機周波数が正常になるまで、送
信機は希望しない周波数を発生し、これに伴なっ−C干
渉が生ずることとなる。
理想的な観点からは、比較的早くかつ広範囲な周波数変
更が7エーズロツタループ中の比較的広帯域フィルタ回
路によってなされるべきCある。
更が7エーズロツタループ中の比較的広帯域フィルタ回
路によってなされるべきCある。
電圧制御発振器が新しく指令された周波数を発生した後
では、フィルタ回路は比較的狭い帯域幅を提供づべきで
ある。
では、フィルタ回路は比較的狭い帯域幅を提供づべきで
ある。
(発明の概要)
この発明は、フェーズロックループのノイルタ帯域幅を
制御する改良回路を提供する。本回路は、位相検出器の
出力信号を用い、この出力信号から比較的高い信号と比
較的低い信号をつくる。低信号は、充電回路によって遅
延された高信号と、第1の比較器によって比較される。
制御する改良回路を提供する。本回路は、位相検出器の
出力信号を用い、この出力信号から比較的高い信号と比
較的低い信号をつくる。低信号は、充電回路によって遅
延された高信号と、第1の比較器によって比較される。
高信号は、充電回路によって遅延された低信号と、第2
の比較回路によって比較される。位相検出器の出力が増
加した場合、第1の比較器は、高信号充電回路による遅
延が終るまで、高信号を超える低信号に応答して出力を
発生する。位相検出器の出力が減少した場合、第2の比
較器は、低信号充電回路による遅延が終るまで、高信号
を超える低信号に応答して出力を発生づる。比較器の出
力は組み合わされの持続時間の間、回路出力が発生され
る。この持続時間の間、回路出力は、フィルタを広帯域
にリ−るために使用づ−ることかできる。回路出力がな
くなった時に、フィルタの帯域幅を減少さけることがで
きる。
の比較回路によって比較される。位相検出器の出力が増
加した場合、第1の比較器は、高信号充電回路による遅
延が終るまで、高信号を超える低信号に応答して出力を
発生する。位相検出器の出力が減少した場合、第2の比
較器は、低信号充電回路による遅延が終るまで、高信号
を超える低信号に応答して出力を発生づる。比較器の出
力は組み合わされの持続時間の間、回路出力が発生され
る。この持続時間の間、回路出力は、フィルタを広帯域
にリ−るために使用づ−ることかできる。回路出力がな
くなった時に、フィルタの帯域幅を減少さけることがで
きる。
本発明の構成要件は特許請求の範囲に特定され明確に記
載されているが、本発明の構成、作用、ならびに利点は
、添イ」の図面を参照した以下の説明により良く理解で
きるであろう。
載されているが、本発明の構成、作用、ならびに利点は
、添イ」の図面を参照した以下の説明により良く理解で
きるであろう。
(好ましい実施例の説明)
本発明を説明づるにあたり、フェーズロックループを有
する公知の周波数シンセサイザに用いた本発明の制御回
路を示す第1図のブロック図をまず説明する。当該技術
で知られているように、この種のシンセサイザは、通常
クリスタル制御された安定な基準発振器10を有づる。
する公知の周波数シンセサイザに用いた本発明の制御回
路を示す第1図のブロック図をまず説明する。当該技術
で知られているように、この種のシンセサイザは、通常
クリスタル制御された安定な基準発振器10を有づる。
この発振器の周波数は、希望により、周波数逓倍しても
分周してもよいが、その後で位相検出器11の第1人力
に印加される。位相検出器11の出力は、フィルタ回路
12を介して電圧制御発振器13の入力に印加される。
分周してもよいが、その後で位相検出器11の第1人力
に印加される。位相検出器11の出力は、フィルタ回路
12を介して電圧制御発振器13の入力に印加される。
発振器13の出力は、無線送信機あるいは受信機等の適
当な用途に用いられる。発振器13の出ツノは回路未着
に従っC周波数逓倍もしくは分周してもよい。第1図に
承り例にJ5いては、発振器13の出ツノは分周器14
によつ−C分周されて位相検出器11の第2人力に印加
されるものとした。当該技術C知られでいるように、発
振器13の出力信号に適用される除数を変化させるため
に、従ってフェーズロックループによって供給される発
振器13の出力を変化さけるために、分周器14にチャ
ンネル選択器15を接続C・きる。
当な用途に用いられる。発振器13の出ツノは回路未着
に従っC周波数逓倍もしくは分周してもよい。第1図に
承り例にJ5いては、発振器13の出ツノは分周器14
によつ−C分周されて位相検出器11の第2人力に印加
されるものとした。当該技術C知られでいるように、発
振器13の出力信号に適用される除数を変化させるため
に、従ってフェーズロックループによって供給される発
振器13の出力を変化さけるために、分周器14にチャ
ンネル選択器15を接続C・きる。
以上説明した回路は当該技術で公知である。既に述べた
ように、チャンネル選択器15が急速に切替えられて、
分周器14の除数を比較的大きく変化させた場合、フェ
ーズロックループは、ロックしC電圧制御発振器13に
新しい所望の出力周波数を発生させるのにかなりの時間
を要求り−る。
ように、チャンネル選択器15が急速に切替えられて、
分周器14の除数を比較的大きく変化させた場合、フェ
ーズロックループは、ロックしC電圧制御発振器13に
新しい所望の出力周波数を発生させるのにかなりの時間
を要求り−る。
このことは、特に、発振器13からの雑音およびスプリ
アス放射を軽減するのに通常要求される条件である比較
的狭い帯域幅をフィルタ12が有する場合にそうである
。そして、フェーズロックループのロックがはずれてい
る間、発振器13は、望ましくなく、かつ、広範囲に変
化する出力周波数を発生覆る可能性があり、しばしばこ
のような周波数を発生する。これら望ましくない影響を
減少させるために、本発明によれば、位相検出器11の
出力を受Gノ、この出ノJをフィルタ12に供給して所
定の動作に従っ−Cフィルタ12の帯域幅を切替えさせ
る制御回路20を提供する。詳しく以下述べるが、制御
回路20は、位相検出器11の比較的低い出力に応答し
て第1の出力を発生する。
アス放射を軽減するのに通常要求される条件である比較
的狭い帯域幅をフィルタ12が有する場合にそうである
。そして、フェーズロックループのロックがはずれてい
る間、発振器13は、望ましくなく、かつ、広範囲に変
化する出力周波数を発生覆る可能性があり、しばしばこ
のような周波数を発生する。これら望ましくない影響を
減少させるために、本発明によれば、位相検出器11の
出力を受Gノ、この出ノJをフィルタ12に供給して所
定の動作に従っ−Cフィルタ12の帯域幅を切替えさせ
る制御回路20を提供する。詳しく以下述べるが、制御
回路20は、位相検出器11の比較的低い出力に応答し
て第1の出力を発生する。
この第1の出力は、フィルタ12を比較的狭い帯域幅に
して、発振器13からの雑音および他の望ましくない放
射を減少させるために用いることができる。制御回路2
0は、位相検出器11の比較的高い出力に応答して、こ
の高い出力が前述の低い出力にさがるまで、第2の出力
を発生りる。制御回路20からの第2の出力は、フィル
タ12を比較的広い帯域幅にし−(、フェース「Jツク
ルーフの急速なロックを1跨ることができるようにりる
ために用いられる。制御回路20に、チャンネル選択器
15から得られる周波数変更信号Ab、位相検出器11
か61υられるL1ツクはずれイ1;月を供給りること
もできる。これら信号によつC1制御回路204よ、フ
ィルタ12を広い帯域幅にJるために用いられる第2の
出力を発生ずることができる。
して、発振器13からの雑音および他の望ましくない放
射を減少させるために用いることができる。制御回路2
0は、位相検出器11の比較的高い出力に応答して、こ
の高い出力が前述の低い出力にさがるまで、第2の出力
を発生りる。制御回路20からの第2の出力は、フィル
タ12を比較的広い帯域幅にし−(、フェース「Jツク
ルーフの急速なロックを1跨ることができるようにりる
ために用いられる。制御回路20に、チャンネル選択器
15から得られる周波数変更信号Ab、位相検出器11
か61υられるL1ツクはずれイ1;月を供給りること
もできる。これら信号によつC1制御回路204よ、フ
ィルタ12を広い帯域幅にJるために用いられる第2の
出力を発生ずることができる。
第2の出力が発生されている間、送信機およびまたは受
信機に印加してこれら装置を一時的に遮断するための出
力を制御回路20から’+5fることもCきる。
信機に印加してこれら装置を一時的に遮断するための出
力を制御回路20から’+5fることもCきる。
第2図は、第1図の制御回路20の好ましい実施例の概
略回路図を示す。位相検出器11からの信号は、入力端
子22と、たとえば接地点である基準電位点との間に直
列接続された抵抗R1、R2より成る分圧器に印加され
る。この分圧器は、位相検出器信号が端子1−1の比較
的高入力と端子りの比較的低入力とを持つようにりる。
略回路図を示す。位相検出器11からの信号は、入力端
子22と、たとえば接地点である基準電位点との間に直
列接続された抵抗R1、R2より成る分圧器に印加され
る。この分圧器は、位相検出器信号が端子1−1の比較
的高入力と端子りの比較的低入力とを持つようにりる。
高入力端子1−1は、抵抗R4を介して、比較器回路と
しC接続された演算増幅器A1のマイナス入力に結合さ
れ、また抵抗R6を介しC同様に比較器回路としく接続
された演算増幅器A2のマイナス入力に結合されでいる
。低入力端子しは、抵抗R3を介しC増幅器△1のプラ
ス入力に結合され、抵抗1<5を介して増幅器A2のプ
ラス人力に結合されている。
しC接続された演算増幅器A1のマイナス入力に結合さ
れ、また抵抗R6を介しC同様に比較器回路としく接続
された演算増幅器A2のマイナス入力に結合されでいる
。低入力端子しは、抵抗R3を介しC増幅器△1のプラ
ス入力に結合され、抵抗1<5を介して増幅器A2のプ
ラス人力に結合されている。
キレバシタC1より成る時間遅延回路は、増幅器A1の
ンイノス人力と接地点との間に接続され、キャパシタC
2より成る時間遅延回路は、増幅器△2のグラス人力と
接地点との間に接続され−Cいる。これら遅延回路は、
後述する理由による時間遅延を提供する。増幅器A1、
A2の出力は、隔離ダイオードI) 1 、D 2を介
して共通用ツノバス21に結合されでいる。出力バス2
1は、隔離ダイオードD3を介して、比較器回路として
接続された演算増幅器へ3のマイナス入力に結合され、
また、隔離ダイA−ドD4を介して、比較器回路として
接続された演算増幅器A4のプラス人力に結合されてい
る。電圧B+と接地点間に直列接続された抵抗RIO1
IR11によって電圧基準回路が提供されCいる。増幅
器へ3のプラス入力と増幅器A4のマイナス人力とは抵
抗RIO11(11の接続点に接続されている。さらに
、抵抗R8とキャパシタC3とより成るフィルタ回路が
増幅器△3のマイナス人力と接地点間に接続され、抵抗
[<9とキレパシタC4とより成るフィルタ回路が増幅
器A4のグラス人力と接地点間に結合されている。最後
に、[1ツクはずれ13号がタイA−ド(〕5を介して
共通用ツノパス21に接続され、周波数変更信号が隔離
タイオードD6を介して共通出力ハス21に結合されて
いる。
ンイノス人力と接地点との間に接続され、キャパシタC
2より成る時間遅延回路は、増幅器△2のグラス人力と
接地点との間に接続され−Cいる。これら遅延回路は、
後述する理由による時間遅延を提供する。増幅器A1、
A2の出力は、隔離ダイオードI) 1 、D 2を介
して共通用ツノバス21に結合されでいる。出力バス2
1は、隔離ダイオードD3を介して、比較器回路として
接続された演算増幅器へ3のマイナス入力に結合され、
また、隔離ダイA−ドD4を介して、比較器回路として
接続された演算増幅器A4のプラス人力に結合されてい
る。電圧B+と接地点間に直列接続された抵抗RIO1
IR11によって電圧基準回路が提供されCいる。増幅
器へ3のプラス入力と増幅器A4のマイナス人力とは抵
抗RIO11(11の接続点に接続されている。さらに
、抵抗R8とキャパシタC3とより成るフィルタ回路が
増幅器△3のマイナス人力と接地点間に接続され、抵抗
[<9とキレパシタC4とより成るフィルタ回路が増幅
器A4のグラス人力と接地点間に結合されている。最後
に、[1ツクはずれ13号がタイA−ド(〕5を介して
共通用ツノパス21に接続され、周波数変更信号が隔離
タイオードD6を介して共通出力ハス21に結合されて
いる。
増幅器A3の出力は、送信供およびまたは受信機を遮断
リ−るためにこれら装置に印加りることかでき、また、
増幅器A4の出力はフィルタ12の特性を変化させるた
めにフィルタ12に接続りることができる。増幅器Δ1
、A2の出力は、増幅器△3のマイナス端子と増幅器A
4のプラス端子に印加される。通常、増幅器A3のプラ
ス端子には抵抗R10によって正の電圧が供給されてい
るので、増幅器Δ3は出力を発生する。従って、増幅器
A3の出ツノが消滅したことを利用しC1無線送信機あ
るいは無線受信機のいずれか、あるいは望むならばその
両方を遮断することができる。通常、増幅器A4のマイ
ナス端子には抵抗R10によって正の電圧が供給されて
いるので、増幅器A4は出力を発生しない。増幅器へ4
が出力を発生しない時、これを利用してフィルタ12を
比較的狭い帯域幅にすることができる。しかし、増幅器
A4が出力を発生している時、これを利用してフィルタ
12を比較的広い帯域幅にすることができる。このよう
な帯域幅は各種の公知の方法、たとえば、フィルタ回路
にキャパシタを(=J加したり除いたり1−ることによ
って達成できる。
リ−るためにこれら装置に印加りることかでき、また、
増幅器A4の出力はフィルタ12の特性を変化させるた
めにフィルタ12に接続りることができる。増幅器Δ1
、A2の出力は、増幅器△3のマイナス端子と増幅器A
4のプラス端子に印加される。通常、増幅器A3のプラ
ス端子には抵抗R10によって正の電圧が供給されてい
るので、増幅器Δ3は出力を発生する。従って、増幅器
A3の出ツノが消滅したことを利用しC1無線送信機あ
るいは無線受信機のいずれか、あるいは望むならばその
両方を遮断することができる。通常、増幅器A4のマイ
ナス端子には抵抗R10によって正の電圧が供給されて
いるので、増幅器A4は出力を発生しない。増幅器へ4
が出力を発生しない時、これを利用してフィルタ12を
比較的狭い帯域幅にすることができる。しかし、増幅器
A4が出力を発生している時、これを利用してフィルタ
12を比較的広い帯域幅にすることができる。このよう
な帯域幅は各種の公知の方法、たとえば、フィルタ回路
にキャパシタを(=J加したり除いたり1−ることによ
って達成できる。
第2図の回路の動作を、第3図の共通時間軸に沿ってプ
[lットされた波形を参照して説明づる。
[lットされた波形を参照して説明づる。
第3図(A)は位相検出器11から制御回路に印加され
る人力信号を承り。第3図(13)は増幅器へ1に印加
される人力を示し、破線はマイナス端子への人力、実線
はプラス端子への人力をあられり。第3図(0)は増幅
器A2に印加される入力を示し、破線はマイナス人力へ
のパノノ、実線はプラス人力への入力をあられづ。第3
図(D)は増幅器へ1の出ツノを承し、第3図(に)は
増幅器Δ2の出力を示す。
る人力信号を承り。第3図(13)は増幅器へ1に印加
される人力を示し、破線はマイナス端子への人力、実線
はプラス端子への人力をあられり。第3図(0)は増幅
器A2に印加される入力を示し、破線はマイナス人力へ
のパノノ、実線はプラス人力への入力をあられづ。第3
図(D)は増幅器へ1の出ツノを承し、第3図(に)は
増幅器Δ2の出力を示す。
時刻−1−1以前にJ3いて、第3図(A)に示される
ように、制御回路の人力は安定な、リ−なわら正規の値
であるとする。この正規の人力C・は、増幅器A1のマ
イナス端子入ツノは増幅器A1のプラス端子人力を趙え
るので、増幅器A1は出力を発生しない。同様に、増幅
器A2のマイノース端子人力は増幅器Δ2のプラス端子
人力を追えるのC゛、増幅器A2は出力を発生しない。
ように、制御回路の人力は安定な、リ−なわら正規の値
であるとする。この正規の人力C・は、増幅器A1のマ
イナス端子入ツノは増幅器A1のプラス端子人力を趙え
るので、増幅器A1は出力を発生しない。同様に、増幅
器A2のマイノース端子人力は増幅器Δ2のプラス端子
人力を追えるのC゛、増幅器A2は出力を発生しない。
増幅器AI、A2からの出力がなく、ljラックずれイ
に月および周波数変更信号もない場合、送信機およびま
たは受信機のターンオンを相持させるために使用できる
ように出力が増幅器A3から供給され、フィルタ12を
狭い帯域にり゛るために使用できるように何ら出力が増
幅器A4から供給されない。時刻−[1にあい−C1人
力が、基準発振器信号と制御発振器信号との位相差に応
じη−比較的小さな値だ(〕土臂りるものとりる。この
上昇は、増幅器へ1のプラス端子と増幅器A2のマイノ
ース端子の電圧を同様に1臂さける。増幅器へ1のマイ
ナス端子と増幅器A2のプラス端子の電圧も−[胃りる
がギA・バシタC1、C2を充電しなければならないの
−ぐ、よりゆるやかに上昇する。しかし、入力の」二臂
が小さいために、1曽幅器A1のマイナス端子の電圧は
プラス端子の電圧の上りに捕まる。増幅器へ2のマイナ
ス端子の電圧は明らかにプラス端子の゛電圧の上方に捕
まる。その結果、第3図(D)および(E)に示される
ように時刻]−1においてどの増幅器も出力を発生しな
い。時刻12にJ3い−(、入力は初期の安定な値に下
降−4る。増幅器A1のプラス端子と増幅器へ2のマイ
ナス端子の電圧は同様にト降するが、増幅器A1のマイ
ナス端子と増幅器A2のプラス端子の電圧はキャパシタ
C1、C2がlJ9.電しな【)ればならないのでゆる
やかに下降する。しかし、小さな下降のため、マイノー
ス端子の電Ljlは各プラス端子の電圧より上方に滞ま
るのC゛どの増幅器も出力を発生じない。
に月および周波数変更信号もない場合、送信機およびま
たは受信機のターンオンを相持させるために使用できる
ように出力が増幅器A3から供給され、フィルタ12を
狭い帯域にり゛るために使用できるように何ら出力が増
幅器A4から供給されない。時刻−[1にあい−C1人
力が、基準発振器信号と制御発振器信号との位相差に応
じη−比較的小さな値だ(〕土臂りるものとりる。この
上昇は、増幅器へ1のプラス端子と増幅器A2のマイノ
ース端子の電圧を同様に1臂さける。増幅器へ1のマイ
ナス端子と増幅器A2のプラス端子の電圧も−[胃りる
がギA・バシタC1、C2を充電しなければならないの
−ぐ、よりゆるやかに上昇する。しかし、入力の」二臂
が小さいために、1曽幅器A1のマイナス端子の電圧は
プラス端子の電圧の上りに捕まる。増幅器へ2のマイナ
ス端子の電圧は明らかにプラス端子の゛電圧の上方に捕
まる。その結果、第3図(D)および(E)に示される
ように時刻]−1においてどの増幅器も出力を発生しな
い。時刻12にJ3い−(、入力は初期の安定な値に下
降−4る。増幅器A1のプラス端子と増幅器へ2のマイ
ナス端子の電圧は同様にト降するが、増幅器A1のマイ
ナス端子と増幅器A2のプラス端子の電圧はキャパシタ
C1、C2がlJ9.電しな【)ればならないのでゆる
やかに下降する。しかし、小さな下降のため、マイノー
ス端子の電Ljlは各プラス端子の電圧より上方に滞ま
るのC゛どの増幅器も出力を発生じない。
時刻T3にd3いY、人力が正規の値よりも下りに少し
減少づるものとする。この減少によって増幅器の端子電
圧はh刻−F2においC説明したように−F降りる。こ
の場合、マイナス端子の電圧は各プラス端子の電圧の土
ノjに浦まりつづ゛りるのCどの増幅器も出力を発生し
ない。時刻−14にJ5いて、人力が正規の安定な餡に
1−胃りるものとりる。この上背によって、増幅器A1
、A2の人力は時刻1−1にa3いで説明したと同様の
変化に従う。ここでもまた、どの増幅器も出力を発生し
ない。
減少づるものとする。この減少によって増幅器の端子電
圧はh刻−F2においC説明したように−F降りる。こ
の場合、マイナス端子の電圧は各プラス端子の電圧の土
ノjに浦まりつづ゛りるのCどの増幅器も出力を発生し
ない。時刻−14にJ5いて、人力が正規の安定な餡に
1−胃りるものとりる。この上背によって、増幅器A1
、A2の人力は時刻1−1にa3いで説明したと同様の
変化に従う。ここでもまた、どの増幅器も出力を発生し
ない。
時刻T5にa5いては、これまでと異なり、入ツノが、
比較的大きな鉛で゛、少なくとも回路定数によって設定
されるしきい値以上に増加りるものとり−る。このよう
な大きな増加は、基準発掘器(n号と制御発振器信号ど
の間の大きな位相差を反映りるものであろう。これによ
って、増幅器△1のプラス端−子の電圧は増幅器△1の
ンイブス端子の電圧より高り−1ニ昇りる。これはマイ
ナス端子の電圧の増加がキャパシタC1の所要の充電に
よって遅れるからである。キ17パシタC1が充電され
−C1増幅器Δ1のマイナス端子の電圧がプラス端子の
電圧を超えるようになるまでの間、増幅器A1は第3図
(D)に示すように時刻T b 7)11ろプラス出力
を発生する。しかし、増幅器A2は、第3図(C)に示
すように、マイナス入力がプラス入力を超えくいるのC
゛出力光牛しない。増幅器Δ1の出力は、送信機および
受信機をターンオフできる出力を増幅器A3から発生さ
せると共1こ、フィルタ12を広い帯域にづる出力を増
幅器A 4 hs tら発生させる。
比較的大きな鉛で゛、少なくとも回路定数によって設定
されるしきい値以上に増加りるものとり−る。このよう
な大きな増加は、基準発掘器(n号と制御発振器信号ど
の間の大きな位相差を反映りるものであろう。これによ
って、増幅器△1のプラス端−子の電圧は増幅器△1の
ンイブス端子の電圧より高り−1ニ昇りる。これはマイ
ナス端子の電圧の増加がキャパシタC1の所要の充電に
よって遅れるからである。キ17パシタC1が充電され
−C1増幅器Δ1のマイナス端子の電圧がプラス端子の
電圧を超えるようになるまでの間、増幅器A1は第3図
(D)に示すように時刻T b 7)11ろプラス出力
を発生する。しかし、増幅器A2は、第3図(C)に示
すように、マイナス入力がプラス入力を超えくいるのC
゛出力光牛しない。増幅器Δ1の出力は、送信機および
受信機をターンオフできる出力を増幅器A3から発生さ
せると共1こ、フィルタ12を広い帯域にづる出力を増
幅器A 4 hs tら発生させる。
時刻[−6にJ3いC1第3図(A)に示−りように、
人力が正規の値に急速に減少するものとりる。増幅器A
1の一グラス端子の電圧はマイノース端子の電圧の下方
に捕まるので増幅器A1は出ツノを発生しない。しかし
、増幅器△2のプラス端子の電圧はキャパシタC2を経
て放電するので、増幅器A2のマイナス端子の電圧はプ
ラス端子の電圧の下方に急速に減少づる。この放電の際
、増幅器A2は、第3図(E)に示されるように、出力
を発生リ−る。
人力が正規の値に急速に減少するものとりる。増幅器A
1の一グラス端子の電圧はマイノース端子の電圧の下方
に捕まるので増幅器A1は出ツノを発生しない。しかし
、増幅器△2のプラス端子の電圧はキャパシタC2を経
て放電するので、増幅器A2のマイナス端子の電圧はプ
ラス端子の電圧の下方に急速に減少づる。この放電の際
、増幅器A2は、第3図(E)に示されるように、出力
を発生リ−る。
増幅器へ2の出力は、送信機お」:び受ir; mをタ
ーンオフできる出力を増幅器Δ3から発生さけると共に
、フィルタ12を広い帯域幅にJる出力を増幅器Δ4か
ら発生させる。
ーンオフできる出力を増幅器Δ3から発生さけると共に
、フィルタ12を広い帯域幅にJる出力を増幅器Δ4か
ら発生させる。
時刻T7におい−C,第3図(A)に小りように、入力
が急速に低い値に減少するものとりる。この減少によっ
て、増幅器Δ2は、11.5刻16i(“の動作で述べ
たと同様の方法によって、時刻−[7において出力を発
生づる。時刻T7Cの減少の大きさが、時刻T6での減
少の人ぎさよりも人であるので、時間遅延がより大きく
、そして、時刻17での出力の時間幅は時刻T6での出
力の時間幅よりも大きい。
が急速に低い値に減少するものとりる。この減少によっ
て、増幅器Δ2は、11.5刻16i(“の動作で述べ
たと同様の方法によって、時刻−[7において出力を発
生づる。時刻T7Cの減少の大きさが、時刻T6での減
少の人ぎさよりも人であるので、時間遅延がより大きく
、そして、時刻17での出力の時間幅は時刻T6での出
力の時間幅よりも大きい。
最慢に時刻T8にd3いC1第3図(A>に承りように
、入力が急速に正規の値に上品りるものとする。この上
昇によって、時刻−[5での動作で述べたように、増幅
器へ1ば出力を発生し、増幅器A2は出力を発生しない
。時刻下8での増加の大きさが、時刻−r’ 5 ”C
の増加の大きさよりも人であるので、時間遅延がより大
きく、h刻T8ぐの出力の時間幅は時刻−15での出力
の時間幅よりし大きい。
、入力が急速に正規の値に上品りるものとする。この上
昇によって、時刻−[5での動作で述べたように、増幅
器へ1ば出力を発生し、増幅器A2は出力を発生しない
。時刻下8での増加の大きさが、時刻−r’ 5 ”C
の増加の大きさよりも人であるので、時間遅延がより大
きく、h刻T8ぐの出力の時間幅は時刻−15での出力
の時間幅よりし大きい。
さらに異なった入力変化は、別な異なった時間幅の出力
を生じるが、このことは、当業者には、第3図を参照し
て説明した上記の例から本発明の制御回路の動作が理解
されるである・)。
を生じるが、このことは、当業者には、第3図を参照し
て説明した上記の例から本発明の制御回路の動作が理解
されるである・)。
隔離ダイオードD5、l) 6を介し−C印加されるロ
ックはずれ信号および周波数変更信号を、増幅器A3の
マイナス端子と増幅器A4のプラス端子に印加して、増
幅器A1、A2からの出力と同じ機能を達成することも
できる。このように、ロックはずれ信号および周波数変
更信号は、前述した機能のため、出力を増幅器△3から
除き、増幅器A4から供給さけることができる。
ックはずれ信号および周波数変更信号を、増幅器A3の
マイナス端子と増幅器A4のプラス端子に印加して、増
幅器A1、A2からの出力と同じ機能を達成することも
できる。このように、ロックはずれ信号および周波数変
更信号は、前述した機能のため、出力を増幅器△3から
除き、増幅器A4から供給さけることができる。
本発明のフェーズ[1ツクループに使用される新しい改
良制御回路は、位相検出器からの入ツノ信号の変化の大
きさに従った時間幅を右丈る制御信号を供給するためひ
あることが容易に理解できよう。
良制御回路は、位相検出器からの入ツノ信号の変化の大
きさに従った時間幅を右丈る制御信号を供給するためひ
あることが容易に理解できよう。
本発明の実施例を一例のみ説明したにりぎないが、当業
者にとって種々の変形が可能であることが認識できよう
。増幅器A1、A2、A3、A4によって与えられる比
較器回路は、演粋増幅器が好ましいが、他の種々の形を
とり得る。また、キャパシタC1、C2によってhえら
れる遅延回路も種々の形式のものでよく、回路条件に従
った時間遅延を与えることができる。従つ−C1本発明
を特定の実施例を参照して説明したが、本発明の精神あ
るいは特許請求の範囲から逸1112リ−ることなく神
々の変形例がつくれることは理解されるべきである。
者にとって種々の変形が可能であることが認識できよう
。増幅器A1、A2、A3、A4によって与えられる比
較器回路は、演粋増幅器が好ましいが、他の種々の形を
とり得る。また、キャパシタC1、C2によってhえら
れる遅延回路も種々の形式のものでよく、回路条件に従
った時間遅延を与えることができる。従つ−C1本発明
を特定の実施例を参照して説明したが、本発明の精神あ
るいは特許請求の範囲から逸1112リ−ることなく神
々の変形例がつくれることは理解されるべきである。
第1図は、)1−ズUツクルーゾと本発明による制御回
路とを有した周波数シンL!4ノイナのブロック図であ
り、 第2図は、制御回路の好ましい実施例の概略回路図であ
り、そして、 第3図は、第2図の制御回路の動作を説明するため波形
図Cある。 主な符号の説明 10・・・・・・基準発搬器、 11・・・・・・位相検出器、 12・・・・・・フィルタ、 13・・・・・・電圧制御発振器、 14・・・・・・分周器、 15・・・・・・ヂャンネル選択器、 20・・・・・・制御回路、 A1、A2、A3、A4・・・・・・演算増幅器、R1
、R2・・・・・・抵抗、 C1、C2・・・・・・キャパシタ 特許出願人
路とを有した周波数シンL!4ノイナのブロック図であ
り、 第2図は、制御回路の好ましい実施例の概略回路図であ
り、そして、 第3図は、第2図の制御回路の動作を説明するため波形
図Cある。 主な符号の説明 10・・・・・・基準発搬器、 11・・・・・・位相検出器、 12・・・・・・フィルタ、 13・・・・・・電圧制御発振器、 14・・・・・・分周器、 15・・・・・・ヂャンネル選択器、 20・・・・・・制御回路、 A1、A2、A3、A4・・・・・・演算増幅器、R1
、R2・・・・・・抵抗、 C1、C2・・・・・・キャパシタ 特許出願人
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1、基準発振器、制御発揚器、これら発振器に結合され
た入力を持つ位相検出器、および位相検出器の出ツノと
制御発揚器の制御人力どの間に結合されたフィルタを有
づ−る)l−ズf−1ツクループの制御回路であって、 a、前記位相検出器の出力電圧に応じて、比較的高電圧
および比較的低電圧をつくる出力を持つ入力回路と、 b、各々第1および第2の人力、並びに出力を持つ第1
および第2の比較器回路ど、 C1前記第1および第2の比較器回路の第1の人力を前
記入力回路の低電圧出力に結合りる手段回路の高゛心圧
出力に結合する手段と、e、前記第1の比較器回路の第
2の人力に結合された遅延回路と、 f、前記第2の比較器回路の第1の人力に結合された遅
延回路と、 9、前記第1および第2の比較器回路の両川力に結合さ
れ、前記フィルタに印加tl−るための制御信号を発生
り−る出力手段とを有する※ことを特徴とする制御回路
。 2、前記出力手段が、前記第1および第2の比較器回路
の出力に結合された第1の入力と、基準電圧に結合され
た第2の入力とを持つ比較器回路を含んでいる特許請求
の範囲第1項記載の制a回路。 3、前記出力手段に結合された別個の制御(i’i号用
入用入力回路らに有する特許請求の範囲第1項あるいは
第2項記載の制御回路。 4、前記ガ延回路の各々が、キVパシタ充電回路を右し
Cいる特許請求の範囲第1項あるいは第2項記載の制御
回路。 5、a0位相検出器出力に結合され、位相検出器出力に
関連した比較的高い信号を供給し、ならびに位相検出器
出力に関連した比較的低い信号を供給りる分圧器回路と
、 b、各々第1および第2の入力と、該第2の入力を超え
る該第1の入力に応答しC第1の大きさを持ら、また該
第1の入力を超える該第2の入ノjに応答しC第2の大
きさを持つ出力どをイj?lる第1 J3よび第2の比
較器回路と、 C0前記分圧器回路を前記第1 J3よび¥32の比較
器回路の第1の入力に結合しで、前記低い信号を該第1
の人力に印加づる手段と、 d、前記分圧器回路を前記第1 J5よび第2の比較器
回路の第2の人力に結合しC1前id高い信号を該第2
の入力に印加する手段と、 e、前記第1の比較器回路の第2の入力に結合された第
1の時間遅延回路と、 f、前記第2の比較回路の第1の人力に結合された第2
の時間遅延回路と、 Q、前記第1および第2の比較器回路の出力を組み合わ
せて、フェーズロックループ回路のフィルタ回路を制御
する手段とをM’ tlるフェーズロック゛ループ制御
回路。 6、前記比較器回路が演算増幅器を右する特許請求の範
囲第5項記載の制御回路。 7、前記組み合わせる手段が、前記比較器回路の出力の
うち所定の大きさを超える出力に応答して出力を発生り
−るしきい値回路を右する特許請求の範囲第5項あるい
は第6項記載の制御回路。 8、前記時間遅延回路は、信号レベルの変化に対して時
間遅延を導入し、この時間遅延が信号レベルの変化量に
関連している特許請求の範囲第5項あるいは第6項記載
の制御回路。 9、前記時間d延回路は、信号レベルの変化に対して時
間遅延を導入し、この時間遅延が信号レベルの変化量に
関連している特許請求の範囲第7項記載の制御回路。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US06/392,566 US4506233A (en) | 1982-06-28 | 1982-06-28 | Bandwidth control circuit for a phase locked loop |
US392566 | 1982-06-28 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5917727A true JPS5917727A (ja) | 1984-01-30 |
JPH0473328B2 JPH0473328B2 (ja) | 1992-11-20 |
Family
ID=23551101
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP58115290A Granted JPS5917727A (ja) | 1982-06-28 | 1983-06-28 | フェ−ズロックル−プの帯域幅制御回路 |
Country Status (7)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4506233A (ja) |
JP (1) | JPS5917727A (ja) |
CA (1) | CA1196970A (ja) |
DE (1) | DE3321601A1 (ja) |
GB (1) | GB2123229B (ja) |
HK (1) | HK21790A (ja) |
SG (1) | SG8089G (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS62199119A (ja) * | 1986-02-27 | 1987-09-02 | Hitachi Ltd | 位相同期回路 |
Families Citing this family (17)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
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US4608543A (en) * | 1984-12-17 | 1986-08-26 | Advanced Micro Devices, Inc. | Controllable effective resistance and phase lock loop with controllable filter |
US4668918A (en) * | 1985-02-01 | 1987-05-26 | Advanced Micro Devices, Inc. | Low order charge-pump filter |
US4818950A (en) * | 1987-04-24 | 1989-04-04 | Ncr Corporation | Low jitter phase-locked loop |
US4771249A (en) * | 1987-05-26 | 1988-09-13 | Motorola, Inc. | Phase locked loop having a filter with controlled variable bandwidth |
DE3725107A1 (de) * | 1987-07-29 | 1989-02-16 | Messerschmitt Boelkow Blohm | Adaptives, nichtlineares frequenzbereichsfilter mit geringem phasenverlust |
US5062123A (en) * | 1989-08-16 | 1991-10-29 | Cincinnati Electronics Corporation | Kalman predictor for providing a relatively noise free indication of the phase of a carrier laden with noise |
US5498998A (en) * | 1992-11-16 | 1996-03-12 | Gehrke; James K. | Method for adjusting the output frequency of a frequency synthesizer |
FI97093C (fi) * | 1994-09-09 | 1996-10-10 | Nokia Telecommunications Oy | Nopeasti asettuva vaihelukko |
JP3011039B2 (ja) * | 1994-12-22 | 2000-02-21 | 双葉電子工業株式会社 | 高周波モジュール |
US5598448A (en) * | 1995-03-06 | 1997-01-28 | Motorola Inc. | Method and apparatus for controlling a digital phase lock loop and within a cordless telephone |
SE9503648D0 (sv) * | 1995-10-18 | 1995-10-18 | Ericsson Telefon Ab L M | Förfarande och anordning för snabbt återställande av faslåsning i ett transmissionssystem |
US5777911A (en) * | 1996-02-12 | 1998-07-07 | Analog Devices, Inc. | Digital filtering system |
GB2347286B (en) * | 1999-02-26 | 2001-04-18 | Motorola Ltd | Frequency tracking loop and method of frequency tracking |
US7327197B2 (en) * | 2005-10-20 | 2008-02-05 | Honeywell International, Inc. | Radiation hardened phase locked loop |
US7580498B2 (en) * | 2006-05-18 | 2009-08-25 | Via Technologies, Inc. | Closed loop control system and method of dynamically changing the loop bandwidth |
KR20170122999A (ko) * | 2016-04-28 | 2017-11-07 | 일진다이아몬드(주) | 레진 본드 다이아몬드 와이어 쏘우 |
Family Cites Families (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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GB1145706A (en) * | 1965-11-03 | 1969-03-19 | Thorn Electronics Ltd | An automatic frequency control system |
US3525945A (en) * | 1968-08-14 | 1970-08-25 | Communications Satellite Corp | System for reconstituting a carrier reference signal using a switchable phase lock loop |
IT1020576B (it) * | 1974-04-12 | 1977-12-30 | Cselt Centro Studi Lab Telecom | Dispositivo autoadattativo per il recupero della fase |
NL174417C (nl) * | 1976-08-20 | 1984-06-01 | Philips Nv | Fasevergrendellus met omschakelbaar lusfilter. |
JPS5683135A (en) * | 1979-12-10 | 1981-07-07 | Sony Corp | Pll circuit |
US4410861A (en) * | 1980-03-03 | 1983-10-18 | Motorola, Inc. | Out of lock detector for a sample and hold phase lock loop |
-
1982
- 1982-06-28 US US06/392,566 patent/US4506233A/en not_active Expired - Fee Related
-
1983
- 1983-04-29 GB GB08311873A patent/GB2123229B/en not_active Expired
- 1983-06-15 DE DE3321601A patent/DE3321601A1/de not_active Withdrawn
- 1983-06-24 CA CA000431144A patent/CA1196970A/en not_active Expired
- 1983-06-28 JP JP58115290A patent/JPS5917727A/ja active Granted
-
1989
- 1989-02-11 SG SG80/89A patent/SG8089G/en unknown
-
1990
- 1990-03-22 HK HK217/90A patent/HK21790A/xx unknown
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS62199119A (ja) * | 1986-02-27 | 1987-09-02 | Hitachi Ltd | 位相同期回路 |
JPH0558292B2 (ja) * | 1986-02-27 | 1993-08-26 | Hitachi Ltd |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
SG8089G (en) | 1989-06-09 |
GB8311873D0 (en) | 1983-06-02 |
US4506233A (en) | 1985-03-19 |
GB2123229B (en) | 1986-03-19 |
JPH0473328B2 (ja) | 1992-11-20 |
DE3321601A1 (de) | 1983-12-29 |
GB2123229A (en) | 1984-01-25 |
HK21790A (en) | 1990-03-30 |
CA1196970A (en) | 1985-11-19 |
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