DE3106863C2 - Phasendetektorschaltung für eine Farbsignalverarbeitungsschaltung - Google Patents

Abstract

Ein Horizontalsynchronsignal wird als Bezugssignalimpuls an eine erste Eingangsklemme eines Phasendetektors (23) und außerdem als Auftast- bzw. Torsteuerimpuls an eine Torschaltung (25) angelegt. Das Ausgangssignal eines Frequenzteilers (28), welcher die Frequenz des Ausgangssignals eines spannungsgesteuerten Oszillators (27) teilt bzw. dividiert, wird als Vergleichsimpuls an eine zweite Eingangsklemme des Phasendetektors (23) angelegt. Im Phasendetektor (23) wird ein Phasendetektor- bzw. -meßimpuls mit einer Impulsbreite erhalten, welche dem Phasenunterschied zwischen dem Bezugsimpuls und dem Vergleichsimpuls proportional ist. Dieser Phasenmeßimpuls wird über einen Puffer (24) einer Torschaltung (25) eingespeist. In der Torschaltung (25) wird die Stromstrecke von der Phasenmeßimpuls-Eingangsklemme zur Ausgangsklemme während der Periode des Torsteuerimpulses leitend bzw. durchgeschaltet gehalten, wobei während dieser Periode ein Ausgangsimpuls erhalten wird, der als Komponente den genannten Phasenmeßimpuls enthält. Dieser Ausgangsimpuls wird durch ein Filter (26) geglättet und als Schwingungsfrequenzregel-Eingangsspannung dem spannungsgesteuerten Oszillator (27) eingespeist.

Description

\f_H

(mit /// = Frequenz des Horizontalsynchronsignals) umgewandelt. Diese Veiarbeitungsschaltung enthält einen Umsetzsignalgenerator zur Umsetzung des ursprünglichen Farbartsignals in das umgesetzte Farbartsignal. Das Umsetzsignal besitzt eine Frequenz entsprechend der Summe aus der ursprünglichen Hilfsträgerfrequenz (3,58 MHz) und der umgesetzten Hilfsträgerfrequenz (688 kHz), und es ist mit dem Horizontalsynchronsignal synchronisiert. Das Umsetzsignal wird auch so gesteuert, daß es als Farbsynchronsignal benutzt werden kann. Eine automatische Frequenzregel- oder AFR-Schaltung synchronisiert die Umsetzsignalfrequenz

3,58MHz + 688 kHz = /_t, + -^

mit der Frequenz des Horizontalsynchronsignals. Die AFR-Schaltung enthält einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO), einen Frequenzteiler zum Teilen der Schwingfrequenz des Oszillatorausgangssignals, eine , = E₀ (l - J^c)

A₀

In dieser Gleichung bedeuten:

E₀ - Amplitude des Eingangsimpulses zur integrierenden Schaltung,

/ = Zeit in Sekunden und
RC = Zeitkonstante der integrierenden Schaltung.

Die Neigung oder Steilheit η des Sägezahnwellensignals entspricht daher

wobei OSiSr bedeutet (mit τ = Impulsbreite des Eingangsimpulses zur integrierenden Schaltung). Aus obiger Gleichung ist ersichtlich, daß die Steilheit des Sägezahnwellen-Ausgangssignals durch temperaturabhängige Änderungen der Zeitkonstante beeinflußt wird.

Dies bedeutet, daß sich die Ansprechempfindlichkeit des AFR-Detektorkreises ebenfalls temperaturabhängig ändert. Bei konstanter Ansprechempfindlichkeit des AFR-Detektorkreises ist eine von diesem abgegebene Ausgangsspannung einem Phasenunterschied zwischen dem Sägezahnwellensignal und dem Horizontalsynchronsignal proportional, und sie ändert sich stets linear mit der Änderung des Phasenunterschieds.

Wenn sich beim beschriebenen, bisherigen AFR-Detektorkreis mit integrierender Schaltung die An-Sprechempfindlichkeit temperaturabhängig ändert, wird kein genaues Ausgangssignal mehr geliefert. Außerdem sind die Schrägflanken des Ausgangssignals der bisherigen integrierten Schaltung unter Verwendung der Zeitkonstantenschaltung nicht-linear, so daß die Mitnahmefrequenz und die Haltefrequenz der AFR-Schleife in bezug auf die Mittenfrequenz nicht ausgeglichen werden können. Wenn weiterhin die AFR-Schleife mit der bisherigen integrierender Schaltung als inte-

grierter Schaltkreis auf einem IC-Chip ausgebildet wird, kann der Kondensator für die Zeitkonstantenschaltung siar in einem externen, vom IC-Chip getrennten Schaltkreis angeordnet werden, so daß eine entsprechend große Zahl von Anschlußstiften benötigt wild.

Aus der US-PS 37 40 456 ist eine Phasendetektorschaltung mit einem steuerbaren Oszillator einem steuerbaren Phasenschieber und einem Verstärker bekannt. Der Oszillator liefert über einen Widerstand ein Ausgangssignal, welches in einer nachfolgenden Schaltung verarbeitet wird, die ein Filter und einen Differenzverstärker enthält. Zur Aussteuerung werden Torsteuerimpulse verwendet, und eine mittlere Phasendifferenz wird zwischen einem Bezugssignal und einem Vergleichssignal gemessen. Die ermittelte Phasendifferenz verschiebt sich für den Fall, daß eine Phasenverschiebung in den Aussteuerimpulsen auftritt. Da keine Impulsquelle zur Verfügung steht, die absolut phasenstarre Impulse erzeugen kann, ist mit Hilfe dieser bekannten Phasendetektorschaltung keine sehr genaue Ermittlung einer Phasendifferenz möglich.

Aus der DE-OS 27 10 251 ist eine Vorrichtung zur Verarbeitung der Ausgangsspannung einer Detektorschaltungsanordnung bekannt, bei der eine Differenzverstärker-Detektorschaltung an eine einzige ohmsche Last zur Bestimmung der Phasendifferenz zwischen zwei Signalen angeschlossen ist. Die Detektorschaltung liefert ein einziges Ausgangssignal und ist mit einer Ausgangsklemme versehen, an welche eine Torschaltung zur selektiven Abgabe des einzigen Ausgangssignals angeschlossen ist. Ein erster Kondensator ist mii der Ausgangsklemme der Torschaltung verbunden, und eine Differenzverstärker-Lastschaltung ist mit einer ihrer Steuerklemmen an eine Verzweigung zwischen dem ersten Kondensator und der Torschaltung angeschlossen. Eine weitere Torschaltung, die denselben Aufbau besitzt wie die erstgenannte Torschaltung, ist mit der anderen Steuerklemme der Lastschaltung verbunden.

Schließlich ist aus der US-PS 38 83 755 eine Phasendetektorschaltung mit zwei Abschnitten bekannt, die aus komplementären Transistoren aufgebaut sind. Jeder Abschnitt umfaßt zwei alternative Strompfade, die mit Hilfe von Schalttransistoren gesteuert werden, wobei diese Schalttransistoren durch ein Bezugssignal in Gegenphase ein- und ausgeschaltet werden. Jedem Abschnitt wird ein Eingangssignal zugeführt, und die gewonnenen AusgangsSignale werden von den Verbindungspunkten zwischen den genannten Strompfaden der jeweiligen Abschnitte abgegriffen, in denen gleich- so zeitig ein Durchschalten auftritt.

Hs ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Phasendetektorschaltung zu schaffen, die ungeachtet einer Phasenverschiebung des Bezugssignals eine vorhandene Phasendifferenz sehr genau zu erfassen vermag und bei der ungünstige Einflüsse von Temperaturänderungen ausgeschaltet sind.

Diese Aufgabe wird bei einer Phasendetektorschaltung der eingangs genannten Art erfindungsgemäß durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruches enthaltenen Merkmale gelöst.

Im folgenden ist eine bevorzugte Ausfuhrungsform der Erfindung anhand der beigefügten Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Farbsignal-Verarbeitungsschaltung,

Fig. 2 ein Schaltbild einer Phasendetektorschaltung gemäß der Erfindung und

Fig. 3 ein Wellenformdiagramm zur Veranschaulichung der Signalwellenformen an verschiedenen Teilen der Schaltung nach Fig. 2.

Fig. 1 zeigt eine Farbsignal-Verarbeitungsschaltung für ein Videomagnetbandgerät (VTR), speziell eine Schaltung für die Aufnahmebetriebsart. Das vom Videosignal getrennte Farbsignal (mit einem Hilfsträger einer Frequenz von 3,58 MHz) wird über eine Eingangsklemme 11 an eine erste Eingangsklemme eines ersten Gegentakt-Modulators 12 angelegt und dann auf noch zu beschreibende Weise in ein umgesetztes Niederfrequenz-Farbsignal umgewandelt, das durch ein Filter 13 zu einer Ausgangsklemme 14 ausgefiltert wird.

Das ursprüngliche Farbsignal wird auch einem automatischen Phasenregel-Detektor (APC) 15 eingegeben, der einen Teil der automatischen Phasenregel- bzw. APC-Schleife bildet. Im Detektor 15 wird das im ursprünglichen Farbsignal enthaltene Farbsynchronsignal phasenmäßig mit dem Ausgangssignal (von 3,58 MHz) eines ersten spannungsgesteuerten Oszillators 18 während der Auftastperiode entsprechend dem Farbsynchronimpuls verglichen. Die resultierende Spannung, die dem Phasenunterschied zwischen dem Farbsynchronsignal und dem Ausgangssignal des ersten spannungsgesteuerten Oszillators 18 entspricht, wird durch eine nachgeschaltete Abtast-Halteschaltung 16 unter der Steuerung des Farbsynchron-Auftast- bzw. -Torsteuerimpulses abgetastet und gehalten. Die Ausgangsspannung der Abtast-Halteschaltung 16 wird über ein Tiefpaßfilter 17 an eine Schwingfrequenz-Steuerklemme des ersten Oszillators 18 angekoppelt. Das Ausgangssignal dieses Oszillators 18 ist somit mit dem Farbsynchronsignal phasengekoppelt.

Das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators wird auch einer ersten Eingangsklemme eines zweiten Gegentakt-Modulators 19 aufgeprägt. Einer zweiten Eingangsklemme dieses zweiten Modulators 19 wird ein Ausgangssignal (688 kHz) eines Frequenzteilers 29 zugeführt, welcher die Frequenz (2,7 MHz) des Ausgangssignals des zweiten spannungsgesteuerten Oszillators 27 auf 1/4 teilt.

Das Ausgangssignal des zweiten Gegentakt-Modulators 19 besitzt somit eine Frequenz von 3,58 MHz + 688 kHz oder ungefähr 4,2 MHz. Dieses Ausgangssignal von 4,2 MHz wird über ein Filter 20 einer zweiten Eingangsklemme des ersten Gegentakt-Modulators 12 als Umwandlungs- oder Umsetzsignal aufgeprägt. Das ursprüngliche Farbsignal wird am ersten Gegentakt-Modulator 12 mit dem Ausgangssignal bzw. dem Umsetzsignal vom Filter 20 moduliert. Infolgedessen wird ein umgesetztes Niederfrequenz-Farbsignal an der Ausgangsklemme des ersten Modulators 12 erhalten.

Der zweite spannungsgesteuerte Oszillator 27 wird automatisch derart frequenzgesteuert, daß seine Ausgangsfrequenz (175 x f_H = 27 MHz) mit der Horizontalsynchronsignalfrequenz (/_w) synchronisiert ist.

In der Farbsignal-Verarbeitungsanlage für ein Videobandgerät muß die Frequenz (688 kHz) des umgesetzten Niederfrequenz-Farbsignals mit der Frequenz (/„) des im Videosignal enthaltenden Honzontalsynchronsignals synchronisiert werden. Dies beruht darauf, daß Änderungen oder Schwankungen des Horizontalsynchronsignals einen Einfluß auf Phasenänderungen des Farbsignals haben. Die betreffende Schaltung ist so ausgelegt, daß sie eine konstante Beziehung zwischen der Frequenz des umgesetzten Niederfrequenz-Farbsignals und der Frequenz des Horizontalsynchronsignals aufrechterhält.

Das Videosignal wird über eine Eingangsklemme 21 einem Synchronseparator 22 eingegeben, welcher das Horizontalsynchronsignal vom Videosignal trennt. Das Horizontalsynchronsignal wird an eine erste Eingangsklemme eines Phasendetektors 23 und auch an eine Torsteuerimpuls-Eingangsklemme einer Torsteuerschaltung 25 angelegt, die beide in einer zweiten AFC-Schleife enthalten sind. An die zweite Eingangsklemme des Phasendetektors 23 wird das Ausgangssignal (5 f_H) eines Frequenzteilers 28 angelegt, welcher die Ausgangsfrequenz (175 x f_H = 2,7 MHz) des zweiten spannungsgesteuerten Oszillators 27 auf 1/35 teilt.

Der Phasendetektor 23 erfaßt den Unterschied zwischen den Phasen des Horizontalsynchronsignals und des Frequenzteiler-Ausgangssignals unter Lieferung eines Phasenmeß-Ausgangsimpulses, welcher einer Abweichung vor der Synchronisation zwischen dem Horizontalsynchronsignal (von f_H = 15,73 kHz) und dem Frequenzteiler-Ausgangssignal (von Sf_H) entspricht. Der Phasendetektor-Ausgangsimpuls wird über einen Puffer 24 der Torsteuerschaltung 25 eingegeben. In letzterer wird die Strecke zwischen ihrer Phasenmeßimpuls-Eingangsklemme und der Ausgangsklemme während der Horizontalsynchronsignalperiode durchgeschaltet, so daß ein Ausgangsimpuls mit einem Tastverhältnis geliefert wird, welches der Impulsbreite des Phasendetektor- bzw. -meßimpulses proportional ist.

Die Erfindung ist nun wirksam auf die Schaltung aus dem Phasendetektor 23, dem Puffer 24 und der Torsteuerschaltung 25 gemäß Fig. 1 anwendbar.

Fig. 2 veranschaulicht den spezifischen Schaltungsaufbau einer Ausführungsform der Erfindung. Dabei werden ein Bezugssignalimpuls e, (z. B. das Horizontalsynchronsignal) von einer ersten Signalquelle und ein Vergleichssignalimpuls e₂ (z. B. ein Frequenzteiler-Ausgangssignal) von einer zweiten Signalquelle (beispielsweise einem spannungsgesteuerten Oszillator) verwendet. Die Schaltung gemäß Fig. 2 enthält eine erste Gleichstrom-Vorspannungsquelle £, und eine zweite Gleichstrom-Vorspannungsquelle E₂. Die Spannung der zweiten Vorspannungsquelle E₂ wird an die Basis sines Transistors Q₁ angelegt, dessen Kollektor mit der ersten Gleichstrom-Vorspannungsquelle E] verbunden ist, während sein Emitter in Reihe mit Widerständen A₁ und R₂ an eine Bezugspotentialklemme angeschlossen ist. Der Emitter des Transistors Q₁ ist außerdem in Reihe mit Widerständen A₃ und A₄ mit dem Kollektor eines Transistors Q₂ verbunden, dessen Emitter an die Bezugspotentialklemme angeschlossen ist, während seiner Basis der genannte Bezugssignalimpuls e\ aufgeprägt wird.

Der Vergleichssignalimpuls e₂ wird an die Basis eines Transistors Q₃ angelegt. Die erste Vorspannungsquelle £, ist über Widerstände R₅ und Zf₆ an den Kollektor des Transistors Q₃ angeschlossen, wobei dieser Kollektor über einen Widerstand R₁ mit der Basis eines Transistors Q₄ verbunden ist Der Emitter des Transistors Q₄ ist mit der Bezugspotentialklemme verbunden, und seinem Kollektor wird die Gleichstrom-Vorspannung £, über Widerstände A₈ und R₉ aufgeprägt. Der Kollektor des Transistors Q₄ ist außerdem über einen Widerstand A_]0 und eine Diode D₁ an die Bezugspotentiaiklemme angeschlossen. Die Diode D₁ ist eine Temperaturkompensationsdiode.

Die Verzweigung zwischen den Widerständen R ι und R₂ ist mit den Basiselektroden von Transistoren Q₆ und On verbunden, während die Verzweigung zwischen den Widerständen A₈ und /J₉ an die Basis eines Transistors Q₈ angeschlossen ist. Mit anderen Worten: Das Potential an der Verzweigung zwischen den Widerständen R, und R₂ ist auf die Basisvorspannung für die Transistoren Q₆ und Q₁₃ eingestellt, während das Potential an der Verzweigung zwischen den Widerständen A_s und Ri) als Basisvorspannung für den Transistors Q₈ ausgelegt ist. Die Transistoren Q₅ und Q₆ bilden einen ersten Differenzverstärker A, während die Transistören Q₇ und Q₈ einen zweiten Differenzverstärker B und die Transistoren Q₁₂ und Q₁₃ einen dritten Differenzverstärker C bilden.

Der Bezugsimpuls ei wird über den Transistor Q₂ und den Widerstand A₄ an die Basis des Transistors Q₅ des

is ersten Differenzverstärkers A und außerdem an die Basis des Transistors Q₁₂ des dritten Differenzversiärkers C angelegt. Der Vergleichssignalimpuls e₂ wird über den Transistor Q₃ und den Widerstand R ₆ der Basis des Transistors Q₇ des zweiten Differenzverstärkers B aufgeprägt. Die Transistoren Q₅ und Q₆ sind mit ihren Emittern gemeinsam an den Kollektor eines Transistors Q₉ angeschlossen, der eine Stromquelle bildet. Der Emitter des Transistors Q₉ liegt über einem Widerstand A₁₂ an der Bezugspotentialklemme. Die erste Gleichstrom-Vorspannungsquelle E\ ist mit dem Kollektor des Transistors Q₅ verbunden. Die Emitter der Transistoren Q₇ und Q₈ sind mit dem Kollektor des Transistors Q₆ zusammengeschaltet. Die erste Vorspannungsquelle ist dabei unmittelbar mit dem Kollektor des Transistors Q₇ und außerdem über einen Widerstand R11 mit dem Kollektor des Transistors Q₈ verbunden. Der Kollektor des Transistors Q₈ ist außerdem an die Basis eines Transistors Q₁₀ angeschlossen, der einen Bauteil des Puffers 24 bildet.

Der erste Differenzverstärker A aus den Transistoren Q₅ und Q₆ sowie der zweite Differenzverstärker B aus den Transistoren Q₇ und Q₈ bilden den Phasendetektor 23.
An den Kollektor des Transistors Q₁₀ des Puffers 24 ist die erste Gleichstrom-Vorspannungsquelle E₁ angeschlossen, während sein Emitter mit dem Kollektor eines Transistors Q₁₁ verbunden ist. Der Emitter des eine Konstantstromquelle bildenden Transistors Q₁₁ ist mit der Bezugspotentialklemme verbunden. Der Emitter des Transistors Q₁₀ ist an die Ausgangsklemme des Puffers 24 und außerdem über einen Widerstand R _!4 an die Basis eines Transistors Q₁₄ angeschlossen.

Die Transistoren Q_H, Q₁₂ und Q₁₃ bilden die Torsteuerschaltung. Der Kollektor des Transistors Q,₂ ist

so dabei mit der Basis des Transistors Q₁₄ verbunden, dessen Emitter an den Kollektor des Transistors Qi₃ angeschlossen ist Die erste Vorspannungsquelie C₁ liegt am Kollektor des Transistors Q₁₄. Die Emitter der Transistoren Q₁₂ und Q₁₃ sind gemeinsam mit dem Kollektor eines Transistors Q₁₅ verbunden, der eine Konstantstromquelle bildet Der Emitter des Transistors Q₎₅ ist über einen Widerstand A₁₅ an die Bezugspotentialquelle angeschlossen. Der Emitter des Transistors Qi₄ ist mit dem Filter 26 verbunden.

Eine Reihenschaltung aus einem Widerstand .A₁₆, einer Diode D₂ und einem Widerstand A_n stellt die Basisvorspannung für die Konstantstromquellen-Transistoren Q₉, Q_n und Qi₅ ein. Die Diode D₂ dient dabei zur Vorspannungseinstellung und zur Temperaturkompensation. Der Strom über die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors Q₉ ist auf eine dem Strom über die Diode D₂ entsprechende Größe eingestellt Mit anderen Worten: Der durch den Transistor Q₉ und den

Widerstand R_n gebildete Stromplad sowie der durch den Widerstand R_]b, die Diode D₂ und den Widerstand HI₇ gebildete Strompfad bilden eine Stromspiegelschaltung.

Im folgenden ist die Arbeitsweise des Phasendetektors 23, des Puffers 24 und der Torsteuerschaltung 25 mit dem beschriebenen Aufbau erläutert. Hierbei sei vorausgesetzt, daß der Bezugssignalimpuls ei und der Vergleichssignalimpuls e₂ auf die in Fig. 3 bei (a) und (b) angegebene Weise aufeinander bezogen sind. Wenn der Bezugssignalimpuls e, auf einen hohen Pegel übergeht, fallt das Kollektorpotential am Transistor Q₁ ab. Demzufolge geht das an die Basiselektroden der Transistoren Q₅ und Q,2 angelegte Signal gemäß Fig. 3 (c)auf einen niedrigen Pegel über. Wenn der Vergleichssi- !5 gnalimpuls e₂ auf einen hohen Pegel übergeht, verringert sich das Kollektorpotential des Transistors Q₃. Demzufolge geht das Signal an der Basis des Transistors Q₈ auf einen niedrigen Pegel über (vgl. F i g. 3 (d)). Während einer Zeitspanne t gemäß Fig. 3 (e) sind beide Transistoren Q₆ und Q₈ durchgeschaltet. Während dieser Periode t liegt an der Basis des Transistors Q₁₀ ein in Fig. 3 (e) dargestellter Impuls an. Der über den Transistor Q₁₀ fließende Strom wird durch den Impuls gemäß Fig. 3 (e) gesteuert.

Wenn der Bezugssignalimpuls e, auf einen hohen Pegel übergeht, sperrt der Transistor Q₁₂, während der Transistor Q_n getriggert wird bzw. durchschaltet. Während sich der Bezugssignalimpuls e·, auf dem niedrigen Pegel befindet, ist der Transistor Q,₂ durchgeschaltet, und der Transistor Q₁₃ sperrt. Das Basispotential des Transistors Q₁., wird somit bei sperrendem Transistor Q₁₂ erhöht und dann verringert, wenn der über den Transistor Q,_o fließende Strom anschließend gesteuert wird. Das an der Basis des Transistors Q₁₄ liegende Signal besitzt somit die Wellenform gemäß Fig. 3 (0, während am Emitter des Transistors Q_M ein Signal gemäß Fig. 3 (g) auftritt. Mit anderen Worten: Die Stromstrecke zwischen der Phasenmeßimpuls-Eingangsklemme und der Ausgangsklemme ist leitfähig, während sich der Bezugsimpuls ^₁ auf dem hohen Pegel befindet, wobei während dieser Periode das Tastverhältnis des Ausgangsimpulses gesetzt oder bestimmt wird. Wenn der Bezugsimpuls und der Vergleichsimpuls gleichzeitig auf einen hohen Pegel übergehen, kann ein Phasenmeßimpuls erhalten werden, wobei eine Impulsbreite dieses Phasenmeßimpulses zwischen dem Bezugsimpuls und dem Vergleichsimpuls zum Kollektor des Transistors Q₈ proportioniert. Das Ausgangssignal des Filters 26 (Fig. 3 (h)) kann somit als Spannung so benutzt werden, weiche dem Phasenunterschied zwischen dem Bezugs- und dem Vergleichsimpuls entspricht.

Der im automatischen Frequenzregel-Phasendetektor 26 über den Emitter des Transistors Q₉ fließende Strom / läßt sich wie folgt ausdrücken:

R\b + ^ 17

Darin bedeuten:
V_F

(D

60

Vorwärts- bzw. Durchlaßspannung über die Diode D₂,

R_n = Widerstandswert des Widerstands R_n, R it ⁼ Widerstandswert des Widerstands A₁₆,
Rn = Widerstandswert des Widerstands R _n,

Dies bedeutet, daß die durch den Widerstand R _u„ die Diode D₂ und den Widerstand R_n gebildete Stromstrecke sowie die durch den Transistor Q₉ und den Widerstand R ₁₂ gebildete Stromstrecke eine Stromspiegelschaltung bilden.

Die Ansprechempfindlichkeit μ des Phasendetektors 26 bestimmt sich wie folgt:

μ =

All .E_x-V_f

(V/s)

unter der Voraussetzung, daß r, S r₂ gilt, mit η = Impulsbreite des Bezugsimpulses e, und T₂ = Impulsbreite des Vergleichsimpulses e₂.

Wie sich aus obiger Gleichung ergibt, bestimmt sich die Ansprechempfindlichkeit des Phasendetektors durch das Widerstandsverhältnis

Rn . R]\ R]b + ^₁₇ A₁₂

Da die Widerstände A₁₁, R_n, R₁₆, R_n usw. in einem integrierten Halbleiterschaltkreis als verteilte Widerstände realisiert werden, kann der Fehler des genannten Widerstandsverhältnisses

R\6 ^ Rn R]2

innerhalb von 3% gehalten werden.

Infolgedessen läßt sich eine ausreichend hohe Präzision der Ansprechempfindlichkeit erzielen. Gemäß Gleichung (2) kann außerdem eine zufriedenstellende Linearität der Ansprechempfindlichkeit erreicht werden.

In Gleichung (2) ist nur der Faktor V_F temperaturabhängig. Wenn die Schaltungskonstanten so gewählt werden, daß E] > Vf und R₁₆ > R_n gilt, kann μ folgender Beziehung angenähert werden:

R16

Ä1L R]₂

In diesem Fall haben Temperaturänderungen praktisch keinen Einfluß auf die Ansprechempfindlichkeit.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims (1)

1. Patentanspruch:

   Phasendetektorschaltung für eine Farbsignalverarbeitungsschaltung, mit einem als Multiplizierer aufgebauten, aus einem ersten (Q₅, Q₆) und einem zweiten (Q₇, Q₈) Differenzverstärker bestehenden Phasendetektor, zum Multiplizieren eines Bezugssignals (e 1) einer ersten Signalquelle mit einem Vergleichssignal {el), von dem Proben entnommen werden und welches aus einer zweiten Signalquelle geliefert wird, um ein die Phasendifferenz zwischen dem Bezugssignai und dem Vergleichssignal wiedergebendes Differenzsignal zu bilden, mit einem das Differenzsignal empfangenden Trennverstärker (Qi₀), dem eine Torsteuerschaltung und ein das Ausgangssignal der Torsteuersshaltung (25) empfangendes Filter (2f) nachgeschaltet sind, dadurch gekennzeichnet, daß die Torsteuerschaltung (25) das vom Multiplizierer (Q₅ bis Q₈) gelieferte Differenzsignal gesteuert durch das Bezugssignal tastet.

   Die Erfindung betrifft eine Phasendetektorschaltung nach dem Oberbegriff des Patentanspruches.

   Bei der Aufzeichnung von NTSC-Video- bzw. -Fernsehsignalen auf einem Magnetband mittels eines Videobandgeräts werden das Leuchtdichte- und das Farbartsignal von dem aufzuzeichnenden Videosignal getrennt. Das Leuchtdichtesignal erfährt eine Frequenzmodulation in einem Frequenzmodulator, während das Farbartsignal in einer Farbsignal-Verarbeitungsschaltung in ein Signal mit Niedrigfrequenz-Hilfsträgerwelle umgesetzt wird. Das frequenzmodulierte Leuchtdichtesignal und das umgesetzte Farbartsignal werden in einem Mischkreis miteinander kombiniert, und das resultierende Signal wird mittels eines Macnetkopfes auf einem Magnetband aufgezeichnet. In der Farbsignal-Verarbeitungsschaltung wird die Hilfsträgerfrequenz des Farbartsignals von /„ = 3,58 MHz auf

   integrierende Schaltung zum Integrieren des Frequenzteiler-Ausgangssignals zwecks Bildung eines Sägezahnwellensignals und einen AFR-Detektor, an den das Sägezahnwellensignal als Vergleichssignalimpuls und

   s das Horizontalsynchronsignal als Bezugssignalimpuls angekoppelt werden. Der AFR-Detektor liefert ein Aus- «angssignal, dessen Spannung dem Phasenunterschied zwischen dem Sägezahnwellensignal und dem Horizontalsynchronsignal entspricht und welches an eine Frequenzregelklemme des spannungsgesteuerten Oszillators angelegt wird. Das Ausgangssignal dieses Oszillators ist damit bezüglich der Frequenz mit dem Horizontalsynchronsignal synchronisiert. Die beschriebene Schaltung wird als AFR- bzw. AFN-Schleife bezeichnet.

   Bei der beschriebenen AFR-Schleife ist es wesentlich, daß das von der integrierenden Schaltung gelieferte Sägezahnwellensignal konstante Schrägflanken besitzt, d. h. daß die Schrägflanken dieses Signals eine gute Linearität besitzen. Die Eigenschaften von in der integrierenden Schaltung verwendeten Widerständen und Kondensatoren hängen jedoch empfindlich von Temperaturänderungen ab, so daß die Flankenabschnitte des Sägezahnwellensignals Schwankungen unterworfen sind.

   Das Sägezahnwellen-Ausgangssignal der integrierenden Schaltung bestimmt sich als Funktion A₀, die sich durch folgende Gleichung ausdrücken läßt: