DE3031467C2

DE3031467C2 - Bildplattenspieler mit einem Servosystem

Info

Publication number: DE3031467C2
Application number: DE3031467A
Authority: DE
Inventors: Todd J. Christopher; James Albert Indianapolis Ind. Wilber
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1979-08-20
Filing date: 1980-08-20
Publication date: 1982-12-30
Also published as: DE3031467A1; GB2062382A; JPS5644162A; FR2464002B1; US4286282A; IT8024050A0; FR2464002A1; GB2062382B; ATA418580A; JPS6331156B2; KR840000113B1; AT383925B; IT1132347B

Description

einen Sägezahngenerator (V2, R 1, Λ 2, Cl) zur Erzeugung einer Sägezahnspannung; eine Einrichtung (Q 2) zum Zurückstellen des Sägezahngenerators während des ersten Zeitintervalls;

eine auf die Sägezahnspannung ansprechende erste Anordnung (64), die ein Aktivierungssi- so gnal an die Vorladeschaltung (58) legt, wenn die Sägezahnspannung innerhalb eines durch einen ersten und einen zweiten Wert definierten Bereichs liegt;

eine auf die Sägezahnspannung ansprechende zweite Anordnung (62), die ein Aktivierungssignal an den Phasendetektor (50) legt, wenn die Sägezahnspannung innerhalb eines durch den ersten und e>nen dritten Wert definierten Bereichs liegt, wobei der dritte Wert in einem gegebenen Sinn größer als der zweite Wert ist.

4. Bildplattenspieler nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Sägezahngenerator einen integrierenden Kondensator (Ct) zur Integration ^fe5 eines ihm zugeführten Stroms, einer Quelle (R 2) für eine Offsetspannung und eine Anordnung enthält, um die Offsetspannung mit einer am integrierenden Kondensator erzeugten Spannung zu summieren.

5. Bildplattenspieler nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch eine Anordnung (Q 3) zum Begrenzen des Betrags der Sägezahnspannung auf einen vorbestimmten Wert.

Die Erfindung bezieht sich auf Bildplattenspieler mit einem Servosystem gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Ein Bildplattenspieler, der ein videosignalkorrigierendes Servosystem enthält, ist in der US-Patentschrift 39 65 482 beschrieben. Dieser Plattenspieler enthält einen Drehteller zum Drehen einer Bildplatte, einen Abnehmerwandle·- zum Fühlen von Kapazitätsänderungen, die charakteristisch für die auf der Platte aufgezeichnete Information sind. Die Information ist bei diesem Bildplattensystem im sogenannten BSC-Format (»buried subcarrier« format) verschlüsselt, bei welchem der Farbhilfsträger nicht wie beim NTSC-Format am oberen Ende des Leuchtdichtebandes liegt, sondern innerhalb des Leuchtdichtesignalspektrums »eingebettet« ist. Der erwähnte Plattenspieler enthält einen Oszillator, der auf die abgefühlten Kapazitätsschwankungen anspricht, um ein frequenzmoduliertes Ausgangisigna! (FM-Signal) zu erzeugen. Das FM-Signal wird dann zum Erhalt eines Videosignalgemischs demoduliert, welches dann mittels eines Video-Umsetzers aus dem BSC-Format in ein NTSC-Format umgesetzt wird.

Ein vorteilhaftes Merkmal des vorstehend beschriebenen Plattenspielers besteht darin, daß Fehler in der Relativgeschwindigkeit zwischen Platte und Abnehmer und Fehler in der Farbartfrequenz mit Hilfe eines einzigen Servosystems korrigiert werden, das zwei Schleifen aufweist. Das Servosystem enthält einen getasttten Farbburst-Detektor, der ein zusammengesetztes oder kombiniertes Fehlersignal erzeugt, welches charakteristisch ist für Phasen- und Frequenzabwei- * chungen zwischen dem Ausgangssignal eines kristallgesteuerten NTSC-Bezugsfrequenzoszillators und der Farbsynchronkomponente (Farbburst) des von einem Video-Umsetzer gelieferten Farbart-Ausgangssignals. Ein Filter trennt das kombinierte Fehlersignal in zwei Teilfehlersignale. Eines der Teilfehlersignale wird einem die Tangentialposition der Abtastnadel steuernden Wandler (bekannt als »Armstrecker«) angelegt, um eine Haupt-Rückkopplungsschleife zu bilden, welche Fehler in der Relativgeschwindigkeit zwischen der Abtastnadel und der Oberfläche der Platte ausregelt. Auf diese Weise werden Frequenzfehler sowohl in der Farbartals auch in der Leuchtdichtekomponente des ausgangsseitigen Videosignalgemischs (die z. B. von einer Verziehung oder einer Exzentrizität der Platte herrühren) minimalisiert. Der andere Teil des kombinierten Fehlersignals wird einem spannungsgesteuerten Oszillator angelegt, der Bestandteil einer Überlagerungsschal· tung im Video-Umsetzer ist. Die damit gebildete Neben-Rückkopplungsschleife (die innerhalb der Haupt-Rückkopplungsschleife eingeschachtelt ist) regelt Phasen- und Frequenzfehler in der Farbartkomponente des ausgangsseitigen Videosignalsgemischs aus.

Bei Plattenspielern des in der vorstehend erwähnten US-Patentschrift beschriebenen allgemeinen Typs ist es wünschenswert, die Erfassungszeit der Servoschleife minimal zu machen, damit der Benutzer nach dem

Einschalten der »Abspiel«-Betriebsart des Plattenspielers nur eine minimale Zeitspanne zu warten braucht, bis ein zufriedenstellendes BNd auf einem zugehörigen Fernsehmonitor erscheint Die Erfassungszeit ist auch während des Normaibetriebs des Plattenspielers wichtig, weil die Servoschleife (d. h. diejenige Schleife, die mit dem Farbburstsignal phasensynchronisiert wird) der Gefahr zwischenzeitlicher Verluste der Synchronisierung unterliegt, z. B. infolge von Plattendefekten. Ein vorübergehender Verlust der Synchronisierung kann auch dann eintreten, wenn der Benutzer den Plattenspieler im sogenannten »Suchlauf« betreibt, um eine bestimmte Stelle auf der Platte aufzusuchen.

Wie allgemein bekannt hängt die Erfassungs- oder Stabilisierungszeit des Servosystems von den Filterzeitkonstanten der Schleife ab. Auf den ersten Blick erscheint es daher logisch, zur Verminderung der Erfassungszeit der Servoschleife einfach die Filterzeitkonstanten der Schleife kleiner zu machen. Diese Lösung ist jedoch dann nicht praktikabel, wenn die Zeitkonstanten der Servoschleife zur optimalen Anpassung an die Kenngrößen der Aufzeichnungsplatte oder an die dynamischen Eigenschaften der mechanischen Systeme des Plattenspielers dimensioniert sind.

Ein anderer Parameter, den man ändern könnte, wäre die Schleifenverstärkung der Servoschleife. Im allgemeinen führt eine Erhöhung der Schleifenverstärkung zu einer Abnahme der Erfassungszeit, jedoch wird hier bald eine Grenze erreicht, wo Probleme mit der Schleifenstabilität auftreten (bei hohen Schleifenverstärkungen ist im allgemeinen die Gefahr von Schwingungen oder übermäßigen Regelschwankungen größer als bei niedrigeren Schleifenverstärkungen).

Eine auf den ersten Blick geeignet erscheinende Lösung des Problems der Erfassungszeit könnte darin bestehen, das Servosystem so »vorzuspannen« daß es sich im Falle eines Verlustes der Phasensynchronisation selbst »rückzentriert« (d. h. einen einem Fehler von Null entsprechenden Zustand innerhalb des Zentrums seines normalen Betriebsbereichs einnimmt), was eine optimale Ausgangsbedingung für die Wiedererfassung darstellt. Bei dem Plattenspieler nach der obenerwähnten US-Patentschrift könnte dies z. B. dadurch erreicht werden, daß man einen Widerstand zwischen den Ausgang des getasteten Farbburst-Phasendetektors und eine Quelle für eine Bezugsspannung schaltet, die der Servo-Steuerspannung für den Zustand »kein Fehler« entspricht. Ein Problem bei dieser Lösung besteht jedoch darin, daß die sich durch den Widerstand ergebende Belastung die Schleifenverstärkung vermindern könnte. Ein ernsteres Problem ist aber, daß der Widerstand unter bestimmten Bedingungen einen Verlust der Phasensynchronisierung bewirken kann, indem er einen Entladeweg für den Haltekondensator bildet, der die Fehlerspannung des Servosystems, d. Ji. die Ausgangsspannung des getasteten Burst-Phasendetektors während der Intervalle zwischen den Farbburst speichert.

Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, einen Bildplattenspieler mit einem videosignalkorrigierenden Servosystem so auszulegen, daß die Stabilisierungszeit des Servosystems wesentlich verringert wird, andererseits aber die vorstehend genannten Probleme der Reduzierung der Schleifenverstärkung und Störungen des Normalbetriebs des Servosystems vermieden werden.

Diese Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.

Bei einer besonderen Ausführungsform der Erfindung erfolgt die periodische Vorspannung durch eine Vorladeschaltung, die bei Aktivierung den Kondensator auf einen vorbestimmten Spannungswert auflädt, und eine Zeitschaltung, weiche den Phasendetektor und die Vorladeschaltung während eines ersten Zeitintervalls aktiviert und welche während eines zweiten Zeitintervalls den Phasendetektor aktiviert und die Vorladeschaltung unwirksam macht und welche während eines dritten Zeitintervalls den Phasendelektor und die Vorladeschaltung unwirksam macht

Eine Ausgestaltung der Erfindung zeichnet sich dadurch aus, daß das erste und das zweite Zeitintervall durch Auswahl derjenigen Parameter eingestellt werden, die einen Offsetspannungspegel und die Integrationssteilheit eines Integrators in der Zeitspannung bestimmen.

Die Erfindung wird nachstehend an einem Ausführungsbeispiel anhand von Zeichnungen näher erläutert. F i g. t zeigt teilweise in Blockform und teilweise im Detail einen erfindungsgemäß ausgelegten Bildplattenspieler;

Fig.2 zeigt den zeitlichen Verlauf verschiedener Signale im Plattenspieler nach F i g. 1.

Der in Fi g. 1 dargestellte Bildplattenspieler hat einen Drehteller 10 zum Drehen einer Bildplatte 12 und einen Abnehmerwandler 14, mit dessen Hilfe Informationssignale von der Platte wiedergewonnen werden. Als Beispiel sei angenommen, daß der Plattenspieler zum Abspielen von Platten ausgelegt ist, auf welchen die Information in Form topologischer Änderungen gespeichert ist und durch Fühlen von Kapazitätsänderungen zwischen dem Abnehmerwandler 14 und der Platte 12 wiedergewonnen wird. Das Ausgangssignal des Wandiers 14 wirkt auf den Eingang einer Umwandlerschaltung 16 gegeben, die einen Kapazitäts/Spannungs-Umwandler enthält, der auf Kapazitätsänderungen zwischen einer im Wandler 14 sitzenden Abtastnadel und der abgespielten Ausgangssignalspannung (FM-Ausgangssignal) zu erzeugen, das für die aufgezeichnete Information charakteristisch ist. Solche Aufzeichnungsplatten und geeignete Schaltungen zur Durchführung der Kapazitäts/Spannungs-Umwandlung sind allgemein bekannt und z. B. in den US-Patentschriften 37 83 196. 39 72 064 und 37 11 641 beschrieben.

Ein Video-FM-Demodulator 18 gewinnt aus dem von der Abnehmerschaltung 16 erzeugten FM-Signal ein Videoausgangssignal. Zur Erläuterung bestimmter Merkmale der Erfindung sei angenommen, daß die auf '° der Platte aufgezeichneten Videosignale im weiter oben erwähnten BSC-Format und nicht im herkömmlichen NTSC-Format verschlüsselt sind. Bekanntlich (vgl. z. B. die US-Patentschrift 38 72 498) wird beim BSC-Format die Farbartinformation durch einen Farbhilfsträger in ähnlicher Weise wie beim bekannten NTSC-Format dargestellt Anders als beim NTSC-Format liegt jedoch die Farbartkomponente im BSC-Format nicht am oberen Ende des Leuchtdichtesignalbandes, sondern ist in einem frequenzmäßig tieferliegenden Teil des Videobandes eingebettet. So liegt bei einer beispielhaften Ausführungsform die Frequenz des Farbhilfsträgers in der Nähe von 1,53 MHz, wobei sich die Seitenbänder des Farbhilfsträgers über ±500 KHz beidseitig dieser Trägerfrequenz erstrecken, während das Leuchtdichtesignalband bis weit oberhalb der höchsten Seitenbandfrequenz des Farbhilfsträgers reicht (z. B. bis 3 MHz).

Der FM-Demodulator 18 kann z. B. ein mit Impulszählung arbeitender Typ oder ein mit phasensynchroni-

sierter Schleife (PLL) arbeitender Typ sein. Ein geeigneter FM-Demodulator mit Impulszählung ist in der US-Patentschrift 40 38 686 beschrieben. Ein FM-Demodulator mit phasensynchronisierter Schleife ist in der US-Patentschrift 42 03 134 offenbart.

Das vom FM-Demodulator 18 erzeugte Videosignalgemisch wird durch einen Video-Umsetzer 20 (in F i g. 1 gestrichelt eingerahmt) aus dem BSC-Format in ein NTSC-Format umgesetzt. Das BSC-Videosignal gelangt zum Eingang einer Verzögerungsleitung 22 und wird dann mit dem Ausgangssignal dieser Verzögerungsleitung in einer Summierschaltung 24 summiert, um ein Kammfilter zu bilden, das die Leuchtdichtekomponente aus dem Farb-Videosignalgemisch heraustrennt. Die Verzögerungszeit der Verzögerungsleitung 22 ist so gewählt, daß dieser Leuchtdichte-Kammfilter einen Frequenzgang hat, der eine Vielzahl von Durchiaß-rviaxima bei geradzahligen Verfahren der halben nominellen Horizontalzeilenfrequenz aufweist und eine Vielzahl von Sperrstellen (Minima) bei ungeradzahligen Vielfachen der halben nominellen Zeilenfrequenz aufweist. Eine geeignete Verzögerung hierfür ist z. B. die einer Horizontalablenkperiode entsprechende Zeit.

Das Ausgangssignal der Verzögerungsleitung 22 wird in einer Subtrahierschaltung 26 vom BSC-Videosignal subtrahiert, um ein weiteres Kammfilter zu bilden, das die Farbartkomponente des Videosignaigemisches durchläßt. Dieses Farbart-Kammfilter hat einen Frequenzgang, der eine Vielzahl von Durchlaß-Maxima bei ungeradzahligen Vielfachen der halben nominellen Zeilenfrequenz aufweist und eine Vielzahl sperrender Minima bei geradzahligen Vielfachen der halben nominellen Zeilenfrequenz aufweist.

Die Verzögerungsleitung 22 kann eine herkömmliche LC-VerzögerungsIeitung, eine akustische Verzögerungsleitung oder vorzugsweise ein ladungsgekoppeltes Bauelement (CCD-Anordnung) sein, wie es beispielsweise in einem Aufsatz von J. Matob »Charge Coupled Device« beschrieben ist, der in der Januar-Ausgabe 1975 der Zeitschrift Wireless World veröffentlicht wurde, Weitere Vorteile und Beispiele für Kammfilterung und Videoformatumsetzung können den US-Patentschriften 38 72 498, 39 96 610 und 41 95 309 entnommen werden. Da der Frequenzbereich des Leuchtdichtesignals beim BSC-Format im wesentlichen der gleiche ist wie beim NTSC-Format, bleibt zur Erzeugung eines einwandfreien NTSC-Leuchtdichteausgangssignals nur noch übrig, die beim Aufzeichnungsvorgang eingeführte Vorverzerrung zu kompensieren und das Signal um die für Vertikaldetails verantwortliche Information zu vervollständigen. Diese Vervollständigung geschieht dadurch, daß das Ausgangssignal der Summierschaltung 24 über eine Kaskadenschaltung eines Verzögerungselernents 30 und eines Tiefpaßfilters 32 auf einen Eingang einer weiteren Summierschaltung 28 gegeben wird, deren anderer Eingang über ein Tiefpaßfilter 34 das Ausgangssignal der Subtrahierschaltung 26 empfängt Geeignete Kennwerte für die erwähnten koppelnden Bauteile sind eine Verzögerungszeit von etwa 500 Nanosekunden für das Verzögerungselement 30 (zur Kompensation der Laufzeit im Tiefpaßfilter 34), ein Durchlaßbereich von 0-5 MHz für das Tiefpaßfilter 32 und ein Durchlaßbereich von 0—500 KHz für das Tiefpaßfilter 34. Die Kompensation der Vorverzerrung geschieht dadurch, daß das Ausgangssignal der Summierschaltung 28 auf den Eingang einer Nachentzerrungsschaltung 36 gegeben wird, die vorzugsweise eine Übertragungskennlinie hat, welche komplementär zur Übertragungskennlinie der beim Aufzeichnungsvorgang, verwendeten Vorverzerrungsschaltung ist.

Das Ausgangssignal der Subtrahierschaltung 26 enthält' sowohl niedrigfrequente Information (die vom ^r> Tiefpaßfilter 34 durchgelassen wurde, um wie erwähnt die Vertikaldetails des Leuchtdichtesignals wieder einzufügen) als auch das Farbartsignal im BSC-Format. Die niedrigfrequente Information wird unterdrückt, indem das Ausgangssignal der Subtrahierschaltung 26

ι» auf den Eingang eines Bandfilters 38 gegeben wird, das vorzugsweise einen Durchlaßbereich von 1 MHz hat, der auf die Nominalfrequenz des BSC-Farbhilfsträgers zentriert ist (1,53 MHz).

Da der Frequenzbereich des Farbartsignals im BSC-Format (zentriert auf nominell 1,53MHz) niedriger liegt als im NTSC-Format (zentriert auf nominell 3,58 MHz) isl eine Aufwärts-Umsetzung des Ausgangssignals des Bandfilters 38 notwendig, bevor die Farbart- und Leuchtdichtesignale zur Bildung eines NTSC-Vi-

2» deosignalgemischs addiert werden (in der Summierschaltung 40). Diese Frequenzumsetzung erfolgt mit Hilfe eines spannungsgesteuerten Oszillators 42, einer Multiplizierschaltung 44 und eines Bandfilters 46. Die Nenn-Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 42 (in der Mitte seines Steuerbereichs) beträgt 5,11 MHz. Somit liefert die Multiplizierschaltung 44, die das vom Ausgang des Bandfilters 38 kommende BSC-Farbartsignal mit dem Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 42 mischt oder multipliziert, Ausgangssignale mit Nominalfrequenzen von 3,58MHz und 6,64MHz. Ein Bandfilter 46 läßt das niedrigfrequente Signal (das der NTSC-Form für das Farbartsignal entspricht) zu einer Summierschaltung 40 durch, wo es mit dem vom Ausgang der Nachentzer-

J5 rungsschaltung 36 kommenden NTSC-Leuchtdichtesignal summiert wird, und als Ausgangssignal des Bildplattenspielers ein Videosignalgemisch im NTSC-Format zu erzeugen.
Die Multiplizierschaltung 44 und das Bandfilter 46 können herkömmlicher Bauart sein. Es ist aber erwünscht, daß der spannungsgesteuerte Oszillator 42 eine hohe Stabilität und die Fähigkeit weiter Frequenzauslenkungen hat. Ein bevorzugter spannungsgesteuerter Oszillator mit einem weiten Auslenkungsbereich ist

4") in der US-Patentschrift 42 86 235 beschrieben.

Die übrigen Elemente der in F i g. 1 dargestellten Anordnung bilden ein videosignalkorrigierendes Servosystem, das vom Plattenspieler erzeugte Fehler im Videosignal erfaßt und Rückkopplungssignale an geeignete Stellen im Plattenspieler liefert, um diese Fehler auszuregeln. Die Fehlererfassung erfolgt mittels eines Phasendetektors 50, der bei Aktivierung durch ein von einer Zeiisteuerschaitung 50 erzeugtes Zeitstcucr- oder Tastsignal die Frequenz und die Phase der Farbsynchronkomponente (Farbburst) des vom Ausgang des Bandfilters 46 kommenden Farbartsignals mit der Frequenz und Phase eines von einem Bezugsoszillators 52 erzeugten NTSC-Bezugsfrequenzsignal (3,579545 MHz) vergleicht und im Falle einer Abweichung eine entsprechende Fehlerspannung an einen Haltekondensator 54 legt Wie weiter unten noch näher erläutert werden wird, speichert der Kondensator 54 die Fehlerspannung während des Intervalls der sogenannten »Aktivabtastung«, das dem Farbtastintervall unmit-

' ^ telbar folgt (und während dessen der Phasendetektor 50 abgeschaltet ist).

Die Fehlerkorrektur geschieht mit Hilfe eines Filters 56, das die vom Phasendetektor 50 erzeugte Fehlerspan-

nung in zwei Teilfehlersignale 51 und 52 umwandelt. Das Teilsignal 51 wird über einen Treiberverstärker 70 einem »Armstreckw-Wandler 72 angelegt, der die Fehler in der Relativgeschwindigkeit zwischen Abtastnadel und Platte korrigiert. Der Wandler 72 ist mechanisch mit dem Abnehmerwandler 14 des Plattenspielers gekoppelt, um die Tangentialposition der Abtastnadel relativ zu der auf der Bildplatte 12 aufgezeichneten Informationsspur zu verstellen. Wenn z. B. die Platte nicht genau rund ist, ändert der Wandler 72 die effektive Länge des Abnehmerarms periodisch mit der Drehung der Platte in solchem Sinne, daß die Exzentrizität der Platte kompensiert wird. Hierzu geeignete Armstreck-Wandler sind z. B. in den US-Patentschriften 38 82 267 und 39 83 318 beschrieben.

Das Teilsignal 52 wird dem spannungsgesteuerten Oszillator 42 im Video-Umsetzer 20 in solchem Sinne zugeführt, daß Frequenz- und Phasenfehler in der Farbartkomponente des ausgangsseitigen NTSC-Videosignalgemisches ausgeregelt werden. Das Teilsignal 52 enthält eine niedrigfrequente Komponente und eine breitbandige Komponente. Die niedrigfrequente Komponente (z. B. niedriger als 1 Hz) korrigiert sehr niedrigfrequente Fehler, wie sie z. B. durch Netzfrequenzschwankungen verursacht werden können, welche die Umlaufgeschwindigkeit des Drehtellers beeinflussen. Die breitbandige Komponente des Teilsignals 52 korrigiert relativ hochfrequente Fehler, die z. B. von ungewollten Änderungen im wiedergewonnenen Videosignal herrüh. en.

Eine geeignete Konstruktion für das Filter 56 ist in der eingangs erwähnten US-Patentschrift 39 65 482 beschrieben. Bei dieser Konstruktion wird das Teilfehlersignal 51 durch Filterung des Ausgangssignals des Phasendetektors mittels eines aktiven Tiefpaßfilters gewonnen, dessen Eckfrequenz gleich der Drehzahl des Drehtellers gewählt ist (z. B. 7,5 Hz für eine Tellerdrehzahl von 450 Umdrehungen je Minute). Das Teilfehlersignal 52 wird erhalten mit Hilfe eines in Kaskade geschalteten passiven Tiefpaßfilters, dessen Eckfrequenz wesentlich niedriger als die Tellerdrehzahl ist (in der erwähnten US-Patentschrift wird für die Eckfrequenz 0,27 Hz vorgeschlagen) und durch Summierung des Ausgangssignals des passiven Filters (d. h. der niedrigfrequenten Komponente von 52) mit einem ungefilterten Signal vom Phasendetektor (d. h. mit der breitbandigen Komponente von 52). Eine bevorzugte Ausführungsform für das Filter 56, bei welcher beide Tiefpaßfilter aktive Filter sind und die eine Schaltungsanordnung zur Erfassung und Unterdrückung vor Einschwingvorgängen oder Übergangserscheinungen enthält, ist in der US-Patentschrift 42 47 866 beschrieben.

Mit dem Haltekondensator 54 ist eine Vorladeschaltung 58 gekoppelt, um den Kondensator 54 auf einen vorbestimmten Spannungspegel vorzuladen. Die Schaltung 58 kann z. B. durch eine Torschaltung oder einen Schalter gebildet sein, der zwischen den Kondensator 58 und eine Quelle für eine Spannung geschaltet ist, die gleich der »Nullfehler«-Spannung des Servosystems ist Mit dem Ausdruck »Nullfehler«-Spannung ist hier derjenige Wert der Spannung am Kondensator 54 gemeint, bei welchem sich der Wandler 72 auf die Mitte seines normalen Betriebsbereichs stellt und bei welchem sich das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 42 auf seine nominelle Mittenfrequenz von 5,11 MHz stellt

Die Zeitsteuerschaltung 60 liefert Tast- oder Aktivierungssignale an den Phasendetektor 50 und an die Vorladeschaltung 58 und ist mit einer Komponente des am Ausgang der Nachentzerrungsschaltung 36 erzeugten NTSC-Leuchtdichtesignals synchronisiert. Die Schaltung 60 enthält einen die Synchronimpulsspitzen fühlenden, in Basisschaltung angeordneten Transistor Qi, der an seinem Emitter das NTSC-Leuchtdichtesignal von der Nachentzerrungsschaltung 36 empfängt und dessen Basis an eine Quelle einer Bezugsspannung Vl angeschlossen ist. Der Kollektor des Transistors Q1 ist über zwei Antisättigungs-Dioden D1 und D 2 mit dem Kollektor bzw. mit der Basis eines Sägezahn-Klemmtransistors Q 2 verbunden, dessen Emitter an festem Potential (Masse) liegt. Die Basis des Transistors Q 2 ist

'^Γ) außerdem über einen Ausschalt-Vorspannungswiderstand R 3 mit Masse verbunden.

Der Kollektor des Transistors Q 2 ist ferner mit einem Eingangs/Ausgangs-Schaltungsknoten A eines Sägezahngenerators verbunden, der einen Sägezahn veränderbarer Steigung und mit veränderbarem Offset erzeugt und aus einem Steigungs-Steuerwiderstand R 1, einem Offset-Steuerwiderstand R2 und einem Integratorkondensator Ci besteht. Der Widerstand Ri liegt zwischen einer Quelle für eine Bezugsspannung V2 und dem Schaltungsknoten A. Der Widerstand R 2 und der Kondensator Cl liegen in Reihe zueinander zwischen dem Schaltungsknoten A und Masse (die Reihenfolge innerhalb der Reihenschaltung kann gewünschtenfalls umgekehrt werden).

Der Eingangs/Ausgangs-Knoten A ist mit dem Emitter eines Sägezahnbegrenzungs-Transistors Q 3 gekoppelt, der als Begrenzer in Basisschaltung betrieben wird, indem seine Basis an eine Bezugsspannung V3 und sein Kollektor an Masse angeschlossen ist. Der

^r> Schaltungsknoten 4 ist ferner mit einem Vergleicher 62 gekoppelt, der ein Aktivierungs- oder Tastsignal an den Phasendetektor 50 Hefen, wenn die Spannung am Schaltungsknoten A niedriger ist als ein am anderen Eingang des Vergleichers liegender Bezugspegel V4.

⁴⁽¹ Die Aktivierung der Vorladeschaltung 58 erfolgt durch einen weiteren Vergleicher 64, der die am Schaltungsknoten A herrschende Spannung mit einem Bezugspegei V5 vergleicht.

Im folgenden sei noch einmal kurz auf die allgemeine

'"' Arbeitsweise des Plattenspielers eingegangen. Wenn eine Platte abgespielt wird, erzeugt der nahe der Oberfläche der Platte befindliche Abnehmerwandler 14 Kapazitätsänderungen, die für die auf der Platte aufgezeichnete Information charakteristisch sind. Diese

'" Änderungen erscheinen als ein mit einem Videosignal im BSC-Format frequenzmodulierter Träger. Die Abnehmerschaltung 16 spricht auf diese Kapazitätsändcrungcr; an und macht daraus ein Ausgangsspannungssignal, das vom FM-Demodulator 18 demoduliert wird,

" um ein BSC-Videosignalgemisch zu erzeugen. Der Video-Umsetzer 20 setzt das BSC-Signal in das NTSC-Format um, wie es weiter oben erläutert wurde. Der Phasendetektor 50, der durch die Zeitsteuerschaltung 60 während des Farbburstintervalls getastet wird,

^o0 erzeugt ein kombiniertes Fehlersignal, das charakteristisch ist für Phasen- und Frequenzabweichungen zwischen dem Ausgang des NTSC-Bezugsoszillators 52 und der Farbburstkomponente das vom Video-Umsetzer erzeugten NTSC-Farbartsignals. Das kombinierte Fehlersignal wird an den Fehlerspannungs-Haltekondensator 54 gelegt, der es während des aktiven Abtastintervalls jeder Horizontalablenkperiode speichert Das Filter 56 trennt das kombinierte Fehlersignal

in zwei Teilsignale 5 1 und S2. Der Armstreck-Wandler 72, der mit dem Abnehmerwandler 14 gekoppelt ist, spricht auf das Teilsignal 51 an und ändert die Position des Abnehmerwandlers 14 im Sinne einer Reduzierung von Geschwindigkeitsfehlern und somit von Fehlern, die sowohl in der Farbart- als auch in der Leuchtdichtekomponente des vom Umsetzer 20 erzeugten Ausgangs-Videosignalgemischs vorkommen. Der spannungsgesteuerte Oszillator 42 im Umsetzer 20 spricht auf das Teilfehlersignal 52 an, um eine weitere Korrektur von Frequenz- und Phasenfeh^ern in der Farbartkomponente des ausgangssei tigen NTSC-Videosignalgemischs zu bewirken.

Einzelheiten der Arbeitsweise des Phasendetektors 50, der Vorladeschaltung 58 und der Zeitsteuerschaltung 60 seien nun anhand der in Fig.2 dargestellten Wellenformen erläutert. Die Wellenform 201 zeigt den typischen Verlauf des ausgangsseitigen NTSC-Videosignalgemischs, wie es am Ausgang der Summierschaltung 40 während einer Horizontalablenkperiode erscheint. Die Wellenform 202 zeigt die Spannung am Schaltungsknoten A. Die Wellenform 203 zeigt das Ausgangssignal des Synchronsignaldetektors (Qi), wobei ein hoher Pegel das Fließen von Kollektorstrom bedeutet. Die Wellenform 204 zeigt das Ausgangssignal des Vergleichers 64 und die Wellenform 205 das Ausgangssignal des Vergleichers 62 (in beiden Signalen bedeutet ein hoher Pegel ein aktivierendes Ausgangssignal und ein niedriger Pegel ein sperrendes Ausgangssignal).

Zu einem Zeitpunkt fi macht der Pegel des Videosignalgemischs (Wellenform 201) einen Sprung von einem Austastpegel zu einem maximalen Pegel, und anschließend (Zeitpunkt (2) springt das Signal in entgegengesetzter Richtung zurück auf den Austastpegel. Das Zeitintervall fi — f2 entspricht dem Intervall der Synchronimpulsspitze des Videosignalgemischs (ungefähr 4,7 Mikrosekunden bei der NTSC-Norm) und wird vom Transistor Q 1 der Synchronimpuls-Abtrennstufe gefühlt, um die Zeitsteuerschaltung 60 zu synchronisieren. Das Fühlen geschieht dadurch, daß für die Bezugsspannung Vl ein Wert gewählt wird, der zwischen dem Austastpegcl und dem maximalen Signalpegel des am Ausgang der Nachentzerrungsschaltung 36 erzeugten NTSC-Leuchtdichtesignal (nicht dargestellt) liegt. Da das Leuchtdichtesignal dem Emitter des Transistors Qi angelegt wird, wird während der ganzen Dauer der Synchronimpuisspitze der Basis-Emitter-Übergang dieses Transistors in Durchlaßrichtung gespannt und damit Kollektorstrom erzeugt, wie es die Wellenform 203 zeigt.

Die Tatsache, daß die Zeitsteuerschaltung durch Fühlen des Intervalls der Synchronimpuisspitze des Leuchtdichtesign?!s und nicht des zusammengesetzten Signalgemischs synchronisiert wird, hat zwei Vorteile: Zum einen wird ein falsches Fühlen bzw. eine falsche Triggerung des Transistors Qi der Synchronimpuls-Abtrennstufe verhindert, und zum anderen entfällt die Notwendigkeit für eine genaue Justierung oder Stabilisierung der Spannung Vl. Zur Veranschaulichung sei angenommen, der Emitter von Q1 wäre mit dem Ausgang der Summierschaltung 40 verbunden. Zur zuverlässigen Erfassung der Synchronimpuisspitze wäre es dann notwendig, für die Spannung Vl einen Pegel zwischen dem Spitzenwert des Farbburstsignals und der Synchronimpuisspitze zu wählen, weil ansonsten der Transistor Q1 während des Farbburstintervalls fälschlich durch das Farbburstsignal getriggert werden könnte (der Spitzenwert des Farbburst hat typischerweise die halbe Höhe der Synchronimpuisspitze). Diese mögliche Schwierigkeit wird dadurch vermieden, daß man für das an dem Emitter des Transistors Qi zu legende Signal die Leuchtdichtekomponente des Videoausgangssignals nimmt, denn im Leuchtdichtesignal ist der Farbburst infolge der Kammfilterung effektiv nicht mehr enthalten.
Ein weiterer Vorteil der hier beschriebenen Synchro-

¹⁽¹ nisierungsschaltung besteht darin, daß sie in integrierter Form hergestellt werden kann. Alles was man dazu benötigt, ist ein geeignet vorgespannter Transistor in Basisschaltung oder irgendein anderer Vergleichertyp. Dies ist im Kontrast mit den Synchronimpuls-Erfassungsschaltungen in Fernsehempfängern zu sehen, die typischerweise eine Schwing- oder Resonanzschaltung enthalten, um zu verhindern, daß der Farbburst die Synchronimpulserfassung stört. Eine solche Lösung hat den Nachteil, daß die Resonanzschaltungen Induktivitäten und Kapazitäten benötigen, also sperrige und teure Elemente, die für den Bau integrierter Schaltungen nicht geeignet sind.

Der Sägezahn-Klemmtransistor Q 2 wird während des Synchronimpulsintervalls ii — /2 durch den vom Transistor Q1 erzeugten Kollektorstrom eingeschaltet und entlädt den Integratorkondensator Ci auf einen Spannungspegel, der ungefähr gleich dem Betrag der an einem Halbleiterübergang abfallenden Spannung ist (V_1x in der Wellenform 202). Dies kommt daher, daß die Antisättigungs-Dioden Dl und D2 das Bestreben haben, die Kollektorspannung und die Basisspanung des Transistors Q 2 einander anzugleichen und dadurch eine Sättigung zu verhindern und die Erholungszeit des Transistors (Ausschaltzeit) zu verkürzen. Dies ist ein

^J5 Merkmal der Erfindung, welches sicherstellt, daß die von der Zeitsteuerschaltung 60 eingestellten Zeitintervalle nicht von der Sättigungs-Speicherzeit des Transistors Q2 abhängen (die Speicherzeit ist ein veränderlicher und praktisch nicht vorhersagbarer Parameter).

Der Widerstand R 3 erfüllt die doppelte Aufgabe, die Verhinderung der Sättigung des Transistors Q 2 zu unterstützen und die Ausschaltzeit des Transistors zu verkürzen. Wie erwähnt haben die Dioden D1 und D 2 das Bestreben, Kollektor- und Basisspannung von Q 2 einander anzugleichen. Diese Angleichung ist exakt, wenn die Dioden eine gleich große Halbleiter-Übergangsfläche haben und den gleichen Strombetrag leiten. Ohne den Widerstand R 3 wäre der Strom in der Diode Dl (nach dem Entladen des Kondensators Cl) höher als der Strom in der Diode D 2, und zwar um einen Faktor, der gleich der Gleichstromverstärkung in Emitterschaltung des Transistors Q 2 ist (Hybridparameter tiFE des Transistors) ist. Man hat also die Wahl zwischen zwei Möglichkeiten, um zu verhindern, daß die

" Kollektorspannung des Transistors Q ί niedriger ist als die Basisspannung. So könnte man z. B. das Verhältnis der Halbleiter-Übergangsflächen der Dioden Dl und D 2 gleich Iife wählen. Dies hat jedoch den Nachteil, daß die eine Diode sehr groß im Vergleich zur anderen

Diode wäre. Die andere, hier gezeigte Möglichkeit besteht darin, einen Widerstand R 3 parallel zum Basis-Emitter-Übergang des Transistors Q 2 zu schalten, der zusätzlichen Strom zur Diode D 2 liefert und damit ein kleineres Verhältnis der Halbleiter-Übertragungsflächen erlaubt (z. B. ein Verhältnis von Eins). Durch den Widerstand R 3 wird ferner die Ausschaltzeit weiter verbessert weil dieser Widerstand eine Sperrvorspannung an die Basis des Transistors Q 2 legt wenn

der Transistor Q 1 ausgeschaltet wird.

Zum Zeitpunkt T₂, wenn die Transistoren Q 1 und Q 2 ausgeschaltet werden, macht die Spannung am Schaltungsknoten A (Wellenform 202) einen Sprung. Die Höhe A Vdieses Sprungs ist eine steuerbare Größe und stellt eine konstante Offsetzspannung dar, die der Spannung des Integratorkondensators hinzuaddiert wird, um eine Sägezahnspannung yzu erzeugen, die sich nach folgender Gleichung berechnen läßt:

y=mX+AV+b
hierin ist

(1)

IO

y die Spannung am Schaltungsknoten A,

m ist die Anderungsgeschwindigkeit der Spannung is am Kondensator CI,

χ ist die Zeit,

b ist die Anfangsspannung am Kondensator C1, und

AV ist die Offsetspannung (Höhe des Spannungssprungs).

Es ist ein Merkmal der Erfindung, daß die Zeitsteuerung der an den Phasendetektor 50 und an die Vorladeschaltung 58 gelegten Signale durch die Wahl der Sägezahnsteilheit m und der Offsetspannung A V gesteuert werden kann und diese Parameter unabhängig voneinander steuerbar sind. Wie weiter unten noch erläutert wird, steuert die Steilheit m die Breite des »Zeitfensters« für die Phasensynchronisierung (Intervall /3— £4), und die Offsetspannung AV steuert die Lage dieses Zeitfensters längs der hinteren Schwarzschulter (h— is) des Horizontalsynchronsignals.

Im einzelnen wird zum Zeitpunkt fc, wenn sich die Transistoren Q1 und Q 2 ausschalten, der Kondensator Cl auf einen Spannungspegel von V^ Volt aufgeladen (Ausdruck b in der Gleichung 1). Die Spannung am Kondensator Cl beginnt dann sofort, sich mit einer Anfangsgeschwindigkeit m zu ändern, die proportional den Kapazitätswert des Kondensators C1 und dem in den Kondensator gesendeten Ladestrom ist Indem man to den Wert des Widerstandes R 1 sehr viel größer als den Wert des Widerstandes R 2 wählt (oder indem man den Widerstand R 1 durch eine Konstantstromquelle ersetzt), kann man den Ladestrom und somit die Steilheit m unabhängig vom Wert des Widerstandes R 2 machen. « Da der Ladestrom jedoch durch den Widerstand R 2 fließt, wird an ihm eine Offsetspannung A Verzeugt, und da der Widerstand R 2 in Reihe mit dem Kondensator CX liegt addiert sich diese Offsetspannung mit der Kondensatorspannung. Somit kann bei einem gegebenen Ladestrom, der die Steilheit des Sägezahns und die Breite des Zeitfensters bestimmt der Wert des Widerstandes R 2 unabhängig geändert werden, um den Offset des Sägezahns und somit die Position des Zeitfensters zu steuern.

Während des Intervalls f₂—/₅ steigt die Spannung am Schaltungsknoten A linear bis auf einen Grenzwert an, der gleich der Summe der Bezugsspannung V3 und der Vfw-Spannung des Sägezahn-Begrenzungstransistors Q 3 ist, und zu diesem Zeitpunkt schaltet sich der Transistor Q 3 ein, um jedes weitere Ansteigen des Sägezahns zu verhindern. Der Transistor Q 3 bleibt dann für den Rest (ts—t₇) des Horizontalintervalls eingeschaltet Die gestrichelt gezeichnete Verlängerung des Sägezahns in der Wellenform 202 soll veranschaulichen, daß sich ohne die erwähnte Begrenzung die Sägezahnspannung asymptotisch der Bezugsspannung V2 nähern würde. Die Begrenzung der Sägezahnspannung auf einen vorbestimmten Wert ist vorteilhaft, weil zum einen dadurch die Länge der Zeit verkürzt wird, die der Transistor Q2 zum Entladen des Kondensators Cl benötigt, und zum andern die Anforderungen au den Transistor Q 2 hinsichtlich des Spitzenwerts des Kollektorstroms und des Basissteuerstroms nicht so hoch sind.

Die Wellenform 204 stellt das Steuersignal dar, das die Vorladeschaltung 58 vom Vergleicher 64 empfängt, der die Spannung des Schaltungsknotens A mit der Bezugsspannung V5 vergleicht. Während des Intervalls fi — h ist die Sägezahnspannung niedriger als V5, und der Vsr^leächer 64 liefert ein A.kt!V!erun^£ycci^£TnH! an d'^p Vorladeschaltung 58. Wenn die Sägezahnspannung den Pegel V5 überschreitet, beendet der Vergleicher 58 das Aktivierungssignal für die Vorladeschaltung (I₁,- tj).

Die Wellenform 205 stellt das Steuersignal dar, das dem Phasendetektor 50 vom Vcrgleicher 62 angelegt wird, der die Spannung des Schaltungsknotens A mit der Bezugsspannutig V4 vergleicht (V4 ist wie dargestellt positiver als V5). Während des Zeitintervalls h — t_A ist die Sägezahnspannung niedriger als V4, und der Vergleicher 62 liefert ein Aktivierungssignal an den Phasendetektor 50. Wenn die Sägezahnspannung den Wert K 4 übersteigt, beendet der Vergleicher 62 das Aktivierungssignal für den Phasendetektor.

Es sei angemerkt, daß die Vorladeschaltung 58 und der Phasendetektor 50 während des Zeitintervalls /1 — i3 beide aktiviert sind. Dies ist nicht wesentlich, und man könnte die Einschaltung des Phasendetektors 50 bis zum Zeitpunkt t₃ hinauszögern. Das ließe sich beispielsweise durch eine geeignete Verknüpfungs- oder Steuerschaltung erreichen, w eiche das Ausgangssignal des Vergleichers 62 während des Intervalls t\ — ti sperrt, wenn der Vergleicher 64 ein Aktivierungssignal an die Vorladeschaltung 58 sendet. Bei einer solchen Modifikation wären jedoch zusätzliche Schaltungsmaßnahmen notwendig, wodurch die Kosten und die Kompliziertheit der Zeitsteuersignalerzeugung steigen würden.

Während des Intervalls fi — tj, wenn die Vorladeschaltung 58 aktiviert ist, wird der Fehlerspannungs-Haltekondensator 58 auf einen Spannungspegel vorgeladen, welcher der Mitte des Dynamikbereichs des Servosystems entspricht Falls die Phasensynchronisierung verlorengeht, hat das Fehlen kohärenter oder zusammenhängender Signale vom Phasendetektor 50 in Verbindung mit dem wiederholten Vorspannen zur Folge, daß der Armstreck-Wandier 72 schließlich »rückzentriert« wird und der. sparir.ur.gsgesteuerten Oszillator 42 auf die Mitte seines Steuerbereichs (5,11 MHz) einstellt Wie an früherer Stelle erwähnt, ist dies die optimale Ausgangsbedingung für das Wiedereinfangen der Phasensynchronisierung. Wenn andererseits das Servosystem im phasensynchronisierten Zustand ist, hat die Vorladung des Kondensators 54 kaum Einfluß, weil die Folgefrequenz der Vorladung (einmal während jedes Ablenkintervalls) viel höher ist als die Grenzfrequenzen des Filters 56, während die Anderungsgeschwindigkeit der Ausgangsspannung des Phasendetektors (Zeile für Zeile gesehen) gut innerhalb der Filterbandbreite liegt

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Bildplattenspieler mit einem Servosystem, das zur Korrektur von Videosignalen dient und folgendes enthält: einen Bezugszoszillator zur Erzeugung eines Bezugssignals; einen Phasendetektor, der im aktivierten Zustand anspricht, um das Bezugssigna! mit einer ersten Synchronsignalkomponente eines vom Plattenspieler erzeugten Videosignals zu vergleichen und abhängig vom Ergebnis dieses ι ο Vergleiches eine Fehlerspannung zu erzeugen, und einer Rückkopplungsstrecke zum Anlegen der Fehlerspannung über einen Haltekondensator und ein diesem nachgeschaltetes Filter an einen Punkt im Plattenspieler in solchem Sinne, daß Fehlerabweichungen zwischen dem Bezugssignal und der ersten Synchronsignalkomponente des Videosignals vermindert werden, dadurch gekennzeichnet, daß eine Vorladeschaltung (58) den Haltekondensator (54) periodisch auf einen vorbestimmten Pegel vorlädt und daß eine Zeitsteuerschaltung (60), die auf eine zweite Synchronsignalkomponente des Videosignals anspricht und den zeitlichen Ablauf des durch die Vorladeschaltung (58) und den Phasendetektor (50) erfolgenden Ladens des Kondensators steuert, sowie das Filter (56) so ausgebildet sind, daß die Vorladung des Kondensators (54) sich im wesentlichen nur bei verlorengegangener Phasensynchronisierung auf die an den genannten Punkten im Plattenspieler angelegte Fehlerspannung auswirkt.

2. Bildplattenspieler nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitsteuerschaltung (60) den Phasendetektor (50) und die Vorladeschaltung (58) während eines ersten Zeitintervalls aktiviert und während eines zweiten Zeitintervalls den Phasende- 3i tektor aktiviert und die Vorladeschaltung unwirksam macht und während eines dritten Zeitintervalls den Phasendetektor und die Vorladeschaltung unwirksam macht.

3. Bildplattenspieler nach Ansprach 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitsteuerschaltung (60) folgendes enthält: