DE2802626A1

DE2802626A1 - Digitale phasenvergleichsanordnung

Info

Publication number: DE2802626A1
Application number: DE19782802626
Authority: DE
Inventors: Michael Alexander Graham Clark; Michael James Underhill
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1977-01-24
Filing date: 1978-01-21
Publication date: 1978-07-27
Also published as: CH622391A5; AU509618B2; NL174789C; JPS5751906B2; CA1110715A; NL7800705A; AU3257778A; IT7819505A0; BE863211A; FR2378304A1; DE2802626C2; GB1519933A; BR7800380A; US4184122A; FR2378304B1; DK30678A; IT1092851B; JPS5393880A

Description

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"Digitale Phasenvergleichsanordnuiig" .

Die Erfindung bezieht sich auf eine digitale Phasenvergleichsanordnung zum Vergleichen der Phasen erster und zweiter binärer Eingangssignale.

Derartige Phasenvergleichsanordmingen werden in vielen Systemen verwendet, in denen ein Signal, das für den Phasenunterschied (abnehmend oder zunehmend) ' zwischen zwei Eingangssignalen kennzeichnend ist, erforderlich ist; beispielsweise in Frequenzmesssystemen grosser Genauigkeit und i3i phasenverriegelten Schleifen (PLL). Phasenverriegelte Schleifen werden beispielsweise dazu vex'wendet, die Frequenz eines Oszillators auf einer Eingangs i'requenz bzw. einem

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Vielfachen oder einem Untervielfacheii derselben zu verriegeln. Eine Frequenzsyntlieseanordnung ist ein Beispiel einer derartigen Verwendung.

Eines der Hauptprobleme bei Systemen, die digitale Phasenvergleichsanordnungen benutzen, ist das Lecken der Vergleichsanordnung, welche Erscheinung oft als von dieser Anordnung erzeugtes Rauschsignal betrachtet werden kann. Dieses Rauschsigaal enthält im wesentlichen Komponenten der· Eingangssignalfrequenz, die nebst dem gewünschten Signal am Ausgang der Anordnung erscheinen. Deswegen werden Filter, die oft sehr verwickelt sind, dazu verwendet dieses Lecken zu verringern. Bs folgt nun eine Beschreibung der Effekte eines derartigen Rauschsignals in bezeig auf eine spezielle bekannte Verwendung einem digitalen Phasenvergleicher und zwar in einer phasenverriegelten Schleife, die in einer Frequenzsyntlieseanordnung benutzt wird.

Fig. 1 der Zeichnung zeigt eine bekannte Frequenzsynthese-Anordnung mit einer einfachen phasenverriegelten Schleife, in der· die Ausgangsfrequenz M—mal einer Bezugsfrequenz Fr ist, die einer Bezugsquelle 1, wie einem kristallgesteuerten Oszillator, entnommen wird. Das Ausgangssignal der Quelle 1 wird einem Eingang des Phasenvergleichers 2 zugeführt und

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das Au s gangs signal eines - M Frequenztei] ei-s 3 wird dem anderen Eingang des Phasenvergleichers 2 zugefühx-t, Das Aiisgangssignal des Phasenvergleichers 2 wird "■"'einer Schleif eiiverstäx\k.er-und-Fllt er einheit h

) zugeführt, deren Ausgangssignal die Frequenz eines

spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) 5 steuert. Das Ausgangs signal des spannungsgesteuerten Oszillators" bildet das Ausgangs signal der Synth es e-Anordining und wird auch dem Eingang des Frequenzteilers 3 zugeführt.

Wenn vorausgesetzt wird, dass das Rauschsignal N des Verstärkers und des Phasenvergleichers in das Sj^stem über eine gestrichelt dergestellte Addieranordnung eingeführt wird, wird das Ph a sen rau sch. en Λ, φ am Ausgang der Synthese-Anordnung für Frequenzen unterhalb des Grenzpunktes der Schleife annähernd durch die folgende Poimel gegeben:

Δ0 = N χ Μ/Κ0

wobei K0 die Verstärkung der Vergleichsanordnurig in Volt par-o Periode ist. In vielen Anwendungsbereichen

■20 ist die Bezugsfrequenz in der Grössenordnuiig von 10 IdIz und beträgt die Äusgangsfrequenz einige zehn bzw. einige hundert MlIz. Auf diese Weise ist M im allgemeinen sehr gross und das Phasenrauschen sehr hoch. ' Ednc typische Phasenvergleichsanordnung hat eine geringe

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Verstärkung, beispielsweise 5 V/Periode und das sich daraus ergebende; Kauschen verursacht vorwiegend naheliegende Rauschseitenbänder.

Dieses Rauschen, das am Ausgang der Verstärkerund-Filtereinheit h erscheint, verursacht eine geringe Abweichung der Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 5. Um dieses Problem zu lösen wurde bisher eine Schleife verwendet mit einer sehr schmalen Bandbreite-und verliess man sich auf den spannungsgesteuerten Oszillator um die erforderliche spektrale Reinheit zu erreichen oder es wurde eine mehrfache Schleife gewählt als Lösxmg dazu, M zu verringern. Mehrfache Schleifonsysteme sind jedoch verwickelt und in einigen Fällen erfordern sie die Verwendung mehrerer ^J BezugsofiExllatoren. Ein Beispiel einer Frequenz;-syntheseanordnung mit einer mehrfachen Schleife ist in "Frequency synthesiser RY Jk6 for HF receivers and transmitters" von P.Bikker, Philips Telecommunication Review, Heft 30, Nr. 3, August 197²i beschrieben worden und ein Beispiel einer Synthese-Anordnung mit mehreren Oszillatoren ist im RCA Digital integrated Circuits Application Note ICAN-6716 Seite 610 beschrieben worden.

Aus der britischen Patentschrift'Nr. 9^7.053 ist beispielsweise eine phasenverrigelte Schleife

'-"} bckniint, in dor die Phaκonverg] eichsnnOrdnung einen

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Phasenvergleicher mit einem schmalen Bereich (etwa 5 ) und einer hohen Verstärkung tind parallel dazu einen Froquenzvergleicher mit einem breiten Bereich und einer geringen Verstärkung enthält.

Wenn die zwei Eingangssignale einen geringen Phasenunterschied aufweisen, der in dem schmalen Phasenbereich liegt, hat die Phasenvergleichsanordnung eine grosse Verstärkung K0 und ist daher das Rauschen Λ.0 dieser Vergleichsaiiordnung niedrig. Dies ist der

TO normale Betriebsumstand, da die phasenverriegelte Schleife die Phase des Oszillators auf der Phase der Bezugsfrequenz verriegelt.Wennder Phasenunterschied grosser ist als der schmale Phasenbereich, beispielsweise während der E ins teilung-, schaff t der Frequenzvergleicher mit dem grossen Bereich, und der niedrigen Verstärkung den wesentlichsten TeiJ. des Ausgangs signal s. Es sei dariiuf hingewiesen, dass ungeachtet der Tatsache, welcher Vergleicher das Phas.endifferenzsignal verschafft, die beiden Vergleicher das Rauschen in dem gemeinsamen Ausgangssignal erzeugen. Auf diese Weise wird der inherente Vorteil eines hohen Signal-Rauschverhältnisses in dem Vergleicher mit der grossen Verstärkung und dem schmalen Bereich durch das Rauschen, das von dem Vergleicher mit der niedrigen Verstärkung und dem grossen Bereich przfu,vt ^Lr-(I₅ zum f'Tö'is I an Toi.], rückfi; ,ι,',ϊ g ,".oiuacht. ■

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Weiter sind andere Vergleichsanordnungen mit einem grossen Bereich bekannt, die einen Phasenvergleicher mit einem schmalen Bereich (meistens 36O ) und einen einzelnen Frecjuenzdiskriminator enthalten um einen grossen Bereich zu erhalten. Zwei einzelne Ausgangs .signale werden geliefert, wobei dasjenige des Phasenvergleichers im allgemeinen als das Fein— regelausgangssignal bezeichnet wird und dasjenige des Frequenisdiskriminators als Grobregelausgangssignal.

Das Anbringen von zwei Ausgängen weist mehrere Nachteile auf. An erster Stelle wird die Apparatur, die von dem zwei Ausgangssignalen gesteuert wird, beispielsweise ein spaimungsgesteuerter Oszillator, infolge der Tatsache, dass zwei einzelne Eingangskreise notwendig sind, verwickelt. Ein gleichmassiger Uebergang in der Respons des spaimungsgesteuerteii Oszillators vom einen Kreis zum anderen bereitet sehr grosso Schwierigkeiten. Zweitens sind Massnahmen notwendig um zu vermeiden, dass das eine Regelsignal dem Effekt des anderen entgegenwirkt. Drittens wird in jedem Ausgangssignal ein Rauschsignal erzeugt.

Den erste Nachteil gibt es mehr oder weniger in allen Phasenverg-leicher von dem zusammengestellten Typ - d.h. Vergleicher, die einen zentralen Bereich haben,

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In dom die Charakteristik (die Änderung des Eingangs-Phasenunterschiedes Δ (0^—0..) geteilt durch die entsprechende Änderung fc V der Ausgangsspaniiuiig) linear ist und weiter zwei flankierende Bereiche haben, in denen die Charakteristik nicht linear ist.

Die schroffen Übergänge in der Charakteristik bei den Verbindungspunkten der zentralen und der flankierenden Bereiche verursachen mehrere Nachteile,-'von denen die wichtigsten sind, dass !Instabilität bei diesen Verbindimgspunkten entstehen kann und dass der spannungsgesteuerte Oszillator unter bestimmten Umstanden dur ch s chi e s s en kann. Bisher wurden diese Nachteile nur auf Kosten der Erhöhung der Einstellvieit der phasenverriegelt en Schleife übex-wunden. Auf diese Weise sind bestehende Entwürfe ein Kompromiss zwischen

1:5 entgegengesetzten Anforderungen, wie es sich aus der nachfolgenden Beschreibung an Ilemd der Fig. 2 und der Zeichnung zeigen wird.

Wenn der Phasenverg.leicliex-' nach Fig. 1 eine zentrale linceire Charakteristik mit einem sc]jma3 en Bereich und einer hohen Verstärkung xmd.

f O.1lg.! ich eine steile Neigung hai;, damit das Lecken veriiü öden w:i rd , WeI clic Cha ra.kte7\Lstik durch Charalc I c:ri st i.keii mit einem ^rossen Boreicl) und-. '•in¹·! j· i · ■ !· ι i ■·.' \'· · ι ί ." j I 11 Ii Γ ) ι ill. i · - ι i ' - ;·■! i.n U j ul

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folglich eine allmählichere bis Null abnehmende Neigung aufweist, so werden, wenn der Phasenunterschied (^₁-0_P) - meistens als Phasenfehler bezeichnet so klein ist, dass der Phasenvergleicher im stellen Teil der Neigung wirksam ist, die dynamischen Eigenschaften der Phasenverriegelten Schleifen auf normale ¥eise bestimmt werden und die Verriegelungszeit kann in einem gut entworfenen Kreis kurz sein. Wenn der Phasenfehler jedoch gross genug ist um den - Phasenvergleicher in dem flankierenden Neigungen arbeiten zu lassen, wird ein linearer Betrieb nicht erreicht. Bei einer sehr allmählichen bis Null abnehmenden Neigung ist das Schleifenfilter als Integrator mit einer relativ kleinen (praktisch festen) Steuerspannung am Eingang wirksam. Auf diese ¥eise ändert die A.usgaugsspannung des Filters und folglich des spannungs— gesteuerten Oszillators nur relativ langsam in der geeigneten Richtung zum Miniiiialisieren des Phasen— fehlcrs. Die obere Kurve a. in Pig. 2 und 3 zeigt einen Phasensprung, der durch Aenderung des Teilerverhältnjsses M im Frocjuenzteilor 3 nach Fig. 1 verursacht wird und die untere Kurve b zeigt, jeweils in demselben horizontalen Zeilmassstab die sich daraus ergebende Änderung in der Steuerspfinnuiig, die dem spnrnumgs-

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Fig. 2 zeigt einen kleinen Frequenzsprung einer verriegelten Frequenz (Phase) M1 zu einer neuen Frequenz (£hase) M2 und die entsprechende geringfügige Änderung von VT zu V2 in der Steuerspannung, die dem ) spannungsgesteuerten Oszillator zugeführt wird.

Der "Übergang von V1 zu V2 ist in diesem Fall ziemlich schnell, da vorausgesetzt wird, dass der Sprung innerhalb des schmalen, steilen Neigungsbereiches des Phasenvergleichers liegt.

Fig.3 zeigt eine grosse Frequenz (Phasen)-Änderung von M1 nach M3 und die entsprechende relati\r langsame Änderung (gezogene Linie) in der Regelspannung von V1 nach V3· In diesem Fall wird vorausgesetzt, dass die Frequenzänderung derart ist, dass der Phasenvergleicher in einem der flankierenden Teile der Charakteristik wirkt, der eine Neigung entsprechend Null hat.

Damit eine schnelle Stossantwort, wie in Fig.2 dargestellt, über den ganzen grossen Bereich der SyntheseanOrdnung beibehalten wird, wäre es theoretisch notwendig, die steile Neigung der Charakteristik in den beiden Richtungen zu verlängern um den ganzen Bereich linear zu machen. Im Falle einer sehr hohen Verstärkung (Neigung) würde der erforderliche

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Spannungsber'eich jedocli in der Nähe von einem KLLΌνοIt oder mehr liegen, was in der Praxis für die verfügbaren spannungsgesteuerten Oszillatoren nicht üblich ist.
Die Erfindung· hat nun zur Aufgabe eine digitale Phasenvergleichsanordnung zu schaffen, die alle obengenannten bekannten Anordnungen anhaftenden Nachteile in wesentlichem Masse ausschaltet.

Entsprechend einem Aspekt der Erfindung wird dies in einer digitalen Phasenvergleiclisaiiordmmg zum Vergleichen der Phasen erster und zweiter binärer Ausgangssignale dadurch erreicht, dass diese Anordnung mit einen ersten Phasenvergleicher mit einem Phasendifferenzbereicli von weniger als 180 und mit einem zweiten Phasenvergleicher mit einem Phasendifferenzbereich versehen ist, der wesentlich grosser ist als der des ersten Phasenvergleichers und weiter mit einem ersten Kreis zum Abschalten des Ausgangssignals des ersten Phasenvergleichers falls der Phasenunterschied zwischen den Eingangssignalen grosser ist als der Bereich des ersten Phasen— vergleichers und zum iix diesem Pail statt des genannten Ausgangssignals Anschliessen eines ersten oder eines zweiten konstanten Spannungspegels abhängig davon,

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ob der Phasenunterschied voreilt oder nacheilt, weiter mit einem zweiten Kreis zum Abschalten des Ausgangssignals des zweiten Phasenvergleichers falls der genannte Phasenunterschied in dem Bereich des ersten Phasenvergleichers liegt und mit einem Summierkreis zum derarttigen Kombinieren des Ausgangssignals des ersten Phasenvergleichers bzw. eines der genannten ersten und zweiten Spaimungspegel mit dem Ausgangssignal des zweiten- Phasenvergleichers, dass die kombinierte Ausgangscharakteristik über den genannten Bereich des zweiten Phasenvergleichers prakLisch linear ist.

Nach einem anderen Asx^ekt der Erfindung wird dieses Ziel erreicht mit einer digitalen Phasenverg.lcichsanordnung zum Vergleichen der Phasen erster und zweiter binärer Eingangssignale, die mit ersten und zweiten Eingangsklemmen für die ersten bzw. zweiten Eingangssignale versehen ist, dadurch, dass diese Anordnung mit einem ersten Phasenvergleicbea:· vorsehen ist, dessen Eingänge an die genannten Eingangskiemiiien angeschlossen sind und dessen Ausgangsspannung-Eingf-in fysphas eiidiff er enzcharakt er is tilt, zw i sch en er s t en und zweiten Au.sgaiigsspanmingHpogu.l η in einem eisten E:ingangsphasondi JTereiizbereieh von weniger als 180 praktisch Jiiicar ist, weiter mit einem er s Lon Kreis

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zum Verbinden des Ausgangs des ersten Phasenvergleicliers mit einer ersten Zwischenkl einme falls der Eingangsphasenunterschied innerhalb des genannten ersten Bereiches liegt und mit einem zweiten Kreis zum Verbinden eines ersten oder eines zweiten konstanten Spannungspegels mit der ersten Zwischenklemine, falls der Eingangsphasenunterschied ausserhalb des genannten ersten Bereiches,liegt in der einen bzw. der anderen Richtung, wobei die zwei Spaimungspegel und das Ausgangssignal des ersten Phasenvergleiehers zusammen eine kontinuierliche Char akter istik bilden, welche Anordnung weiter mit einem zweiten Phasenvergl ei eher versehen ist., dessen Eingänge an die genannten Eingangsklemmen angeschlossen sind und dessen Ausgangsspannung-Eingangsplmsendifforenzcharakteristik über einen zweiten Eingaiigsphasendifferenzbereich, der wesentlich grosser ist als der des ersten Phasenvergleichers, praktisch linear is I, mit einem dritten Kreis zum Vex'binden des Ausganges des zweiten Phasenvergleichers mit einer PQ zweiten Zwischeiikleinme fall s der Eingangsphasenunterschied ausserhalb des genannten ersten Bereiches liegt und mit einen Suramiorkreis zum Kombinieren von Signalen an den genannten ersten und zweiten Zwischeiiklemmen in einem derari igen Verhiil tniss, dass die kombinierte

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Ausgangscharakteris.tik über den genannten zweiten Phaseiidifferenzbereich praktisch linear ist.

Eine erfindungsgemässe Phasenvergleichsanordnung kombiniert auf diese Weise irn wesentlichen drei einzelne Charakteristiken und zwar eine erste Charakteristik mit einem schmalen Bereich und einer grossen Verstärkung, die nur wirksam ist \\m das Ausgangssignal zu erzeugen wenn der Phasenunterschied zwischen den EingangsSignalen innerhalb des schmalen Bereiches liegt, eine zweite Charakteristik mit konstanter Verstärkung, die aus zwei Teilen zusammengestellt ist, die die Grenzspannungen der ersten Charakteristik konstant halten wenn der Phasenunterschied sich bis ausserlialb des schmalen Bereiches der beiden Richtungen erstreckt - wobei, diese zwei Charakteristiken eine einzige kontinuierliche Charakteristik bilden, und eine dritte Charakteristik, die sich über einen wesentlich breiteren Phasendifferenzbereich linear erstreckt. Die dritte Charakteristik wird mit der zweiten Charakteristik proportional kombiniert um eine kombiniex-te Charakteristik zu schaffen, die über den genannten breiteren Bereich praktisch linear ist.

Eine Phasenvergleichsanordnung nach der 5 Eri'i ndun;·; veirst die iTruip rvor L ei Lo auf, dass sie

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tatsächlich eine sehr geringes Lecken aufweist wenn die Phasen der zwei Eingangssignale dicht beisammen liegen und dass bei Verwendung in rückgekoppelten Regelschleifen, wie phasenverriegelten Schleifen, eine schnelle Verriegelung erreicht werden kann, sogar wenn die Anordnung nur einen Ausgang hat. Dies vereinfacht das Entwerfen zugehörender Apparatur wesentlich.

Der Summierkreis zum Kombinieren der Ausgangssignale wird vorzugsweise durch einen Operationsverstärker mit einem Rückkopplungskreis gebildet. Dadurch kann der Summierkreis äusserst einfach sein (ein einziger Widerstand für jedes der zwei Signale, die kombiniert werden müssen, wobei das Verhältniss der ¥iderstandswerte dieser Widerstände die kombinierten Proportionen bestimmt). Wenn der Rückkopplungskreis eine Reaktanz enthält, wird weiter ein aktives Filter erhalten, das nicht nur als Integrator für das Ausgangssignal des zweiten Phasenvergleichers dient, sondern auch die Notwendigkeit eines einzelnen Schleifenfilters in phasenverriegelten Schleifen, die Anordnung nach der Erfindung als Phasenvergleichor verwenden, ausschaltet, oder mindestens die Konstruktion des Schleifenfilters wesentlich vereinfacht.

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Ausführungsbeispiele der Erfindung sind

in den Zeichnungen dargestellt und werden im: folgenden näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 4 ein Blockschaltbild des ersten Phasenvergleichers einer Anordnung nach der Erfindung, der die Grundprinzipien derselben zeigt,

"■"':.·. Fig. 5 typische Signalformen die in dem ■ Phasenvergleicher nach Fig.h auftreten,

Fdg. 6 ein vereinfachtes Blockschaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels einer erfindungs— geniässen Anoi"dnung, " .

. Fig« 7 die PIj a s e- Spannuiigschar ak t er is tik des Ausfülirungsb ei spiels nach Fig. 6, . !'"ig· 8 ein Blockschaltbild einer bevorzugten ; Ausführungsform einer erfindungsgemäsoen Anordnung,

Fig..9 bis 14 detaillierte Schaltpläne der Blöcke nach Fig. 8,

Fig. 15 eine Darstellung der Art und Weise, wie die jeweiligen Phase-Spannungskennlinien kombiniert werden um eine lineare Äusgangscharaktei\istik zu erhalten.

In Fig. k ist ein Eingang 11 für das erste der beiden binären Signale, die in Phase verglichen werden müssen, mit ejjiom Eingang 12 eines Tra

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formgenerators I3 verbunden, von dem ein Ausgang 1Λ mit einem Eingang I5 eines Abtastschalters 16 verbunden ist. Ein Ausgang I7 des Schalters 16 ist mit einem Eingang 18 eines Trennverstärkers I9 mit einem Verstärkungsfaktor 1 und auch mit einem Speicherkondensator 20 verbunden. Ein Eingang 21 für das zweite der beiden binären Signale ist mit einem Eingang 22 eines Abtastimpulsgenerators 23 verbunden, von dem ein Ausgang 2k mit einem Steuereingang 25 des Schalters 16 verbunden ist. Ein Ausgang 26 des Verstärkers 18 bildet den Ausgang des Vergleichers.

Die Wirkungsweise des Vergleichers nach Fig. h wird nun an Hand typischer Signalformen, die darin auftreten können und in Fig. 5 dargestellt sind, nähex· beschrieben. Jede Signalforni hat das Bezugszeichen des Punktes in dem Kreis in Fig. k, wo diese Signalform erscheint. Die Eingangsspannungen des Vergleichers werden die typische Form aufweisen wie die in Fig.5 bei 11 und 21 dargestellt ist und nötigenfalls wird dazu Impulsbildung angewandt. Der Generator 13 erzeugt die Signalform 14 synchron zu mindestens der Vorderflanke der entsprechenden Signalform 11. Der Impulsgenerator 23 erzeugt Impulse entsprechend der Signalforni 24, wobei die Vorderflanke jedes Impulses y^x ti or Ati.stiOf^sΓΙ nnUe der entsprechenden Sd.^nalf orm 2

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synchron ist. Jeder Impuls hat eine gewisse Dauer (beispielsweise 20 ns) die kleiner ist als die Dauer (beispielsweise 100 ns) der Anstiegsflanke der Signalform ^k, welche Flanke eine konstante Neigung hat. Venn die zwei Eingangssignale dieselbe Frequenz haben während der Zeit wo die Phasenbeziehung derart ist, dass die Impulse der Impulsreihe 2k während der entsprechenden Vorderflanke der Trapez-SXgIIaIfOX⁰In 14 auftreten, wird die mittlere Spannung am Haltekondensator 20 der Spannung der Anstiegsflanlce zum Abtastzeitpunkt proportional sein. Da der Trennverstärker 19 eine endliche Eingangsimpedanz hat und der Kondensator 20 einigermassen leckt, wird diese Spannung zwischen zwei aufeinanderfolgenden Abtastwerten abnehmen. Ausserdem hat der Abtastschalter 16 einen Streureihenwiderstand (in Fig. h nicht dargestellt) und der Trapezsignalformgenerator 13 hat eine endliche Ausgangsimpedanz; dadurch wird der Kondensator 20 einige Zeit zum Aufladen brauchen. Die Signalform I7 zeigt diese Kennzeichen.

Die Verstärkung des Phasenvergleichers ist unter diesen Umständen der Steilheit der Neigung der Anstiegsflanke der Trapezsignalform proportional und kann daher sehr hoch gemacht werden. Obschon die in

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der Signalform 17 dargestellte ¥elligkeit als Rauschanteil betrachtet werden kann, wird die grössere Verstärkung des Vergleichers dazu führen, dass diese Welligkeit beispielsweise einen Träger in geringerem

ί Masse als durch die obenstehende Beziehung angegeben wird, modulieren wird.

Wenn die fiderholungsfrequenz der Eingangssignale 10 kHz beträgt, jedes Signal eine Spitze-Spitze—Amplitude von 10 V und die Trapezsignalform eine Anstiegszeit von 100 iis hat, d.h. dass der Vergleicher einen Piiasendifferenzbereich hat von

weniger als 1 , ist die Verstärkung des Vergleichers beim Abtasten während einer· ansteigenden Planke 10 V/Periode. Bei derselben ¥iederholungsfrequenz und Spitze—Spitze-Amplitude ist die Verstärkung eines herkömmlichen Phasenvergleichers, der über einen 360 -Phasendifferenzbereich wirksam ist, 10 V/Periode. In diesem Beispiel ist eine tausendfache Erhöhung der Verstärkung erreicht worden.

Der an Hand der Fig. K und 5 besclir ei ebene Vergleicher ist für Frequenzunterschiede zwischen den zwei Eingangssignalen unempfindlich. In den meisten in der Praxis auftretenden Phasenverriegelten Schleifen wird es notwendig sein, die Schaltungsanordnung

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f requenzernpf indlich zu macJien um Phasenverriegelung zu erreichen. Ein Blockschaltbild des Ausführungsbeispiels das diese Möglichkeit schafft, ist in Fig.6 dargestellt, worin Punkte und Blöcke, die denen aus Fig.4 entsprechen, mit denselben Bezugszeichen angegeben sind. -

In Fig. 6 hat eine logische Phasen- und Frequenzabtastschaltung 3.I bzw. Eingänge 32, 33, mit denen die Eingänge 11 bzw. 21 der Vergleichsaiiordnung verbunden sind und einen dx-itten Eingang 34,

mit dem ein Ausgang 35 eines Pegeldetektors 36 verbunden " . ist. Ein Eingang 37 des Detektors 36 ist mit einem Ausgang 14 des Trapezsignalgenerators I3 verbunden. Ein Ausgang 38 der logischen Schaltung 3-1 ist mit einem Steuereingang 39 eines elektronischen Schalters 4i verbunden. Weitere Ausgänge 42, 43 der logischen Schaltung 3I sind mit den Steuereingangen 44, K^ zweier weiterer elektronischer Schalter ^6 bzw. k7 verbunden. Der Ausgang 26 des Trennverstärkers I9 ist mit einem Ausgang 48 der Vergleichsanordnung über den Eingang 5I und den Ausgang 52 des Schalters 41 verbunden. Die Ausgänge 53 und ^h der Schalter 46, sind mit je einem Ausgang 48 der Vergleichsanordnung und die Eingänge 55» 56 dieser Schalter sind mit den

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Klemmen 57 bzw· 58 verbunden. In dem gegebenen Beispiel ist die Klemme 57 a·¹¹ ei*¹ negatives Potential V- angeschlossen (das beispielsweise einen logischen. "0" Pegel darstellt) und die Klemme 58 ist an ein ' positives Potential V+ angeschlossen (das beispielsweise einen logischen "1" Pegel darstellt).

Die Wirkungsweise der Blöcke 13, 16, I9, 20 und 23 in Fig. 6. ist dieselbe wie die, die an Hand der Fig. k beschrieben wurde. Der Pegel'detelctor 36 detektiert, wann die Spannung am Ausgang Ik des Trapezsignalgenerators I3 den höchsten Pegel erreicht und liefert ein Ausgangs signall, am Ausgang 35 zum Eingang j)k der logischen Schaltung 3I · Dieses Signal schafft zusammen mit den Eingangs signal formen an den.

Eingängen 3² und 33 ausreichende Information für die logische Schaltung um den Zustand zu detektieren, dass die Vorderflanke der Signalform am Eingang 21 während der Anstiegszeit der Trapezsignalform am Ausgang Ik des Generators 13 auftritt. Selbstverständlich ^ könnte der Ausgang 2k des Impulsgenerators 23 auch mit dem Eingang 33 der logiseben Schaltung 3.I " verbunden werden um den Zeitpunkt anzugeben, wo die Vorderflanke der Signalform am Eingang 21 auftritt. Venn der obengenannte Z.usband detektiert wird, gibt die logische

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Schaltung 31 ein Signal am Ausgang 38 um den elektronischen Schalter 4l zu steuern und dadurch den Ausgang 26 des Trennverstärkers 19 mit dem Ausgang 48 der Vergleichsanordnung zu verbinden. Wenn also ) die zwei Eingangssignalformen dieselbe Frequenz aufweisen und eine derartige Phasenbeziehung, dass der Abtastimpuls während der Anstiegszeit der Trapezsignalform auftritt, wird der Schalter 4l geschlossen und die Schaltungsanordnung funktioniert auf die an Hand der Fig. 4 beschriebene Art und Weise.

Die logische Schaltung 31 enthält auch einen Frequenzdifferenzdetektor, der an seinem Ausgang oder 43 ein Signal liefert und zwar abhängig davon, ob die Frequenz eines Signals am Eingang 11 kleiner oder grosser ist als die Frequenz des Signal, s am Eingang 21. Wenn daher die Wiederholungsfrequenzen der Signale an den Eingängen 11 und 21 f_-, bzw. £_ " sind, betätigt die logische Schaltung 31 den Schalter 46 venn F_-1 y f„ ist und den Schalter 47, wenn f~\ f-j ist.

Zu jedem Zeitpunkt kann nur einer der Schalter 4i, 46 oder 47 betätigt werden.

Wie obenstehend erwähnt ist die Verstärkung der Vergleichsanordnung eine direkte Funktion der Steilheit der Neigung der Trapezsignalform.

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¥enn die betreffende Neigung sich Über 180 der zu vergleichenden Signalform erstreckt, wird im Vergleich zu der herkömmlichen 36O -linearen Vergleichsanordnung nur die doppelte Verstärkung erreicht. Damit eine nützliche Erhöhung der Verstärkung erzielt wird, beansprucht die ansteigende Vorderflanke der Phasen— Vergleichsanordnung weniger als 18O der zu ver—

ο gleichenden Signalform, vorzugsweise weniger als 5 ·

"Wenn beim Einschalten der phasenverriegelten Schleife, die die bisher beschriebene -Phasenvergleichsanordnung verwendet, die Abtastimpulse zu anderen Zeitpunkten als während der ansteigenden Neigung· der Trapezsignalform auftreten, sorgt das "1"- oder "0"-Ausgangssignal an der Klemme 48 dafür, dass der spaimungsgesteuerte Oszillator inder phasenverriegelten Schleife die Frequenz in der korrekten Richtung ändert. ¥enn die Anfangsverhältnisse derart sind, dass keiner der Schalter unmittelbar wirksam "Krd, sorgen natürliche Änderungen in der Frequenz des Oszillators in der Praxis dafür, dass einer der Schalter innerhalb einiger Perioden der Eingangssignalform wirksam wird und die phasenverriegelte Schleife wird dann in den verriegelten Zustand gebracht.

Venn die Ladung am Kondensator 20 in Fig.6 zwischen λ^Γ+ und V- ändern kann, ist die Sparumngs-

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¹^¹'⁷⁸ 280262b

Phasencharakteristik der Vergleichsanordnung wie in Fig. 7 dargestellt, worin die Ordinate den Phasenunterschied 0-0.. zwischen den zwei Eingangssignalformen ist. Vie diese Figur zeigt, ist die Ausgangsspannung entweder V+ oder V- oder aber linear' veränderlich zwischen denselben, wenn der Phasenunterschied derart ist, dass die Abtastimpulse während der Anst iegsf lanlce der Trapezsignaif orm auftreten. Es liegt auf der Hand, dass die abfallende Flanke der Trapezsignalform Ik (Fig.5) statt der Anstiegsflanke in dem obenstehenden Ausführungsbeispiel verwendet werden könnte.

Nebst dem bisher beschriebenen Phasenvergleicher umfasst Fig.6 einen zweiten Phasen— vergleicher (der nicht einzelnen dargestellt ist), der mit dei· logischen Phasen- und Frequenzabtast— schaltung 31 einen Teil gemeinsam hat. Dieser zweite Phasenvergleicher hat einen breiteren linearen Bereich entsprechend 2/tn (vorzugsweise ^-'^l)» wobei η eine positive ganze Zahl ist, als der erste Phasenvnrg]eicher und das Ausgangssignal des zweiten Phasenvergleichers erscheint an einer Klemme 95· Dieser Ausgang ist jedoch nicht mit der Klemme 95 verbunden solange der Schalter ^1 betätigt wird ^}.~) — ν i υ im I. f:ii:-: l chiMid jjocli b(-sr;h r i Hxmi wird.

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r^j 562 17.1.78 .

Die Ausgangssignale, die an den Klemmen 48 und 95 erscheinen werden in einer Kombiniereinheit 96 zusammengefügt und das kombinierte Ausgangs signal, erscheint an einer Klemme 97·

Fig. 8 ist ein Blockschaltbild einer praktischen Ausführungsfοrm der digitalen Phaseiivergleichsanordnung nach der Erfindung, welche Anordnung eine sinkende Neigung zum Abtasten benutzt und Fig. 9 bis lh sind Schaltpläne der Blöcke nach Fig. 8. In Fig. 8 bis Fig. 14 werden kleine Buchstaben verwendet um die jeweiligen Verbindungsleitungen zwischen den Schaltungseleinenten zu bezeichnen. Teile in Fig. 8, die denen in Fig. 6 entsprechen, haben in den beiden Figuren dieselben Bezugszeichen.

Wie ex-sichtlich, ist Fig. 8 im allgemeinen gleich Fig. 6, wobei die zusätzlichen wichtigen Elemente aus einem zweiten Abtastimpulsgenerator 60, einem zweiten Phasenvergleicher 61, einem zusätzlichen Trennverstärker 62 und einem zusätzlichen elektronischen Schalter 63 bestehen. D_a die Anordnung zu einem grossen Teil mit Hilfe von genormten integrierten Schaltungsblöcken konstruiert werden kann, wie dies weiterhin noch beschrieben wird, kann wenigstens der wichtigste Teil dex-. Schaltungsanordnung, die Kondensatoren C1 ' bis Co un(3 einige ¥ider.sf ΠικΙυ nusser Betracht ge 1 f»s.·?c»n ,

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17.1-78

28Ü2B26

in monolitischer Form integriert werden. Dies ist durch die einschliessende unterbrochene Linie angegeben. Der Kondensator C4 entspricht dem Kondensator 20 in Fig,6.
) Die Wirkungsweise der Vergleichsanordnung

wird nun an Hand der Fig.8 bis Fig.i4 näher beschrieben. Die zu vergleichenden Eingangssignalformen werden der Vergleichs an Ordnung über die Leitungen a. und e_ zugeführt, die mit den Klemmen 21 bzw. 11 verbunden sind. Der Abtastimpulsgenerator 23 aus Fig.8 wird in Fig.9 detailliert dargestellt und enthält drei NOR-Tore 6k, 6$, 66 mit zwei Eingängen, einen Widerstand R1 und einem Kondensator C1. Die NOR-Tore 64, und 65 haben miteinander verbundene Eingänge und sind auf: diese Weise als einfache Inverter wirksam.

Eine Anstiegsflanke ('Ο'-Λ M') einer Eingangssignalform an der Eingangsleitung a verursacht eine abfallende Flanke ('1 '—»A ¹O¹) an dem oberen Eingang (in der Zeichnung) des Tores 66 und des Tores 65 und verursacht dann eine ansteigende Flanke("O" —^ ¹I¹) an der Ausgangsleitung c.. Die Spannung am Kondensator C1 ist am Anfang auf dem logischen Pegel ¹O¹ und dadurch geht der Ausgang des Tores 66 zum logischen Pegel ¹I¹. Der Kondenator C1 fängt unmittelbar damit an, sich

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26-	2IUl	• 32	502	02	6	2	6
30	17.	1.78
			28

aufzuladen und nach einer Periode, die von dem Wert des Kondensators C1 und vom Widerstand R1 abhängig ist, nähert die Spannung daran den logischen Pegel '1'. Danach geht der Ausgang des Tores 66 zum logischen Pegel ¹O'. Auf diese Weise wird an der Leitung b_ ein Impuls erzeugt jeweils wenn eine Anstiegsflanke der Eingangs signalf orm an der Leitung a. auftritt, wobei die Dauer dieses Impulses durch den Kapazitätswert des Kondensators C1 geregelt wird. In der Praxis ■ wurde eine Impulsbreite entsprechend einigen Nanoeekunden für den Abtastimpuls verwendet. Dieser Impuls betätigt den Abtastschalter 16 (Fig.8) um die vom Signalformgenerator 13 (an der Leitung j_) erzeugte Signalform abzutasten.

Die an der Leitung _c synchron zu der Signalform an der Leitung a auftretende Signalform wird dem zweiten Phasenvergleicher 61 zugeführt tim als Eingangs signalf orni wirksam zu sein. Der Aus gangs impuls an der Leitung h wird durch den Inverter 12 umgekehrt und der logischen Phasen- und Frequenzabtastschaltung 3I über die Leitung η zugeführt.

Fig. 10 zeigt die kombinierte Schaltungsanordnung des Signalformgenerators I3 und des Pegeldetektors 36, welche Schaltungsanordnung eine

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-27- PHE.32 j62

' ι ' 17.1.78

Verzögerungs-Flip-Flop-Schaltung 67 enthält, die durch eine ansteigende Flanke getriggert wird und einen Verzögerungseingang D hat, einen Takteingang C, einen !Rückstelleingang R, und komplementäre Ausgänge ί Q und Q. Der Q-Ausgang iät mit einem Eingang des zweiten Phasenvergleichers 61 über eine Leitung f, mit einem NAND-Tor 68, das als Inverter geschaltet ist, über die Parallelschaltung eines Kondensators C6 und eines Widerstandes R2 und mit der Leitung h verbunden. Der Ausgang des Tores 68 ist an einen logischen Pegel ¹ 1■■■'"- angeschlossen und zwar über eineai Spannungsteiler mit dem Widerstand R3 und Rk, deren Vei'bindungspunkt mit den Eingängen eines NOR-Tores 69 verbunden ist, das als Inverter geschaltet ist. Der Ausgang des Tores 69 ist mit dem Rucksteileingang R der Flip-Flopschaltung 67 verbunden, während ein logischer Pegel ständig am D-Eingang vorhanden ist. Die Widerstände -Rk,"R3 und das Tor 69 bilden den Pegeldetektor 36 aixs Fig. 6. Es sei bemerkt, dass in der nachfolgenden Beschreibung vorausgesetzt wird, dass alle alsnicht

angeschlossenen dargestellten Kreiseingänge beispielsweise der normale Stel3.eingang S der Flip-Flop-Schaltung 67 in Fig. 10, auf dem logischen Pegel ¹O¹ gehalten werden. Die Aus gangs leitungen h und J₁ siiid mit einem iifiiiioJ" C'i vcrlnuidon.

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-2«- PHB.32 562

¥enn vorausgesetzt wird, dass der Q-Ausgang der Flip-Flop-Schaltung 'Sj zunächst auf dem logischen Pegel ¹O¹ ist, geht dieser Ausgang zum logischen Pegel ¹1' (das Eingangssignal von D) sobald eine Anstiegsflanke (¹O¹-^ M¹) der Eingangs signalform an der Leitung £ am Takteingang C erscheint. Dieser an der Leitung h (und folglich am Eingang des als Inverter wirksamen Tores 68) auftretende logische Pegel '1' bringt das Torausgangssignal an der Leitung J_- zum logischen Pegel ¹O¹ mit einer Geschwindigkeit, die von dem Kapazitätswert des Kondensators C2 abhängig ist. Bis zu diesem Zeitpunkt war die Leitung J_- auf dem Jogishhen Pegel ' 1 · und folglich der Ausgang des Tores auf dein logischen Pegel ¹O'. Der Wert der Widerstände R3 und RA ist im Hinblick auf den Schaltspaimungspegel des Tores 69 derart bemessen, dass das Tor 69 umschaltet um einen logischen Pegel ' 1 ' zxx liefern für den Rückstelleingang R der Flip-Flop-Schaltung 58, wenn die abfallende von dem Tor 68 und dem Kondensator C2 erzeugte Flanke einen vorbestimmten Pegel erreicht hat. Auf diese Weise wird eine abfallende Flanke mit einer vorbestimmten Dauer erzeugt und zwar an der Ausgangsleitung j sobald die Anstiegsflanke der Eingangssignalfοrni an der Leitung e^ auftritt. Diese abfallende Flanke

.?5 wird vou don Ab t ;..st iiijpii I .»iml hui. Jeder AnstiogslM aiiJco

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PIIB. 32 562

der anderen Eingangs signalform (an der Leitung a. in F.g. 8 und Fig. 9) abgetastet und die Dauer dieser Flanke ist wesentlich grosser als die der Abtastimpulse. Sobalt der logische Pegel '1' des Tores am Rucksteileingang R der Flip-Flop-Schaltung 67

erscheint, wird diese Flip-Flop-Schaltung rückgestellt und es tritt ein logischer Pegel ¹O' auf und zwar am Q-Ausgang, wonach der Kondensator C2 sich endlädt bis ein Punkt erreicht ist, wo der Ausgang des Tores wieder zum logischen Pegel ¹O¹ geht und folglich den logischen Pegel '1' am Rückstelleingang der Flip-Flop-Schalfrung 6j entfernt. Dadurch geht der Q-Ausgang der Fllp-Flop-Schaltung 67 an der Leitung _g zum logischen Pegel ¹O¹ und der Q-Ausgang der Leitung f_ -* zum logischen Pegel '1' für die Dauer der erzeugten abfallenden Flanke und erteilen Information in bezug auf die Dauer der Flanke am zweiten Abtastimpulsgenerator 6ö, an der logischen Schaltung 31 und am zweiten Phasenvergleicher 61.

Das AuKgang.sB i.giial an der Leitung j wird vom

Schalter 16 abgo ta?> Io f, und dem Trennverstärker I9 zugef'Uhrl. wie c)i es π π Hand der Flg. 6 beschrieben wurde. Das i\us£:-'iriCTS3igiJc'i I rlf;.s Verstärkers I9 hat die Signalform aus F.Sfj,"5 unrl v/i rtl cif-rn Ki.ngaug eines Abtastschalters

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_BAD

-50- PIID. 32 5t-

17.1.78

zugeführt. Dieser Schalter wird von einem zweiten Abtastimpulsgenerator 6O (Fig. 8 und. 11) gesteuert, der zwei NOR-Tore 7I, 72, einen ¥iderstand R^ und einen Kondensator C3 enthält. Dieser Impulsgenerator arbeitet auf dieselbe Art und Feise wie der aus Fig.9 mit Ausnahme davon, dass in diesem Fall das Aequivalent des Inverters Gk aus Fig. 9 nicht vorhanden ist mit der Folge, dass ein Abtastimpuls zu dem Zeitpunkt erzeugt wird, wo eine abfallende Flanke der Sigiialform k empfangen wird, d.h. am Ende der abfallenden Flanke.

Der Abtastimpuls an der Leitung m steuert den Schalter ,63. Die Breite des Abtastimpulses wird durch die für den Kondensator C3 und den Widerstand R5 gewählten Werte geregelt. Zusammenfassend lässt sich sagen: eine erste Reihe von Ab tas timpul sen, die mit den Ans tieg-s flanken.

der Eingangssignalform an der Leitung a zusammenfallen, wird vom ersten Abtastimpulsgenerator 23 (Fig. 8 und 9) erzeugt und eine zweite Reihe von Abtastimpulsen wird vom zweiten Abtastimpulsgenerator 60 (Fig. 8 und 11) am Ende der abfallenden Flanke erzeugt. Der Effekt dieser zusätzlichen Abtastung der Signalform 17, ist, dass der Wechselstromanteil (Welligkeit) verringert wird, da die Breite des zweiten Abtastimpulses wesentlich grosser sein kann als die der ersten Abta.i-t.unpul.-je. Auf dißist· Yo.ise kann mehr Zeit v

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ORIGINAL INSPECTED

-34- PUB. 32 5362 O*r 17.1.78 „_cpn - ..,

werden um den integrierenden Kondensator C5 aufzuladen mit der Folge, dass dieser Kondensator eine grössere Kapazität haben kann als Gk und die Welligkeit in ■wesentlichem Masse zurückgebracht wird. In der Praxis ' kann der Welligkeitsanteil auf ein Minimum verringert werden, das nur durch das Schaltrauschen des Schalters begrenzt wird. Das Signal am Kondensator C5 wird dann über den Trennverstärker 62 dem Schalter 41 zugeführt.

Fig. 12 zeigt Schaltungseinzelheiten der logischen Phasen- und Frequenzabtastschaltung 31 aus Fig.8 und enthält vier NOR-Tore 73-76 und drei D-Typ Flip-Flop-Schaltungen 77-79. Durch den Inverter (Fig... 8) ist das Signal an der Leitung η ein logischer Pegel ¹O¹ während der logische-Pegel-'1·-Abtastimpulse an der Leitung b. Vie bereits an Hand der Fig. 10 erläutert wurde, ist das Signal an der Leitung f ein logischer Pegel "1" und das Signal an der Leitung g ein logischer Pegel ¹O¹ während der Periode, wo die Flanke sinkt. Wenn also der Abtastimpuls während dieser Periode auftritt, erscheint ein logischer-Pegel-' 1 '-Impuls am Ausgang- des Tores 73 synchron zu dem Abtastimpuls. Dadurch werden die Flip-Flop-Schaltungen 77 imd 78 gestellt (wenn sie sich nicht bereits im Stellzustand befanden) und zwar durch den

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PIiD. 32 562 17.1.78

ständigen, logischen Pegel · 1 ' am D-Eingang der Flip-Flop-Schaltung 77.

Das Signal an der Leitung k, das von dem Signal an der Leitung £ über den Inverter 11 abgeleitet ) wird, ist ein logischer Pegel ¹V während der Periode,

wo die Flanke sinkt und auf diese ¥eise ist das Tor ¹Jk während dieser Periode gesperrt. Abtastimpulse (logischer Pegel ¹O¹ an der Leitung n), die während diesel' Periode auftreten, werden also vom Tor Jk

IQ gesperrt. Venn ein Abtastimpuls zu jedem beliebigen

anderen Zeitpunkt ausserhalb der Dauer der abfallenden Flanke auftritt, ist das Tor 7^ geöffnet und stellt der logische Pegel '1· am Ausgang die Flip—Flop— Schaltung 77 und 78 (wenn diese sich nicht bereits im Rückstellzustand befanden) zurück. A_uf diese Weise ist das Signal an der Leitung p_ ein logischer Pegel wenn die Abtastung während der Periode erfolgt, wo die Flanke sinkt und das Signal an der Leitung _t ein logischer Pegel '1' zu jedem anderen Zeitpunkt.

Die Tore 75 und 76 sind daher gesperrt wenn die Abtastung während der Periode erfolgt, wo die Flanke sinkt und die elektronischen Schalter ^6 und kj (Fig. 8) können nicht betätigt werden. Der elektronische Schalter Κλ wird während dieser Periode durch den

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P-TB. 32 j&Z 17.1.78

logischen Pegel ' 1 ' an der Leitung p_ betätigt und der am Ausgang des Differenzverstärkers 62 vorhandene Signalabtastwert wird der Ausgangsklemme 48 zugeführt. In dem entgegengesetzten Fall, wenn die Abtastimpulse zu jedem beliebigen Zeitpunkt ausserhalb der Periode, wo die Flanke sinkt auftreten, verhindert der logische Pegel ¹O¹ an der Leitung jd das Betätigen des Schalters h und ermöglicht es den Schaltern 75 und 76 auf die Q- und Q-Ausgängssignale der Flip-Flop-Schaltung 79 ^zu reagieren. Die Wirkungsweise der Flip-Flop-Schaltung hängt von der Wirkung des zweiten Phaseiiverglexchers ab, der in Fig. I3 detailliert dargestellt ist. Die Inverter 11 und 12 sind NOR-Tore mit zwei Eingängen, von denen die entsprechenden Eingänge miteinander verbunden sind.

Fig. 13 enthält den dargestellten zweiten Phasenvergleicher, einen bekannten Vergleicher mit zwei Flip-Flop-Schaltungen 81, 82 und ein NOR-Tor S3, das mit seinem Ausgang mit den.Steileingängen S der beiden Flip-Flop-Schaltungen verbunden ist. Die Q-Ausgänge der Flip-Flop-Schaltungen 81 und 82 sind mit den entsprechenden Eingängen des Tores 83 verbunden Der Takteingang C der Flip-Flopschaltung 81 ist über die Leitung f_ mit einem Ausgang von Fig. 8 verbunden der synchron zu der ansteigenden Flanke der Eingangssignalform an der Leitung £ zu einem logischen Pegel '1'

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. 32 562

geht. Der Takteingang C der Flip-Flop-Schaltung ist über die Leitung je mit einem Ausgang des Abtastimpulsgenerators 23 (Fig. 7) verbunden, der synchron zu der Anstiegsflanke dex- Eingangssignalform an der Leitung a. zu einem logischen Pegel '1' geht. Auf diese ¥eise vergleicht die Anordnung auf effektive Weise die zwei Eingangssignalformen. Die Q-Ausgärige der Flip-Flop-Schaltungen

81 und 82 liefern die Signale an den Leitungen js bzw. ν zu der Flip-Flop-Schaltung 79 vom D-Typ aus Fig. 12. Die Leitung· _s ist mit dem einen Eingang eines NOR-Tores 9O verbunden, dessen anderer Eiiigfiiig über die Leitung £ mit dem Q-Aus gang· der Flip-Flop-Schaltung 67 (Fig· 1O) verbunden ist. Der Ausgang des Tores 90 ist mit einem Eingang des NOR-Tores 9I verbunden. Der andere Eingang des Tores 9I ist pax-allel mit einem Eingang eines weiteren NOR—Tores 92, mit dem Ausgang eines NOR-Tores 78 (Fig. 12) über die Leitung p_ verbunden. Der andere Eingang des NOR—

P_ Tores 92 ist mit dem Q-Ausgang der Flip-Flop-Schaltung

82 verbunden. Die Ausgänge der Tore 92 und 93 steuern die elektronischen Schalter 93 bzw. $k. Fenn er wirksam ist, schliesst der Schaltex· 93 ein logischer-Pegel- · 1 · Signal an eine Klemme 95 an und der Schalter 9^ sc?h.l lass t ein logLscher-Pegel- ' 0 ' -Signal an die Klemme <>

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BAD ORIGINAL

->3- PHB, 32 56-'i

17.1.78

Die Klemmen 48 (Fig. 8) und 95 sind mit Eingängen der Kombiniereinheit 96 (Fig. 8 und 14) verbunden.

Vie obenstehend an Hand der Fig. 12 erläutert wurde, ist das Signal an der Leitung p_ ein logischer Pegel M¹, wenn die Abtastung während der Periode erfolgt, wo die Flanke sinkt. Auf diese Weise sind die NÖR-Tore 9I und 92 in dieser Situation gesperrt und keiner der beiden Schalter 93 und $h kann betätigt werden. Folglich kann nur ein Signal an der Klemme erscheinen, wenn das Abtasten nicht während der Periode erfolgt, in der die Flanke sinkt.

. Die Wirkungsweise der Schalter ^t 6, hj, 93 und 9^ beruht im Grunde auf dem zweiten Phasenvergleicher, der im wesentlichen durch die Flip-Flop-

¹^ Schaltungen 81, 82 und das NOR-Tor 83 gebildet wird. Venn zunächst vorausgesetzt wird, dass die Vorderflanke (d.h. die Anstiegsflanke) der Signalform an der Leitung f gegenüber der an der Leitung c voreilt (was als phasenerfruhter Zustand bezeichnet wird) und dass die Flip-Flop-Schaltungen 81, 82 sich im Stell.znis.tand (Q=¹I¹) befinden, wird die Flip-Flop-Schaltung 81 zurückgestellt (Q' = ¹O¹.). und zwar durch, die iSiitiögsf 3 anke. an der Leitung f. Die Flip-Flop-Schaltung 82 wird dann durch die Anstiegsflanke ⁿⁿ rt''!' J .öl tun,'·, ο v, 1 IT¹Il el-: f>;o s toi 1 V. Sobald dies er.fo.1;;i,.

80983 0/090 8 BAD ORlG^^

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17.1.78

öffnen die zweo logischer-Pegel-'0'-Eingangssignale das Tor 83 und das logischer-Pegel-'1'-Ausgangssignal stellt jede der Flip-Flop-Schaltungen 81, 82 wieder in den Stellzustand (Q= '1'). Auf diese ¥eise erscheint ein logischer-Pegel-Ί '-Impuls am Q-Ausgang der Flip-Flop-Schal tung 81, der eine Dauer· (impulsbreite) hat, die der Periode zwischen den Vordex'f lanken der Signal— foz"inen au den Leitungen f und £ entspricht und ein logischer—Pegel-'1'—Impuls einer äusserst kurzen Dauer (die Schaltzeiten des Tores 83 und der Flip-Flop-Schal tung 82) erscheint am Q-Ausgang der Flip-Flop-Schaltung· 83 synchron zu der Vorderflanke der Signalform, die an der Leitung- es erscheint. Auf diese Weise ist die Breite des logischer-Pegel-·'1 '-Impulses am Q-Ausgang (Leitung js) der Flip-Flop-Schaltung 81 zu dem voreilenden Phasenunterschied zwischen den zwei Eingangs Signalen an den Leitungen f_ und _c direkt proportional. Yenn nun vorausgesetzt wird, dass die Vorderflanke der Signalforni an der Leitung jf zu der an der Leitung <z nacheilt (was als phasenverzögerter Zustand bezeichnet wird) und dass die Flip-Flop-Schaltungen 81 und 82 sich in dem Stellzustand (Q= M¹) befinden, wird die Flip-Flop-Schal tung 82 zunächst zurückgestellt, wonach die Flip-Flop-

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pub.32 562 ^{UA 17}·¹·⁷⁸

2B02626

Schaltung 81 zurückgestellt wird, und wonach dann auf obenstehend beschriebene Weise die beiden Flip-Flop -Schaltungen wieder durch das Tor 83 gestellt werden. Auf diese Weise ist die Breite des logischer-Pegel-'1'-Impulses am Q-Ausgang (Leitung v) der Flip-Flop-Schaltung 82 zu dem nacheilenden Phasenunterschied zwischen den zwei Eingangssignalen direkt proportional.

Die Q-Ausgänge der Flip-Flop-Schaltungen

und 82 sind an den D- bzw. C-Eingang der Flip-Flop-Schaltung 79 (Fig. 12) über die Leitungen s_ und ν angeschlossen. Zusammengefasst ist die Wirkung dex-Flip-Flop-Schaltung 81 und 82 (Fig. I3) wie folgt: ein kurzer logischer—Pegel—'1·—Impuls erscheint an der Leitung ν am Ende eines logischer-Pogel-'1'-Impulses an der Leitung j3 für¹ den phas en er f ruht en Zustand und umgekehrt für den phasenverzögerten Zustand. Daher ist die Flip-Flop-Schaltung 79 ständig gestellt (Q= M¹) während des phasenerfruhten Zustandes und ständig rückgestellt (Q = ¹O¹) im phasenverzögerten Zustand. Die Q- und Q-Ausgangssignale der Flip-Flop-Schaltung 79 werden den Eingängen zweier NOR-Tore 75 bzw. 76 zugeführt, wobei die anderen Eingänge dieser Tore an den Q-Ausgang (Leitung p_) der Flip-Flop-

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-98- PHB.32 5ό2 Mtl 17.1.78

Schaltung 78 angeschlossen sind. Wie obenstehend erläutert wurde, ist das Signal an der Leitung p_ ein logischer-Pegel-'1'—Signal wenn das Abtasten während der abfallenden Plankenperiode erfolgt und ein logischer-Pegel- ' 0 ' -Signal zxl jedem anderen Zeitpunkt; die Tore 75 und j6 sind folglich gesperrt wenn das Abtasten während der Periode erfolgt, wo die Flanke sinkt. Dies hat zur Folge, dass* die Schalter 46 und kj (Fig. 8) während dieser Periode nicht wirksam sein können. Xn dem pliasenerfruhten Zustand sind der Q- und Q-Ausgang der Flip-Flop-Schaltung 79 auf den logischen Pegeln '1' bzw. ¹O' , wenn das Abtasten zu einem anderen Zeitpunkt als während der abfallenden Flanke erfolgt mit der Folge, dass das Signal ander Leitung r ein logischer-Pegel-•1'-Signal ist und der Schalter 46 betätigt wird um den logischen Pegel ¹O¹ an der Klemme 48 (Fig.8) zu geben. Folglich wird für den pliasenerf ruhten Zusta.nd der Schalter 4i betätigt wenn das Abtasten während

der Periode erfolgt, wo die Flanke sinkt um das abgetastete Ausgangssignal der Klemme 48 zu schaffen und wenn das Abtasten zu einem beliebigen anderen Zeitpunkt erfolgt (d.h. wenn die Phasenvoreilung grosser ist als die, die durch die abfallenden

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17.1.78 "2Öü2b26*

Flankenperiode dargestellt ¥ird) , hält der Sclialteidie Klemme 48 auf einem logischen Pegel ¹O' . Für den phasenverzögerten Zustand wird das Tor 75 geöffnet und es betätigt den Schalter 47 wenn das Abtasten zu > einem anderen Zeitpunkt erfolgt als während der Periode, wo die Flanke sinkt. Auf diese Weise erscheint ein logischer Pegel '1' an der Klemme 48 und die Ausgangs— charakteristik an der Klemme ^i8 in diesem Zustand, ,die an Hand der Fig.8-13 beschrieben worden ist, ist 10; dann wie in Fig. J- dargestellt.

Das logischer-Pegel- ' 1 ' -Signal, an der

Ausgangsleitung t dn Fig. 8 und 12 kann benutzt werden, wenn dies erforderlich ist, als Anzeigesignal für die Tatsache, dass die Vergleichsanordnung "aus der

Verriegelung; ist" in einem phasenverriegelten System, .1-5

N-

d.li. dass das Abtasten während der Periode erfolgt, . wo die -Flanke sinkt.

Der zweite Phasenvergleichen enthält ausserdem das NAND-Tor 90. und die NOIl-Tore 9I und 92. ¥ie obanstehend an Hand der Fig. 10 erläutert wurde, ist das Signal sxl der Leitung £ ein logischer Pegel ¹O¹ während der Periode, wo die Flanke sinkt und ein logiacl'iftr Pegel ' 1 ' zu jedem anderen Zeitpunkt. liahor worden die Äus^iin^e der Toren 90 und 9I \v?llirond

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UU 17.1.78"

2802026

Pegeln ¹I¹' bzw. ¹O' gehalten. Auf diese ¥eise kann der Schalter 93 während der Periode, wo die Flanke sinkt, nicht wirksam sein. Zu jedem anderen Zeitpunkt ist das Signal an der Leitung £ ein logischer Pegel '1' und das NAND-Tor 90 ist als Inverter für die obenstehend beschriebenen Signale an der Leitung _s_ wirksam. In diesem Zustand ist das Signal an der Leitung p_ ein logischer Pegel ¹O' und das Tor 91 ist daher als Iuven^ter wirk sam. Folglich erzeugt der Schalter 93 Impulse, die je eine Dauer (impulsbreite) entsprechend der· Periode der Signale an dar Leitung _s weniger der Periode, in der die Flanke sinkt. Auf diese ¥eise kann das Au s gangs sign al an der Klemme 95 ^irL phas enerf ruhten Zustand niemaJ s ständig einen logischen Pegel '1' ~> erreichen, wenn der Phasenunterschied zwischen den Eingangssignalen j60 erreicht, da der Schalter 9 immer während der Periode, in der die Flanke sinkt, offen ist. Dies ist in Fig. 15 dargestellt, die unterstehend noch beschrieben wird.

Im phasenverzögerten Zustand ist die Breite

des 1ogischer-Pegel-'1'—Impulses an der Leitung ν zu dem nacheilenden Phasenunterschied zwischen den Signalen an den Leitungen f und ^c wie obenstehend angegeben, direkt proportional. Die Inverse des Signals

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ORIGINAL

puls. 32362 17.1.78

wird dem Tor 92 aus dem Q-Ausgang der Flip-Floi>Schaltung 82 zugeführt. Das Signal an der Leitung p_ ausserhalb der Periode, in der die Flanke sinkt, ist ein logischer Pegel ¹O¹ und folglich ist das Tor 92 als Inverter wirksam, so dass das Eingangssignal für den Schalter ^h in Wirklichkeit das Signal ν ist. Daher erscheinen logischer-Pegel-'0'-Impulse an der Klemme 95 mit einer"Impulsbreite, die dem nacheilenden Phasenunterschied (θ bis 36Ο ) zwischen den Signalen an den Leitungen f_ und g d±Bkt proportional ist. Der zweite Phasenvergleicher hat daher einen Bereich von 720°.

Die Signale, die an den Klemmen 48 und 95 erscheinen, werden proportional kombiniert und integriert in der Kombiniereinlieit 96 (Fig. 8), -von der ein mögliches Ausführungsbeispiel detailliert in Fig. \k dargestellt wird. Wie Fig. 1k zeigt, ist die Kombiniereinheit ein herkömmliches aktives Filter, das einen Operationsverstärker 98, Widerstände R6 und R7, die die Eingangssignale proportionieren und zwischen die Klemmen 48 bzw. 95 und den invertierenden (-)Eingang des Verstärkers 98 angeschlossen sind, sowie ein i'eaktivos (RC) Rückkopplungsnetzwerk enthält, das durch einen Kondensator CJ und einen Widerstand R8

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ORIGINAL INSPECTED

-ώ«~ P-IB. 3·"· i)6.^J- U lg ι ?. 1. γ 8

gebildet wird und zwischen dem Ausgang des Verstärkers 87 und dem invertierenden Eingang liegt, wobei der Ausgang des Verstärkers 98 mit der Ausgangsklemme der Anordnung verbunden ist. Der nicht-iiivertierende (+) Eingang des Verstärkers 98 ist mit einer Bezugsspannung V „ verbunden, die einen einigermassen grössoren Wert hat als die halbe Spannung, die durch den logischen Pegel '1' dargestellt wird.

Wenn die Verstärkung in Volt/Periode des ersten Phasenvergleichers (an der Klemme h8) K1 ist und die Verstärkung des zweiten Pliaseiiverg-lelchers (an der Klemme 95) K2, und R6 und R7 derart gebildet worden sind, dass R6/RJ = Κΐ/Κ2, so werden die Ausgangssignale an den Klemmen ^8 und 95 derart kombiniert,

ο dass sie eine lineare Charakteristik über den J20 -Bereich ergeben, trotz der Tatsache, dass der erste Phasenvergleicher eine sehr hohe Verstärkung und folglich einen sehr niedrigen Rauschwert hat. Dies wird nun an Hand der Fig. I5 näher erläutert, im Zusammenhang womit erwähnt sei, dass die Breite des Gebietes, das die abfallende Flankeperiode darstellt, sehr s Lark vergrössert ist um dies deutlich zu zeigen. In dex· Praxis würde dieses Gebiet in einem derartigen Massstab kaum auffallen, da die Breite wesentlich, weniger

hrigiimal inspected 809830/0908 original

-k*-· PiIP 32 ;,6k

I7.I.78

" 2802o26

1st als 1 Phasenunterschied damit eine sehr hohe

Verstärkung (beispielsweise 1OOOmal K2) über diesen Teil geschafft -wird.

Pig. 15 zeigt die zusammenstellenden und
zusammengestellten charakteristischen Neigungen der Anordnung über den Phasenunterschiesbei'eich (01-02)

von -36O bis +36Ο , Dke Kurven 101 und 102 zeigen

die Gleichstrompegel, die von den Schaltern 46 bzw. 47 erzeugt werden und die lineare Neigung 10.3 zwischen -,.■ denselben zeigt die Charakteristik mit der hohen

Verstärkung und dem schmalen ISereich, die durch den .Äbtastschalter 16 herbeigeführt wird, wenn der Schalter 4I betätigt wird. Die Kurven 1θ4 und IO5 zeigen den Beitrag an der kombinierten Neigung, die durch die

1.5. Schalter 93 bzw. 94 erzeugt werden. Die Widerstände Ro und R7 des Kombinierkreises 96 (Fig» 14) sind
derart gemessen, dass die Neigungen 103 und 104, IÖ5 in dem kombinierten Signal gleich sind. Einfachheitshalber ist vorausgesetzt worden, dass in Fig. I5 die

'

Widerstände R7 und R8 denselben Wert haben, so dass die kombinierte Ausgangsneigung von dem logischen
Pegel '0' zum logischen Pegel '1' geht. Die Gleichstrompegel 101, 102 gleichen die Neigungen 104, IO5 dann "■derart aus, dass die kombinierte Charakteristik über

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den 72Ο -Bereich, linear ist, wie durch die Kurven 106, 107, IO8 dargestellt wird. Die Neigung der Kuiⁿven IO6, 107» 108 sind gegenüber den Neigungen der Kurven.103» 1O^ bzw. 105 umgekehrt, da der Kreis aus Fig. ]k als Inverter wirksam ist. Die unterbrochenen Linien IO9 und 110 definieren das Gebiet, in dem die Abtastung während der Periode, wo die Flanke sinkt, erfolgt. _ .

Es* dürfte einleuchten, dass der zweite Phasenvergleicher' einen anderen Phasendifferenzbereich als 720 (4«l) haben kann und zwar 2 /t"n, wobei η eine positive ganze Zahl ist.

Aus dem obenstehenden dürfte es einleuchten, dass obschon die Ausgangsspannungs-Eingangsphasendifferenzcharakteristik praktisch über den ganzen Boreich der Anordnung (d.h. des zweiten Phaseiivergleichers) linear ist, die Verstärkung des ersten Phasenvergleichers sein.' hoch gemacht werden kann. Auf diese Weise wird durch diese Anordnung in der phasenverriegelten Schleife wenig Raxischen erzeugt, wenn die Schleife im verriegelten Zustand ist. In dieser· Situation kann der zweite Phasen— vergleiclier natürlich keinen Raus dian teil erzeugen, da ei- abgeschaltet ist.

Die jeweiligen Tore, Verzögerungs-Flip-Flop-Sohn I tru!";oTi, Sr.lial tor und Vcrsi.'h'ker, (M ο in Fig. 9

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-Wa- ΓΊΙΒ.32

bis Fig. 14 dargestellt sind und in einem praktischen Ausfülirungsb ei spiel verwendet wurden, waren normale handelsübliche integrierte Schaltungsblöcke, wie sie untenstehend angegeben worden sind:
) Quad NOR-Tor

Motorola Typ MC 14001: 64, 65, S6, 68, 69, 71, 72, 73, 74, 75, 76, 83, 91, 92, Quad NAND-Tor

Motorola Typ MC i4011: 11, 12, Dual D-Typ Flip-Flopschaltung

Motorola Typ MC 14O13: 67, 77, 78, 79, 81, Quad analoger Schalter*

Motorola Typ MC 14O16: 16, 41 , 46, 47, 63, 93, Operationsverstärker RCA Typ CA313O: 19, 62, Die jeweiligen Widerstands- und Kapazitäts

werte waren wie folgt:
R1 = 1 kOhm C1 = 100 pF R2 = 4,7' kOhm C2 = 100 pF R3 = 4,7 kOhm C3 = 470 pF R4 =10 kOhm C4 = 22 pF

R5 = 3,3 kOhm C5 = 820 pF Ro = 4,7 MOhm C6 = 120 pF R7 = 4,7 kOhin

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In dem praktischen Ausführungsbeispiel hat

es sich herausgestellt, dass das Addieren der Vergleichscharakteristik mit einem grossen Bereich und. einer geringen Verstärkung zu der Vergleichercharakteristik mit einem geringen Bereich und einer hohen Verstärkung zu einer mindestens zehnfach geringeren Zeit führte, die eine ITx-equenzsynthese-Anordnung braucht um die neue Ausgangsfrequenz zu erreichen. Dies ist durch die gestrichelte Kurve in Fig. 3 dargestellt.

In den beschriebenen speziellen Ausfülirungs — beispielen der Erfindung ist der Bereich des zweiten Phasenvergleichers 720 . Andere Bereiche — grössere oder kleinere - könnten natürlich verwendet werden. insofern dieser Bereich wesentlich grosser ist als der Bereich des ersten Phasenvergleichers. Ausserdem

können andere Typen von Pliasenvergleicherii für den zweiten Phasenvergleicher verwendet werden, beispielsweise ein Abtast- und Haltetyp oder ein Diodeiibrückendie auf geeignete Weise angepasst werden.

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L e e r s e i t e

Claims

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PATENTANSPRÜCHE;

ι 1 . Digitale Plias envergl eichsanordnung zum
Vergleichen der Phasen erster und zweiter binärer Eingangssignale, dadurch gekennzeichnet, dass
die Anordnung mit einem ersten Phasenvergleicher
mit einem Phasendifferenzbereich von weniger als und mit einem zweiten Phasenvergleicher mit einem Phasendifferenzbereich versehen ist der wesentlich grosser ist als der des ersten Phasenvergleichers und weiter mit einem ersten Kreis, zum Abschalten des Ausgangssignals des ersten Phasenvergleichers falls der Phasenunterschied zwischen den Eingangssignalen grosser ist als der Bereich des ersten
Phasenvergleichers und zum in diesem Fall statt des genannten Ausgangssignals Anschliessen eines ersten oder eines zweiten konstanten Spannungspegels abhängig davon, ob der Phasenunterschied voreilt oder nacheilt, weiter mit einem zweiten Kreis zum Abschalten des Ausgangssignals des zweiten Phasenvergleichers falls der genannte Phasenunterschied in dem Bereich des ersten Phasenvergleichers liegt und mit einem
Summierkreis zum derartigen Kombinieren des Ausgangssignals des ersten Phasenvergleichers bzw. eines
der genannten ersten und zweiten Spannungspogel mit dem

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Ausgangs signal des zweiten Phasenvergleicliers dass die kombinierte Ausgangscharakteristik über den genannten Bereich des zweiten Phasenvergleicliers praktisch linear ist.

2. Digitale Phasenvergleichsanordnung zum Vergleichen der Phasen der ersten und zweiten binären Eingangs signale mit ersten und zweiten Eingangslclemmeii für die ersten bzw. zweiten Eingangssignale, dadurch, gekennzeichnet, dass die Anordnung mit einem ersten Phasenyergleicher versehen ist, dessen Eingänge an die genannten Eingangsklemmen, angeschlossen sind und dessen Ausgangsspaiuiungs-Eingangsphasendifferenzcharakteristik zwischen ersten und zweiten Ausgangsspannungspegeln in einem ersten Eingangsphasendifferenzbereich von weniger als 180 praktisch linear ist, weiter mit einem ersten Kreis zum Verbinden des Ausgangs des ersten Phasenvergleichers mit einer ersten Zwischenklemme falls der Eingangsphasenunterschied innerhalb des genannten ersten Bereiches liegt und .mit einem zweiten Kreis zum Verbinden eines ersten oder eines zweiten konstanten Spaimmigspegels mit der ersten Zwischenklemme, falls der Eingangsphasenunterschied ausserhalb des genannten ersten Bereiches liegt in der einen bzw. anderen Richtung, wobei die

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zwei Spannungspegel und das Ausgangssignal des ersten Phäsenvergleichers zusammen eine kontinuierliche Charakteristik bilden, welche Anordnung weiter mit einem zweiten Phasenvergleicher versehen ist, dessen Eingänge an die genannten Eingangsklemmen angeschlossen sind und dessen Ausgangsspanmings-Eingangsphasendifferenzcharakteristik über einen zweiten Eingangsphäsendifferenzbereich, der wesentlich grosser ist als der des ersten Phasenvergleichers praktisch linear ist, mit einem dritten Kreis zum Verbinden des Ausgangs des zweiten Phasenvergleichers mit einer zweiten Zwischenklemme falls der Eingangsphasenunterschied ausserhalb des genannten ersten Bereiches liegt und mit einem Summierkeis zum Kombinieren von Signalen an den genannten ersten und zweiten Zwischenklemmen in einem derartigen Verhältnis, dass die kombinierte Ausgangscharakteristik über den genannten zweiten Phasendifferenzbereich praktisch linear ist.

3· Phasenvergleichsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Phasenvergleicher einen ersten Phasendifferenzbereich von

■ ."■ ο

weniger als 5 aufweist.

k_t -Phasenvergleichsanordnung nach Anspruch 1 , 2 oder 3? dadurch gekcrmnori ehrtet, dass der zweite

r einen zweiten PhasendilTerenzberGicb

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von n.36O aufweist, wobei η eine positive ganze Zahl ist.

5· Pliasenvergleiclisanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Summierkreis durch ein aktives Netzwerk mit einem Rückkopplungskreis gebildet wird.

6. Phasenvergleiclisanordnung nach Anspruch 5> dadurch gekeimzeichnet, dass der Rückkoppluiigskreis eine Reaktanz enthält.

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