-
Phasendet ektorschaltung
-
Die Erfindung betrifft eine Phasendetektorschaltung, wie sie beispielsweise
für Farbsignal-Verarbeitungsschaltungen von Video(magnet)bandgeräten u.dgl. verwendet
wird.
-
Bei der Aufzeichnung von NESC-Video- bzw. -Fernsehsignalen auf einem
Magnetband mittels eines Videobandgeräts werden das Leuchtdichte- und das Farbartsignal
von dem aufzuzeichnenden Videosignal getrennt. Das Leuchtdichtesignal erfährt eine
Frequenzmodulation in einem Frequenzmodulator, während das Farbarteignal in einer
Farbsignal-Verarbeitungsschaltung in ein Signal mit Niedrigfrequenz-Hilfsträger(welle)
umgesetzt wird. Das frequenzmodulierte Leuchtdichtesignal und das umgesetzte Farbartsignal
werden in einem Mischkreis miteinander kombiniert, und das resultierende Signal
wird mittels eines Magnetkopfes auf einem Magnetband aufgezeichnet. In er der Farbsignal-Verarbeitungsschaltung
wird die Hilfsträgerfrequenz des Farbartsignals von f50 = 3,58 MHZ auf (44 - 41H
(mit fH = Frequenz des Horizontalsynchronsignals) umgewandelt. Diese Verarbeitungsschaltung
enthält einen Umsetzsignalgenerator zur Umsetzung des ursprünglichen Farbartsignals
in das umgesetzte Farbartsignal. Das Umsetzsignal besitzt eine Frequenz entsprechend
der Summe aus der ursprünglichen Hilfsträgerfrequenz (3,58 MHz) und der umgesetzten
Hilfsträgerfrequenz (688 kHz), und es ist mit dem
Horieontalsynchronsignal
synchronisiert. Das Umsetzeignal wird auch so gesteuert, daß es als Farbsynchronsignal
benutzt werden kann. Eine automatische Frequenzregel- oder AFR-Schaltung synchronisiert
die Umsetzsignalfrequenz (3,58 MHz + 688 kHz ß f50 + H> mit der Frequenz des
Horizontalsynchronsignals. Die AFR-Schaltung enthält einen spannungsgesteuerten
Oszillator (VCC), einen Frequenzteiler zum Teilen der Schwingfrequenz des Oszillatorausgangssignals,
eine integrierende Schaltung zum Integrieren des Frequenzteiler-Ausgangssignals
zwecks Bildung eines Sägezahnwellensignals und einen APR-Detektor, an den das Sägeeahnwellensignal
(als Vergleiehssignalimpuls) und das Horizontalsynchronsignal (als Besugesignalimpuls)
angekoppelt werden. Der AFR-Detektor liefert ein Ausgangssignal, dessen Spannung
dem Phasenunterschied zwischen dem Sägezahnwellensignal und dem Horizofltalsynchronsignal
entspricht und welches an eine Frequenzregelklemme des spannungsgesteuerten Oszillators
angelegt wird. Das Ausgangssignal dieses Oszillators ist damit bezüglich der Frequenz
mit dem Horißontal aynchronsignal synchronisiert.
-
Die beschriebene Schaltung wird als ApR- bzw. AFN-Schleife bezeichnet.
-
Bei der beschriebenen ApR-Schleife ist es wesentlich, daß das von
der integrierenden Schaltung gelieferte Sägezahnwellensignal konstante Schrägflanken
(slant portions) besitzt, d.h. daß die Schrägflanken dieses Signale eine gute Linearität
besitzen. Die Eigenschaften von in der integrierenden Schaltung verwendeten Widerständen
und tondensatoren hängen Jedoch empfindlich von Temperaturänderungen ab, so daß
die Flankenabschnitte des Sägezahnwellensignals Schwankungen unterworfen sind.
-
Das Sägezahnwellen-Ausgangssignal der integrierenden Schaltung
bestimmt
sich als Punktion Ag, die sich durch folgende Gleichung ausdrücken läßt:
In dieser Gleichung bedeuten: E0 =Amplitude des Eingangsimpulses zur integrierenden
Schaltung, t = Zeit in Sekunden und RC = Zeitkonstante der integrierenden Schaltung.
-
Die Neigung oder Steilheit t (slope) des Sägezahnwellensignals entspricht
daher
wobei 0 t( t <Hbedeutet (mit t = Impulsbreite des Eingangsimpulses zur integrierenden
Schaltung). Aus obiger Gleichung ist ersichtlich, daß die Steilheit des Sägezahnwellen-Ausgangssignals
durch temperaturabhängige änderungen der Zeitkonstante beeinflußt wird. Dies bedeutet,
daß ich die Ansprechempfindlichkeit des ABR-Detektorkreises ebenfalls temperaturabhängig
ändert. Bei konstanter Ansprehempfindlichkeit des AFR-Detektorkreises ist eine von
diesem abgegebene Ausgangsspannung einem Phasenunterschied zwischen dem Sägezahnwellensignal
und dem Horizontalsynchronsignal proportional, und sie ändert sich stets linear
mit der Änderung des Phasenunterschieds.
-
Wenn sich beim beschriebenen, bisherigen AFR-Detektorkreis
mit
integrierender Schaltung die Ansprechempfindlichkeit temperaturabhängig ändert,
wird kein genaues Ausgangs signal mehr geliefert. Außerdem sind die Schrägflanken
des Ausgangssignals der bisherigen integrierenden Schaltung unter Verwendung der
Zeitkonstantenschaltung nicht-linear, so daß die Mitnahmefrequenz (draw-in frequency)
und die Haltefrequenz der AFR-Schleife in bezug auf die Mittenfrequenz nicht ausgeglichen
werden können. Wenn weiterhin die AFR-Schleife mit der bisherigen integrierenden
Schaltung als integrierter Schaltkreis auf einem IC-Chip ausgebildet wird, kann
der Kondensator für die Zeitkonstantenschaltung nur in einem externen, vom IC-Chip
getrennten Schaltkreis angeordnet werden, so daß eine entsprechend große Zahl von
Anschlußstiften benötigt wird.
-
Aufgabe der Erfindung ist damit insbesondere die Schaffung einer Phasendetektorschaltung,
welche die ungünstigen Einflüsse von Temperaturänderungen ausschaltet und eine konstante
und stabile Ansprechempfindlichkeit der Phasendifferenzerfassung bei der Erfassung
des Phasenunterschieds zwischen mehreren Signalen gewährleistet und bei welcher
zudem im Pall ihrer Realisierung als integrierter Schaltkreis die Zahl der erforderlichen
Anschlußstifte verringert ist.
-
Diese Aufgabe wird bei einer Phasendetektorschaltung der angegebenen
Art erfindungsgemäß gelöst durch einen Phasendetektor mit einem ersten und einem
zweiten Differentialverstärker, wobei ein Bezugssignalimpuls und ein Vergleichssignalimpuls
an erste Eingangsklemmen des ersten bzw. zweiten Differentialverstärkers anlegbar
sind und voreingestellte (preset) Vorspannungen von einer ersten und einer zweiten
Gleichstrom-Vorapannungsquelle zweiten Eingangsklemmen des ersten bzw. zweiten Differentialverstärkers
aufprägbar sind und wobei der zweite Differentialverstärker an einer
Ausgangsklemme
einen Phasendetektor- bzw. -meßimpuls mit einer Impulsbreite abgibt, die dem Phasenunterschied
zwischen Bezugs- und Vergleichsimpuls proportional ist, durch einen an die Ausgangsklemme
des zweiten Differentialverstärkere angeschlossenen Pufferkreis zum Ausziehen bzw.
Abtrennen des Phasenmeßausgangsimpulses, durch eine mit einer Ausgangsklemme des
Pufferkreises verbundene Torschaltung, wobei eine Stromstrecke des Pufferkreises
zwischen einer Phasenmeßimpuls-Eingangsklemme und einer Ausgangsklemme durch den
Bezugssignalimpuls zum Durchschalten oder Sperren steuerbar ist und wobei der Pufferkreis
bei durchgeschalteter Stromstrecke einen Ausgangsimpuls liefert, dessen Tastverhältnis
(pulse duty) entsprechend der Impulsbreite des Phasenmeßimpulses variiert, und durch
ein Filter zur Abnahme des Ausgangsrignals der Torschaltung.
-
Im folgenden ist eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung anhand
der beigefügten Zeichnung näher erläutert. Es zeigen: Fig. 1 ein Blockschaltbild
einer Farbsignal-Verarbeitungsschaltung, auf welche die Erfindung anwendbar ist,
Fig. 2 ein Schaltbild einer Phasendetektorschaltung gemäß der Erfindung und Fig.
3 ein Wellenformdiagramm zur Veranschaulichung der Signalwellenformen an verschiedenen
Teilen der Schaltung nach Fig. 2.
-
Fig. 1 zeigt eine Farbsignal-Verarbeitungsschaltung für ein Video(magnet)bandgerät
(VTR), speziell eine Schaltung für die Aufnahmebetriebsart. Das vom Videosignal
getrennte Farbsignal (mit einem Hilfsträger einer Frequenz von 3s58 MHz) wird über
eine Eingangsklemme 1 an eine erste
Eingangsklemme eines ersten
Gegentakt-Modulators 12 angelegt und dann auf noch zu beschreibende Weise in ein
umgesetetes Niederfrequenz-Farbsignal umgewandelt, das durch ein Filter 13 zu einer
Ausgangsklemme 14 ausgefiltert wird.
-
Das ursprüngliche Farbsignal wird auch einem automatischen Phasenregel-Detektor
(APC) 15 eingegeben, der einen Teil der automatischen Phasenregel- bzw. APC-Schleife
bildet. Im Detektor 15 wird das im ursprünglichen Farbsignal enthaltene Farbsynchronsignal
pliasenmäßig mit dem Ausgangs signal (von 3,58 MHz) eines ersten spannungsgesteuerten
Oszillators 18 während der Auftastperiode (gating period) entsprechend dem Farbsynchronimpuls
verglichen. Die resultierende Spannung, die dem Phasenunterschied zwischen dem Farbsynchronsignal
und dem Ausgangesignal des ersten spannungsgesteuerten Oszillators 18 entspricht,
wird durch eine nachgeschaltete Abtast-Ilalteschaltung 16 unter der Steuerung des
Farbsynchron-Auftast- bzw. -Torsteuerimpulses abgetastet und gehalten. Die Ausgangsspannung
der Abtast-Xalteeehaltung 16 wird über ein Tiefpaßfilter 17 an eine Schwingfrequenz-Steuerklemme
des ersten Oszillators 18 angekoppelt. Das Ausgangssignal dieses Oszillators 18
ist somit mit dem Farbsynchronsignal phasengekoppelt.
-
Das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators wird auch
einer ersten Eingangsklemme eines zweiten Gegentakt-Modulators 19 aufgeprägt. S
liner zweiten Eingangsklemme dieses zweiten Modulators 19 wird ein Ausgangcsignal
(688 kHz) eines Frequenteilers 29 zugeführt, welcher die Frequenz (2,7 MHz) des
Ausgangssignals des zweiten spannungsgesteuerten Oszillators 27 auf 1/4 teilt.
-
Das Ausgangssignal des zweiten Gegentakt-Modulators 19 besitzt somit
eine Frequenz von 3,58 MHz + 688 kHz oder ungefähr 4,2 MHz. Dieses Ausgangssignal
von 4,2 MHz wird über
ein Filter 20 einer zweiten Eingangsklemme
des ersten Gegentakt-Modulators 12 als Umwandlungs- oder Umsetzsignal aufgeprägt.
Das ursprüngliche Farbsignal wird am ersten Gegentakt-Modulator 12 mit dem Ausgangssignal
bzw. dem Umsetzsignal vom Filter 20 moduliert. Infolgedessen wird ein umgesetztes
Niederfrequenz-Farbsignal an der Ausgangsklemme des ersten Modulators 12 erhalten.
-
Der zweite spannungsgesteuerte Oszillator 27 wird automatisch derart
frequenzgesteuert, daß seine Ausgangsfrequenz (175 x f11 = 27 MHz) mit der Horizontalsynchronsignalfrequenz
(fH) synchronisiert ist.
-
In der Farbsignal-Verarbeitungsanlage für ein Videobandgerät muß die
Frequenz (688 kHe) des umgesetzten Niederfrequenz-Farbsignals mit der Frequenz (fH)
des im Videosignal enthaltenen Horizontalsynchronsignals synchronisiert werden.
Dies beruht darauf, daß Änderungen oder Schwankungen des Rorizontalsynchronsignals
einen Einfluß auf Phasenänderungen des Farbsignals haben. Die betreffende Schaltung
ist so ausgelegt, daß sie eine konstante Beziehung zwischen der Frequenz des umgesetzten
Niederfrequenz-Fartsignals und der Frequenz des Horizontalsynchronsignals aulrecht
erhält.
-
Das Videosignal wird über eine Eingangsklemme 21 einem Synchronseparátor
22 eingegeben, welcher das Horizontalsyrichronsignal vom Videosignal trennt. Das
Horizontalsynchroneignal wird an eine erste Eingangsklemme eines Phasendetektors
23 und auch an eine Torsteuerimpuls-Eingangeklemme einer Torschaltung 25 angelegt,
die beide in einer zweiten ApO-Schleife enthalten sind. An die zweite Eingangsklemme
des Phasendetektors 23 wird das Ausgangssignal (5fH) eines Frequenzteilers 28 angelegt,
welcher die Ausgangsfrequenz (175 x fH = 2,7 MHz) des zweiten spannungsgeeteuerten
Oszillators
27 auf 1/35 teilt.
-
Der Phasendetektor 23 erfaßt den Unterschied zwischen den Phasen des
Borizontalsynchronsignals und des Frequenzteiler-Ausgangssignals unter Lieferung
eines Phasenmeß-Ausgangsimpulses, welcher einer Abweichung vor der Synchronisation
zwischen dem Horizontalsynchronsignal (von fH 15,73 kHz) und dem zu dem Frequenzteiler-Ausgangssignal
(von 5H entspricht. Der Phasendetektor-Ausgangsimpuls wird über einen Puffer 24
der Torschaltung 21 eingegeben. In letzterer wird die Strecke zwischen ihrer Phasenmeßimpuls-Eingangsklemme
und der Ausgangsklemme während der Horizontalsynchronsignalperiode durchgeschaltet,
so daß ein Ausgangsimpuls mit einem Tast.verhkltnis geliefert wird, welches der
Impulsbreite des Phasendetektor- bzw. -meßimpulses proportional ist.
-
Die Erfindung ist nun wirksam auf die Schaltung aus dem Phasendetektor
23> dem Puffer 24 und der Torschaltung 25 gemäß Fig. 1 anwendbar.
-
Fig. 2 veranschaulicht den spezifischen Schaltungsaufbau einer Ausführungsform
der Erfindung. Dabei werden ein Bezugssignalimpuls e1 (z.B. das Horizontalsynchronsignal)
von einer ersten Signal quelle und ein Vergleichssignalimpuls e2 (z.B. ein Frequenzteiler-Ausgangssignal)
von einer zweiten Signalquelle (beispielsweise einem spannungsgesteuerten Oszillator)
verwendet. Die Schaltung gemäß Fig.2 enthält eine erste Gleichstrom-Vorspannungsquelle
E1 und eine zweite Gleichstrom-Vorspannungsquelle E2. Die Spannung der zweiten Vorspannungsquelle
E2 wird an die Basis eines Transistors Q1 angelegt, dessen Kollektor mit der ersten
Gleichstrom-Vorspannungsquelle E1 verbunden ist, während sein Emitter in Reihe mit
Widerständen R1 und R2 an eine Bezugspotentlalklemme angeschlossen ist. Der Emitter
des
Transistors Q1 ist außerdem in Reihe mit Widerständen R3 und R4 mit dem Kollektor
eines Transistors Q2 verbunden, dessen Emitter an die Bezugspotentialklemme angeschlossen
ist, während seiner Basis der genannte Bezugssignalimpuls e1 aufgeprägt wird.
-
Der Vergleichssignalimpuls e2 wird an die Basis eines Transistors
Q3 angelegt. Die erste Vorspannungsquelle E1 ist über Widerstände R5 und R6 an den
Kollektor des Transistors Q3 angeschlossen, wobei dieser Kollektor über einen Widerstand
R7 mit der Basis des Transistors Q4 verbunden ist. Der Emitter des Transistors Q4
ist mit der Bezugspotentialklemme verbunden, und seinem Kollektor wird die Gleiehstrom-Vorspannung
E1 über Widerstände R8 und Rg aufgeprägt. Der Kollektor des Transistors Q4 ist außerdem
über einen Widerstand R10 und eine Diode D1 an die Bezugspotentialklemme angeschlossen.
Die Diode D1 ist eine Temperaturkompensationsdiode.
-
Die Verzweigung zwischen den Widerständen R1 und R2 ist mit den Basiselektroden
der Transistoren Q6 und Q13 verbunden, während die Verzweigung zwischen den Widerständen
R8 und Rg an die Basis eines Transistors Q8 angeschlossen ist. Mit anderen Worten:
das Potential an der Verzweigung zwischen den Widerständen R1 und R2 ist auf die
Basisvorspannung für die Transistoren Q6 und Q13 eingestellt, während das Potential
an der Verzweigung zwischen den Widerständen R8 und Rg als Basisvorspsnnung für
den Transistor Q8 ausgelegt ist. Die Transistoren Q5 und Q6 bilden einen ersten
Differentialverstärker A, während die Transistoren Q7 und Q8 einen zweiten Differentialverstärker
B und die Transistoren Q12 und Q13 einen dritten Differentialverstärker C bilden.
-
Der Bezugsimpuls er wird über den Transistor Q2 und den
Widerstand
R4 an die Basis des Transistors Q5 des ersten lifferentialverstärkers A und außerdem
an die Basis des Transistors Q12 des zweiten Differentialverstärkers C angelegt.
Der Vergleichssignalimpuls e2 wird über den Transistor QX und den Widerstand R6
der Basis des Transistors Q7 des zweiten Differentialverstärkers B aufgeprägt. Die
Transistoren R5 und Q6 sind mit ihren Emittern gemeinsam an den Kollektor eines
Transistors Qg angeschlossen, der eine Stromquelle bildet. Der Emitter des Transistors
Qg liegt über einem Widerstand R12 an der Bezugspotentialklemme. Die erste Gleichstrom-Vorspannungsquelle
E1 ist mit dem Kollektor des Transistors Q5 verbunden. Die Emitter der Transistoren
Q7 und Q8 sind mit dem Kollektor des Transistors Q6 zusammengeschaltet.
-
Die erste Vorspannungsquelle ist dabei unmittelbar mit dem Kollektor
des Transistors Q7 und außerdem über einen Widerstand X11 mit dem Kollektor des
Transistors Q8 verbunden.
-
Der Kollektor des Transistors Q8 ist außerdem an die Basis eines Transistors
Qlo angeschlossen, der einen Bauteil des Puffers 24 bildet.
-
Der erste Differentialverstärker A aus den Transistoren Q5 und Q6
sowie der zweite Differentialverstärker B aus den Transistoren Q7 und Q8 bilden
den Phasendetektor 23.
-
An den Kollektor des Transistors Q1C des Puffers 24 ist die erste
Gleichstrom-Vorspannungsqueile E1 angeschlossen, während sein Emitter mit dem Kollektor
eines Transistors Qil verbunden ist. Der Emitter des eine Konstantstromquelle bildenden
Transistors Q11 ist mit der Bezugspotentialklemme verbunden. Der Emitter des Tran-sistors
Q10 ist an die Ausgangsklemme des Puffers 24 und außerdem über einen Widerstand
R14 an die Basis eines Transistors Q14 angeschlossen.
-
Die Transistoren Q14, Q12 und Q13 bilden die Torschaltung.
-
Der Kollektor des Transistors Q12 ist dabei mit der Basis
des
Transistors Q14 verbunden, dessen Emitter an den Kollektor des Transistors Q13 angeschlossen
ist. Die erste Vorspannungsquelle E1 liegt am Kollektor des Transistors Q14. Die
Emitter der Transistoren Q12 und Q13 sind gemeinsam mit dem Kollektor eines Transistors
Q15 verbunden, der eine Konstantstromquelle bildet. Der Emitter des Transistors
Q15 ist über einen Widerstand R15 an die Bezugspotentialklemme angeschlossen. Der
Emitter des Transistors Q14 ist mit dem Filter 26 verbunden.
-
Eine Reihenschaltung aus einem Widerstand R16, einer Diode D2 und
einem Widerstand R17 stellt die Basisvorspannung für die Kons.tantstromquellen-Transistoren
Qgs Q11 und Q15 ein. Die Diode D2 dient dabei zur Vorspannungseinstellung und zur
Temperaturkompensation. Der Strom über die Eollektor-Emitterstrecke des Transistors
Q9 ist auf eine dem Strom über die Diode D2 entsprechende Größe eingestellt.
-
Mit anderen Worten: der durch den Transistor Q9 und den Widerstand
R12 gebildete Strompfad sowie der durch den Widerstand R16, die Diode D2 und den
Widerstand R17 gebildete Strompfad bilden eine Stromspiegelschaltung.
-
Im folgenden ist die Arbeitsweise des Phasendetektors 2, des Puffers
24 und der Torschaltung 25 mit dem beschriebenen Aufbau erläutert. Hierbei sei vorausgesetzt,
daß der Bezugssignalimpuls e1 und der Vergleichssignalimpuls e2 auf die in Fig.
3 bei (a) und (b) angegebene Weise aufeinander bezogen sind. Wenn der Bezugssignalimpuls
e1 wif einen hohen Pegel übergeht, fällt das Kollektorpotential am Transistor Q2
ab (is reduced). Demzufolge geht das an die Basiselektroden der Transistoren Q5
und Q12 angelegte Signal gemäß Fig. 3(c) auf einen niedrigen Pegel über. Wenn der
Vergleichssignalimpuls e2 auf einen hohen Pegel übergeht, verringert sich das Kollektorpotential
des Transistors Q3. Demzufolge geht das Signal an der Basis des
Transistors
Q8 auf einen niedrigen Pegel über (vgl. Fig. 3 (d)). Während einer Zeitspanne t
gemäß Fig. 3 (e) sind beide Transistoren Q6 und Q8 durchgeschaltet. Während dieser
Periode t liegt an der Basis des Transistors Q10 ein in Fig. 3(e) dargestellter
Impuls an. Der über den Transistor Q10 fließende Strom wird durch den Impuls gemäß
Fig. 3(e) gesteuert.
-
Wenn der Bezugseignalimpule e1 auf einen hohen Pegel übergeht, sperrt
der Transistor Q12 während der Transistor Q13 getriggert wird bzw. durchschaltet.
(Während sich der Bezugssignalimpuls e1 auf dem niedrigen Pegel befindet, ist der
Transistor Q12 durchgeschaltet, und der Transistor Q13 sperrt). Das Basispotential
des Transistors Q14 wird somit bei sperrendem Transistor Q12 erhöht und dann verringert,
wenn der über den Transistor Q10 fließende Strom anschließend gesteuert wird. Das
an der Basis des Transistors Q14 liegende Signal besitzt somit die Wellenform gemäß
Fig. 3(f), während am Emitter des Transistors Q14 ein Signal gemäß Fig. 3(g) auftritt.
Mit anderen Worten: die Stromstrecke zwischen der Phasenmeßimpuls-Eingangsklemme
und der Ausgangsklemme ist leitfähig, während sich der Bezugsimpuls e1 auf dem hohen
Pegel befindet, wobei während dieser Periode das Tastverhältnis des Ausgangsimpulses
gesetzt oder bestimmt wird. Wenn der Bezugsimpuls und der Vergleichsimpuls gleichzeitig
auf einen hohen Pegel übergehen, kann ein Phasenmeßimpuls erhalten werden, wobei
eine Impulsbreite dieses Phasenmeßimpulses zwischen dem Bezugsimpuls und dem Vergleichsimpuls
zum Kollektor des Transistors Qs proportioniert. Das Ausgangssignal des Filters
26 (Fig. 3(h)) kann somit als Spannung benutzt werden, welche dem Phasenunterschied
zwischen dem Bezugs- und dem Vergleichsimpuls entspricht.
-
Der im automatischen Frequenzregel-Phasendetektor 26 über
den
Emitter des Transistors Q9 fließende Strom 1 läßt sich wie folgt ausdrücken:
Darin bedeuten: VF = Vorwärts- bzw. Durchlaßspannung über die Diode 12> R12 =
Widerstandsgrdße des Widerstands R12, R16 = Widerstandsgröße des Widerstands R16,
R17 2 Widerstandsgröße des Widerstands R17.
-
Dies bedeutet, daß die durch den Widerstand R16, die Diode D2 und
den Widerstand R17 gebildete Stromstrecke sowie die durch den Transistor Qg und
den Widerstand R12 gebildete Stromstrecke eine Stromspiegelschaltung bilden.
-
Die Ansprechempfindlichkeit des Phasendetektors 26 bestimmt sich wie
folgt:
unter der Voraussetzung, daß t 2 gilt, worin #1 ~ 1 = 2 Impulsbreite des Bezugsimpulses
e1 und #2 = Impulsbreite des vergleichsimpulses e2.
-
Wie sich aus obiger Gleichung ergibt, bestimmt sich die Ansprechempfindlichkeit
des Phasendetektors durch das Widerstandsverhältnis
Da die Widerstände R11, R12, R16, R17 usw. in einem integrierten Halbleiterschaltkreis
als verteilte Widerstände realisiert werden, kann der Fehler des genannten Widerstandsverhältnisses
innerhalb von 3 % gehalten werden.
-
Infolgedessen läßt sich eine ausreichend hohe Präzision der Ansprechempfindlichkeit
erzielen. Gemäß Gleichung (2) kann außerdem eine zufriedenstellende Linearität der
Ansprechempfindlichkeit erzielt werden.
-
In Gleichung (2) ist nur der Faktor VF temperaturabhängig.
-
Wenn die Schaltungskonstanten so gewählt werden, daß E1 » VF und R16
» R17 gilt, kann p folgendcBeziehung angenähert werden:
In diesem Fall haben Temperaturänderungen praktisch keinen Einfluß auf die Ansprechempfindlichkeit.
Leerseite